JP2005322521A - 高周波加熱装置 - Google Patents
高周波加熱装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005322521A JP2005322521A JP2004139994A JP2004139994A JP2005322521A JP 2005322521 A JP2005322521 A JP 2005322521A JP 2004139994 A JP2004139994 A JP 2004139994A JP 2004139994 A JP2004139994 A JP 2004139994A JP 2005322521 A JP2005322521 A JP 2005322521A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- dead time
- frequency
- circuit
- semiconductor switching
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 title claims abstract description 52
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 144
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 67
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 33
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 16
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 26
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 239000004575 stone Substances 0.000 description 10
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 7
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000010587 phase diagram Methods 0.000 description 3
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/64—Heating using microwaves
- H05B6/66—Circuits
- H05B6/666—Safety circuits
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
Abstract
【解決手段】 直流電源1と、これに並列に接続された2個の半導体スイッチング素子6,7から成る直列接続回路と、前記2個の半導体スイッチング素子6,7の一方の半導体スイッチング素子7の両端に接続されるリーケージトランス2の1次巻線3とコンデンサ5を有する直列接続回路と、前記2個の半導体スイッチング素子6,7のそれぞれを駆動する駆動手段とから構成される共振型高周波加熱装置であって、所定周波数以下でデッドタイムを一定、所定周波数以上でデッドタイムを急増させる可変デッドタイム作成回路24を前記駆動手段内に備え、かつ、スイッチング周波数が高くなったときそのデッドタイムがそれ以上広がらないように限界を設けた。
【選択図】 図5
Description
周波数f0がインバータ回路のLC共振回路の共振周波数で、この周波数f0より上の周波数範囲f1〜f3の電流−周波数特性曲線I1を使用している。
共振周波数f0の時が電流I1は最大で、周波数範囲がf1からf3へ高くなってゆくにしたがって電流I1は減少する。周波数範囲f1〜f3のうち、低周波になるほど共振周波数に近づくので電流I1は増加し、したがって、リーケージトランスの2次側に流れる電流は大きくなる。逆に、周波数が高くなるほど共振周波数から遠ざかるので、リーケージトランスの2次側に流れる電流は小さくなる。非線形負荷である電子レンジを動作させるインバータ回路にあっては、この周波数を変えることにより出力を変えている。
マグネトロンの非線形負荷を使用する電子レンジは、後述するように入力される電源が商用電源のような交流の場合、スイッチング周波数を変化させている。
それぞれの高周波出力においても90度および270度付近が最も高い周波数になるが、例えば電子レンジを200Wで使用する場合はf3近傍に、500Wの場合はそれより低く、1000Wの場合はさらに低い周波数になる。当然であるが、入力電力または入力電流制御を行っているので、商用電源電圧、マグネトロン温度等の変化により、この周波数は変化している。
また、前記電源位相の0度および180度付近は、高電圧を印加しないと高周波発振しないマグネトロンの特性に合わせて、共振電流が大きくなる共振周波数f0近傍のf1近傍に設定することで商用電源電圧に対するマグネトロン印加電圧の昇圧比を高め、マグネトロンから電波が発せられる商用電源の位相幅を広くする設定にしている。
直流電源1は商用電源を全波整流して直流電圧VDCを、第2のコンデンサ5とリーケージトランス2の1次巻線3との直列回路に印加する。第1の半導体スイッチング素子6と第2の半導体スイッチング7とは直列に接続され、リーケージトランス2の1次巻線3と第2のコンデンサ5との直列回路は第2の半導体スイッチング素子7に並列に接続されている。
当然であるが、前記第1、第2の半導体スイッチング素子6,7はこの種類に限定されるものではなく、サイリスタ、GTOスイッチング素子等を用いることもできる。
第1および第2の半導体スイッチング素子6,7は交互に、また後述するデッドタイム作成手段により、第1および第2の半導体スイッチング素子6,7が共にオフしている期間、すなわちデッドタイムを設けて駆動される。
このデッドタイムの詳細は後述するが、第1あるいは第2の半導体スイッチング素子6,7の一方がターンオフした直後は、他方の半導体スイッチング素子の両端電圧は高いので、この時点でターンオンさせるとスパイク状の過大電流が流れ、不要な損失、ノイズが発生する。デッドタイムにより、この両端電圧が約0Vに減少するまでターンオンが遅れるので、前記損失、ノイズが防止される。当然、逆の切り換わり時も同様の働きをする。
また、図4は回路中の半導体スイッチング素子等の部品の電圧電流波形図を示している。
図において、(a)モード1は第1の半導体スイツチング素子6に駆動信号が与えられる。このとき電流は直流電源1からリーケージトランス2の1次巻線3と第2のコンデンサ5を通って流れる。
この回路構成によれば第1の半導体スイッチング素子6と第2の半導体スイッチング素子7に印加する電圧の最大値を直流電源電圧VDCとすることができる。
(a)は上記各モード1〜6における第1の半導体スイッチング素子6の電流波形で、t0時点から導通していた(したがって、(b)で半導体スイッチング素子6のエミッタ・コレクタ間電圧はゼロ)半導体スイッチング素子6がモード1の終了時点t1でターンオフ(電流ゼロになる)している。
一方、(d)は第2の半導体スイッチング素子7の電圧波形で、t0時点からオフであった半導体スイッチング素子7は、オン信号が加えられるモード3の開始時点t2までオフが続く。
したがって、t1時点からt2時点までの期間DT1は、第1の半導体スイッチング素子6および第2の半導体スイッチング素子7が共にオフとなっている。
この期間DT1がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はt1時点からt3時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。
同じく、(c)のように、第2の半導体スイッチング素子7がt4時点でターンオフ(電流ゼロとなる)してから、(a)のように第1の半導体スイッチング素子6にオン信号が加えられるモード6の開始時点t5までの期間DT2がデッドタイムに要求される最小値であり、最大値はt4時点からt6時点までの期間であり、この範囲内においてデッドタイムが許容される。
(a)において、半導体スイッチング素子6がt1時点でターンオフ(電流ゼロになる)しても、(d)で他方の半導体スイッチング素子7の両端の電圧(実線)が0に下がるのに時間t1−t2を必要としている。したがって、t2時点で他方の半導体スイッチング素子7にターンオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子7のエミッタ−コレクタ間の電圧が0に下がっているので、半導体スイッチング素子7は電圧からオン(導通)することとなり(これを「ゼロボルトスイッチング」と言う。)、熱損失やノイズの問題は生じない。
したがって、通常通り、時点t2で半導体スイッチング素子7にオン信号が加えられると、半導体スイッチング素子7のエミッタ−コレクタ間に所定の電圧Vt2が加わったままでオンするので熱損失が発生した。また、大きなdv/dtの発生による急峻なスパイク電流が流れ、ノイズ源となった。
また、スパイク電流によるノイズは、大きな問題として取り上げられる値ではなかった。
このため、従来のインバータ回路においては、ハードスイッチングの弊害については全く問題とされなかった。
半導体スイッチング素子に熱損失が余分に発生することは、無駄なエネルギーがそこで費やされることであり、省エネルギーの面から好ましくなく、さらに半導体スイッチング素子の寿命に影響すること、また最近のIC、CPUの駆動は微小信号化しているので、ノイズの発生は今後問題となる可能性があることから、そこで本発明はこれらの欠点を解決するためになされたものである。
したがって、本発明の目的は、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、したがって無駄なエネルギーが費やされることのない、半導体スイッチング素子の寿命に悪影響を及ぼさない、かつノイズの発生し難いインバータ回路を提供することにある。
そこで、本発明の第2の目的は、ノイズの発生し難いDT付きのインバータ回路が得られた場合において、周波数が大きく上がってもまたデュテイ制御をしたときにもIGBTを限界において必ずIGBTをONさせるようにして、IGBTの破壊防止ができる高周波加熱装置を提供することにある。
請求項3記載の高周波加熱装置の発明は、直流電源と、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの1次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路は前記半導体スイッチング素子の一方に並列接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから成るマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備え、かつ、前記スイッチング周波数が高くなったとき前記デッドタイムがそれ以上広がらない限界を設けたことを特徴とする。
請求項4記載の発明は、請求項1〜3のいずれか1項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを増加させることを特徴とする。
請求項5記載の発明は、請求項4記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする。
請求項6記載の発明は、請求項5記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする。
請求項7記載の発明は、請求項5記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値または微増値が可変であることを特徴とする。
請求項8記載の発明は、請求項6記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする。
請求項9記載の発明は、請求項5又は6記載の高周波加熱装置において、所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする。
請求項10記載の発明は、請求項1〜3のいずれか1項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする。
請求項11記載の発明は、請求項1〜10のいずれか1項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を基にデッドタイムを作成するものであることを特徴とする。
請求項12記載の発明は、請求項1〜11のいずれか1項記載の高周波加熱装置において、前記可変デッドタイム作成回路は、VCC電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位を基にデッドタイムを作成することを特徴とする。
請求項13記載の発明は、請求項12記載の高周波加熱装置において、前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする。
請求項14記載の高周波加熱装置の発明は、半導体スイッチング素子を含むアームを少なくとも1つ有する周波数制御型共振インバータ回路から構成されるマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備えたものにおいて、前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を基にデッドタイムを作成するものであることを特徴とする。
図において、この高周波加熱装置は、直流電源1、リーケージトランス2、第1の半導体スイッチング素子6、第1のコンデンサ4、第2のコンデンサ5、第3のコンデンサ(平滑コンデンサ)13、第2の半導体スイッチング素子7、駆動部8、全波倍電圧整流回路10、およびマグネトロン11とで主回路が構成されている。主回路の構成は図2と同じであるので、重複説明は省略する。
そして、半導体スイッチング素子6、7を制御する制御回路は、入力電流Iinと基準電流Refとからその差を求める制御信号作成回路21と、制御信号作成回路21と交流全波信号とから周波数変調信号を作成する周波数変調信号作成回路22と、周波数変調信号作成回路22から三角波搬送波を作成する発振回路23と、デッドタイムをスイッチング周波数の大きさによって変化させる本発明によって設けられた可変デッドタイム作成回路24と、発振回路23の三角波出力と可変デッドタイム作成回路24のVQ7CとVQ8Cの各出力から各矩形波を形成する矩形波形成回路25と、矩形波形成回路25の出力によってスイッチング素子をオン/オフさせるパルスを発生するスイッチング素子駆動回路26から構成され、スイッチング素子駆動回路26の各出力がスイッチング素子(IGBT)6、7のゲートに与えられる。
矩形波形成回路25はコンパレータ251,252の2個を有し、コンパレータ251の反転入力端子(−)にトランジスタQ8のコレクタ電圧VQ8Cが、コンパレータ252の非反転入力端子(+)にトランジスタQ7のコレクタ電圧VQ7Cが与えられ、コンパレータ251の非反転入力端子(+)とコンパレータ252の反転入力端子(−)に発振回路23の三角波出力が与えられる。
各コンパレータ251,252は、非反転入力端子(+)の電位が反転入力端子(−)の電位よりも低いときは出力はなく(電位ゼロ)、非反転入力端子(+)の電位が反転入力端子(−)の電位を超えている間は出力を出す(電位ハイ)ようになっている。
図6において、t1時点より前では、コンパレータ252( 図5参照)は非反転入力端子(+)の電位VQ7Cが反転入力端子(−)の三角波の電位を超えているので半導体スイッチング素子がオンしている(出力1)。同じ時、コンパレータ251は非反転入力端子(+)の三角波の電位が反転入力端子(−)の電位VQ8Cよりも低いので半導体スイッチング素子はオフである(出力0)。
(2)t1〜t4、コンパレータ252は出力0が続く。
(3)t2時点で、コンパレータ251は非反転入力端子(+)の三角波の電位が反転入力端子(−)の電位VQ8Cよりも高くなるので出力1となる。
(4)t2〜t3、コンパレータ251は出力1が続く。
(5)t3時点で、コンパレータ251は非反転入力端子(+)の三角波の電位が反転入力端子(−)の電位VQ8Cよりも低くなるので出力は0となる。
(6)t4時点で、コンパレータ252は非反転入力端子(+)の電位VQ7Cが反転入力端子(−)の三角波の電位より高くなるので出力1となる。
(7)t4〜t5で、コンパレータ252は出力1が続く。
(8)t5時点で、コンパレータ252は非反転入力端子(+)の電位VQ7Cが反転入力端子(−)の三角波の電位より低くなるので出力0となる。
(9)t3〜t6、コンパレータ251は出力0が続く。
以下、同様に繰り返す。
このようにして、スイッチング素子6、7が同時にオフとなっている期間t1〜t2、t3〜t4、t5〜t6がデッドタイムDTとして得られる。
図で周波数が高い(実線)ときは、図6(a)で先に実線のVQ8CとVQ7Cと三角波を用いて説明したように、VQ8CとVQ7Cと三角波との間で、電位VQ7Cが三角波の電位より低くなるt1時点で出力0となり、三角波の電位が電位VQ8Cより高くなり出力1となるt2時点までの間がデッドタイムDTとして確保される。
そこで周波数が低くなると点線で示す三角波となり、その傾きは緩くなる。そこで本発明では、同じデッドタイムDTが得られるようにするため、t1時点とt2時点からそれぞれ点線で示す三角波に向けて引いた垂線との交点C1、C2を通る電位VQ7C1とVQ8C1となるように、各オフセット電圧を決めている。抵抗R8、R7は一定であるので、このようなオフセット電圧となるような電流I8、I7を各抵抗R8、R7に流すようにしている。
このようにすることにより、周波数が変化して三角波が実線から点線のように変わったとしても、点線で示す三角波が2つの電位VQ7C1とVQ8C1を横切る時点t1、t2は同じ時点となるので、デッドタイムDTは同じになる。
図において、Q01、Q02、Q1〜Q8はトランジスタ、R1〜R10は抵抗である。トランジスタQ1、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8に流れる電流をそれぞれI1、I3、I4、I5、I6、I7、I8とし、トランジスタQ5、Q6、Q7のエミッタ電位をそれぞれ、VQ5E、VQ6E、VQ7Eとし、トランジスタQ7、Q8のコレクタ電位をそれぞれVQ7C、VQ8Cとする。トランジスタQ1とQ2とでカレントミラー回路を構成している。同じくトランジスタQ1とQ04とで、トランジスタQ3とQ4とで、トランジスタQ05とQ8とで、それぞれカレントミラー回路を構成している。トランジスタQ04の出力は発振回路23(図12)へ与えられる。
また、トランジスタQ1とQ3とはそれぞれエミッタ側をVccに、コレクク側をそれぞれトランジスタQ01とQ03のコレクタ側に接続され、トランジスタQ01とQ03のエミッタ側はそれぞれ端子MOD、端子DTADDに接続され、端子MODと端子DTADDはそれぞれ分圧抵抗を介して接地されている。トランジスタQ01とQ03のべースはトランジスタQ02のエミッタ側に接続され、トランジスタQ02のコレクタ側は接地されている。トランジスタQ02のべースには周波数変調信号作成回路22(図5)の出力である発振周波数の制御電圧が加えられる。
トランジスタQ8のべースにはカレントミラー回路を構成するトランジスタQ05のベース電圧が加えられる。トランジスタQ05、Q8の特性が等しく、各抵抗値も等しければ、I6=I7=I8、I3=I4、となる。
ただし、I1=I2、I3=I4、I6=(I7=I8)
に限定されるものではなく、比例関係にあればよい。
なお、I7=I8 は必要である。
I3が流れていない範囲では、
I1=I2=I5、となり、
また、VQ5E=VQ6E=VQ7E
I5×R5=I6×R6=I7×R9=I1×R5、となる。
トランジスタQ8、Q7に流れる電流I8、I7はそれぞれ次のようになる。
I8=I6=I1×(R5/R6)
I7=I1×(R5/R9)
オフセット電圧VR8、VR7はそれぞれ次のようになる。
VR8=I8×R8={I1×(R5/R6)}×R8
=I1×R5×(R8/R6)
VR7=I1×R5×(R7/R9)
VQ8CとVQ7Cは、6Vに上記オフセット電圧を加減したものであるから、
VQ8C=6V+VR8=6V+I1×R5×(R8/R6)
VQ7C=6V−VR7=6V−I1×R5×(R7/R9) ・・・(1)
すなわち、DTを一定としたとき、周波数が上がれば各オフセット電圧VQ7CとVQ8CVはそれぞれ6Vに対して開く方向に降下・上昇させる必要がある。これを図6で説明すると、周波数が上がれば図6(b)において、「f小」なる特性線図(点線)から「f大」なる特性線図(実線)に移動し、特性線図が次第に立ち上がっていくので、DTを一定に保つには、オフセット電圧VQ7Cは6Vに対してより降下させ、逆にオフセット電圧VQ8Cは6Vに対してより上昇させることとなる。そして周波数が大きく上がると、オフセットVQ7Cは0V以下となってしまい、これではIGBTをONさせる信号が全く出ないことになってしまう。また、デッドタイムの制御のためにオフセット電圧VQ7CとVQ8Cを連動させて上下させるには中心電圧6Vを変えればよく、この中心電圧6Vを変えることによって、2個のトランジスタQ8、Q7のオン・オフの比を変える(デュテイ制御)ことができる。よってこの回路はデュテイ制御の場合にもデッドタイムの可変に有効なのであるが、この中心電圧6Vを可変とし、中心電圧6Vを下げていったときにオフセット電圧VQ7CとVQ8Cも連動して下がるので、オフセット電圧VQ7Cが0V以下となってしまい、これではIGBTをONさせる信号が全く出ないことになってしまう。そこで、周波数が上がっても、また、デュテイ制御がなされても、所定の限界においてIGBTをONさせるようにするためIGBTの破壊防止ができるデッドタイムリミット回路240を設けたのが特徴である。
図において、240は本発明に係るデッドタイムリミット回路である。デッドタイムリミット回路はVQ7C電位側およびVQ8C電位側の2カ所に設けられた回路から成る。
まず、図のVQ7C電位側において、トランジスタ246がVcc電源と抵抗R7のVQ7C電位側との間に接続され、このトランジスタ246のベースとアースの間にトランジスタ247が挿入され、このトランジスタ247のベース−アース間に第1のリミット電圧V101を出すバッテリー249が挿入されている。
オフセット電圧VQ7Cがリミット電圧V101より高いときは、トランジスタ246はOFF状態にあり、オフセット電圧VQ7Cはリミット電圧V101より高い範囲で自由に動きうる。
ところが、オフセット電圧VQ7Cがリミット電圧V101以下になろうとすると、トランジスタ246はON状態になり、Vccから電流を補充し始め、リミット電圧V101以下になろうとするのを阻止する。
オフセット電圧VQ8Cがリミット電圧V100より低いときは、トランジスタ242はOFF状態にあり、オフセット電圧VQ8Cはリミット電圧V100より低い範囲で自由に動きうる。
ところが、オフセット電圧VQ8Cがリミット電圧V100以上になろうとすると、トランジスタ242はON状態になり、GNDへ電流を流し始め、リミット電圧V100以上になろうとするのを阻止することとなる。
そこで、周波数変調信号作成回路22に周波数の上限値を制限する機能を設けることで、マグネトロン温度等の変動により周波数が高くなっても、それ以上周波数は高くならないようにできる。
したがって、周波数が高くなっても、IGBTのONを確保するためには、最高周波数を制限し、かつ、その最高周波数時において必要なON時間幅が得られるようにリミット電位を適切に設定する必要がある。
図において、I1、I3、I5はそれぞれ図7のトランジスタQ1、Q3、Q5に流れる電流である。I5はI1+I3である。
周波数が低いf1以下においては、電流I1(15)は一定(151)ないし微増(I52)となっているが、周波数がf1以上の高い範囲においては、周波数f1を変曲点としてI3が急峻に流れ始めるので、これとI1との合計であるI5は急激に増加する。
図7において、発振周波数が低い範囲では電流I3=0だったが、発振周波数が高い範囲では電流I3を次のようにして流すようにしている。すなわち、発振周波数制御電圧のトランジスタQ02のエミッタ電位が接点DTADD点の電位よりも低いときは、端子DTADDに接続されているトランジスタQ03はオンしない(したがって、電流I3は流れなかった)が、発振周波数制御電圧のトランジスタQ02のエミッタ電位が端子DTADD点の電位よりも高くなると、端子DTADDに接続されているトランジスタQ03はオンするので、電流I3が流れ出す。図9において、発振周波数がf1より低い領域では電流I51は一定又は電流I52は微増であったが、発振周波数がf1より高い領域では、それまで0であったI3が急激に流れ始めるので、I5=I1+I3となる。
I3が流れている範囲では、
I5=I2+I4=I1+I3
I5×R5=I6×R6=I7×R9=(I1+I3)×R5、となる。
したがって、トランジスタQ8、Q7のコレクタ電圧はそれぞれ式(2)のようになる。
VQ8C=6V+VR8=6V+(I1+I3)×R5×(R8/R6)
VQ7C=6V−VR7=6V−(I1+I3)×R5×(R7/R9)
・・・・・(2)
(a)の回路において、第1のコンデンサ41,第2のコンデンサ42,の容量設定により、第3のコンデンサ5を省略した回路においても同様の効果が得られる。
図10(b)の(イ)は図10(a)の所定のスイッチング周波数f1以下での前記デッドタイムの一定値または微増値L1をL11、L12、L13のように可変とし、および所定のスイッチング周波数f1以上でのデッドタイムDTの急増値L2を、L21、L22、L23のように可変としている。
これは図7の端子DTMULTIの抵抗R5と抵抗R6の比率を変えることで行える。すなわち、I5×R5=I6×R6
であるから、R5とR6の比を変えればI5とI6の比も変わる。I6はI7,I8の値を決めているので、I5とI6の比が変われば、I5に対するI7,I8の値も変わるので、6Vからのオフセット電圧も変わる。よってデッドタイムDTも変わる。このようにすれば、デッドタイムDTは同じ周波数であっても変わることができる。
そして更に、リミット周波数fLにおいて各線図L21、L22、L23でそのデッドタイムDTをリミットしているので、これによりIGBTの限界におけるONを確保し、IGBTの破壊防止ができる。
この勾配は接点DTADDの上下の抵抗R31,R32の合成抵抗値で決まる。合成抵抗値が大きいとVccから流れる電流は余り流れないので、傾きは小さくなり(L26)、逆に合成抵抗値が小さいとVccから流れる電流は多くなり、傾きは大きくなる(L24)。すなわち、電流I3が多く流れると、電流I7,I8も多く増えるので、抵抗R7,R8の電圧降下が多くなり、6Vからのオフセット電圧が増える。したがって、トランジスタQ8、Q7のコレクタ電圧は前記式(2)によって、増加する。
なお、発振周波数が高くなるとデッドタイムDTが狭まる方向に作用するが、オフセット電圧の増加はそれ以上にデッドタイムDTが長くなる方向に働く。
そして更に、リミット周波数fLにおいて各線図L24、L25、L26でそのデッドタイムDTをリミットしているので、これによりIGBTの限界におけるONを確保し、IGBTの破壊防止ができる。
この変曲点は端子DTADD点の上下の抵抗R31,R32の抵抗比によって変えられる。すなわち、トランジスタq02のベースに加えられる発振周波数制御電圧がその抵抗比で決まる電圧を超えたら電流I3が流れ始めるので、この抵抗R31,R32の抵抗比が変曲点となる。抵抗R31>R32であれば抵抗比で決まる電圧は低いので早く電流I3が流れ始める。電流I3が流れると、電流I7、I8も流れるので、抵抗R7,R8の電圧降下が生じ、6Vからのオフセット電圧が増え、したがって、トランジスタQ8、Q7のコレクタ電圧は前記式(2)によって増加し、デッドタイムDTは早く増加を始める(fO)。逆に、抵抗R31<R32であれば抵抗比で決まる電圧は高いので電流I3が流れ始めるまでに時間がかかり、デッドタイムDTの増加は遅く始まる(f2)。
そして更に、リミット周波数fLにおいて各線図L27、L28、L29でそのデッドタイムDTをリミットしているので、これによりIGBTの限界におけるONを確保し、IGBTの破壊防止ができる。
図10(a)では変曲点となる所定のスイッチング周波数f1を境にデッドタイムDTは、スイッチング周波数f1以下ではL1のように一定または微増であり、スイッチング周波数f1以上ではL2のように急増させるものであったが、図11では、スイッチング周波数がf0、f1、f2、f3と高くなるにしたがってデッドタイムDTをそれぞれL3、L4、L5、L6と階段状に増加させるものである。
このような階段状の構成は、図10(b)の(イ)で説明したデッドタイムL11、L12、L13を作成する手法を採用すればよい。すなわち、図7の端子DTMULTIの抵抗R5と抵抗R6をトランジスタ等の可変抵抗素子で構成し、所定の周波数でその比率を変えるようにすればよい。
発振回路23はコンパレータ231,232の2個を有し、コンパレータ231の反転入力端子a(−)に分圧抵抗235の電圧V1が、コンパレータ232の非反転入力端子b(+)に分圧抵抗236の電圧V2(ただし、V1>V2)が、コンパレータ231の非反転入力端子b(+)とコンパレータ232の反転入力端子a(−)にコンデンサ234の電圧が与えられる。
各コンパレータ231,232は、非反転入力端子b(+)の電位が反転入力端子a(−)の電位よりも低いときは出力はゼロ、非反転入力端子b(+)の電位が反転入力端子a(−)の電位を超えている間は出力1を出すようになっている。
そこで、今、図12に示すように、コンデンサ234の充電回路が形成されていると、コンデンサ234の電位が上昇する。このコンデンサ234の電位が出力される。これに伴ってコンパレータ231の非反転入力端子b(+)の電位が上昇し、反転入力端子a(−)の電位V1を超えたとき出力1がS端子に加えられ、非Q端子の出力でコンデンサ234の放電回路が形成される。以後、コンデンサ234の電位が降下し、このコンデンサ234の電位が出力される。これに伴ってコンパレータ232の非反転入力端子b(+)の電位が降下し、反転入力端子a(−)の電位V2以下になったとき出力1がR端子に加えられ、非Q端子の出力でコンデンサ234の充電回路が形成される。
以上のようにして、コンデンサ234の充放電電位が出力され、三角波発振回路23が得られる。また、充電電流Irの大きさで、三角波の勾配が決まる。
図13はこれらのインバータ回路の3種を示すものである。
図13(a)において、直流電源1は商用電源を全波整流して直流電圧VDCを第1のコンデンサ41と第2のコンデンサ42との直列接続回路に、および第1の半導体スイッチング素子6と第2の半導体スイッチング素子7との直列接続回路に印加する。第1のコンデンサ41と第2のコンデンサ42の接続点と第1の半導体スイッチング素子6と第2の半導体スイッチング素子7の接続点との間にリーケージトランス2の1次巻線3と第3のコンデンサ5の直列接続回路が接続されている。第1の半導体スイッチング素子6と第2の半導体スイッチング素子7の各べースには、駆動部8とからの制御信号が与えられる。そして駆動部8の中に、本発明に係る可変デッドタイム作成回路24が組み込まれている。なお、リーケージトランス2の2次側およびマグネトロンは図示省略している。
可変デッドタイム作成回路24により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。
可変デッドタイム作成回路24により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。
図において、直流電源1は商用電源を全波整流して直流電圧VDCを第1の半導体スイッチング素子61と第2の半導体スイッチング素子71との直列接続回路におよび第3の半導体スイッチング素子62と第4の半導体スイッチング素子72との直列接続回路にそれぞれ印加する。第1の半導体スイッチング素子61と第2の半導体スイッチング素子71の接続点と第3の半導体スイッチング素子62と第4の半導体スイッチング素子72の接続点との間にリーケージトランス2の1次巻線3と第3のコンデンサ5の直列接続回路が接続されている。第3のコンデンサ5は省略することができる。第1の半導体スイッチング素子61、第2の半導体スイッチング素子71、第3の半導体スイッチング素子62、そして第4の半導体スイッチング素子72の各べースには、駆動部8とからの制御信号が与えられる。そして駆動部8の中に、本発明に係る可変デッドタイム作成回路24が組み込まれている。なお、リーケージトランス2の2次側およびマグネトロンは図示省略している。
可変デッドタイム作成回路24により、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させ、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを行っているので、半導体スイッチング素子に熱損失の発生し難い、かつノイズの発生し難いインバータ回路が得られる。
2 リーケージトランス
3 1次巻線
4 第1のコンデンサ
5 第2のコンデンサ
6 第1の半導体スイッチング素子
7 第2の半導体スイッチング素子
8 駆動部
9 2次巻線
10 全波倍電圧整流回路
11 マグネトロン
12 3次巻線
13 第3のコンデンサ
21 制御信号作成回路
22 周波数変調信号作成回路
23 三角波搬送波発振回路
24 可変デッドタイム作成回路
240 デッドタイムリミット回路
25 矩形波形成回路
26 スイッチング素子駆動回路
Claims (14)
- 直流電源と、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの1次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、かつ交流等価回路において前記共振回路の一端は前記直列回路の中点に、他端は前記直流電源の一端に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから成るマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備え、かつ、前記スイッチング周波数が高くなったとき前記デッドタイムがそれ以上広がらない限界を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
- 直流電源と、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路の2組と、リーケージトランスの1次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記2組の直列回路はそれぞれ前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路の一端は前記一方の直列回路の中点に、他端は他方の直列回路の中点に接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから成るマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備え、かつ、前記スイッチング周波数が高くなったとき前記デッドタイムがそれ以上広がらない限界を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
- 直流電源と、2個の半導体スイッチング素子からなる直列回路と、リーケージトランスの1次巻線とコンデンサが接続された共振回路とを有し、前記直列回路は前記直流電源に並列に接続し、前記共振回路は前記半導体スイッチング素子の一方に並列接続されると共に、それぞれの前記半導体スイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記リーケージトランスの2次巻線に接続される整流手段と、前記整流手段に接続されるマグネトロンとから成るマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備え、かつ、前記スイッチング周波数が高くなったとき前記デッドタイムがそれ以上広がらない限界を設けたことを特徴とする高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを増加させることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項記載の高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以下でデッドタイムを一定または微増させることを特徴とする請求項4記載の高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路は、所定のスイッチング周波数以上でデッドタイムを急増させることを特徴とする請求項5記載の高周波加熱装置。
- 所定のスイッチング周波数以下での前記デッドタイムの一定値または微増値が可変であることを特徴とする請求項5記載の高周波加熱装置。
- 所定のスイッチング周波数以上での前記デッドタイムの急増値が可変であることを特徴とする請求項6記載の高周波加熱装置。
- 所定のスイッチング周波数の値が可変であることを特徴とする請求項5又は6記載の高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路はスイッチング周波数が高くなるにしたがってデッドタイムを階段状に増加させるものであることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項記載の高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を基にデッドタイムを作成するものであることを特徴とする請求項1〜10のいずれか1項記載の高周波加熱装置。
- 前記可変デッドタイム作成回路は、VCC電源と、デューティ制御電源と、スイッチング周波数に比例して変化する第一の電流と、所定の周波数から流れ出しかつスイッチング周波数に比例して変化する第二の電流と、前記二つの電流を合成してかつ所定の係数をかけた第三の電流と、前記デューティ制御電源に前記第三の電流に比例したプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を付加して成る二つの上位・下位電位を作成する上位・下位電位作成手段とを有し、前記二つの上位・下位電位を基にデッドタイムを作成することを特徴とする請求項1〜11のいずれか1項記載の高周波加熱装置。
- 前記デューティ制御電源の電圧および前記スイッチング周波数の少なくとも一方を変化させて入力電力または入力電流制御を行うようにしたことを特徴とする請求項12記載の高周波加熱装置。
- 半導体スイッチング素子を含むアームを少なくとも1つ有する周波数制御型共振インバータ回路から構成されるマグネトロン駆動用の高周波加熱装置であって、それぞれの半導体スイッチング素子が同時にオフしているデッドタイムをスイッチング周波数に応じて可変にする可変デッドタイム作成回路を備えたものにおいて、
前記可変デッドタイム作成回路は、スイッチング周波数の増加に比例して第一の傾きで変化し、かつ所定のスイッチング周波数からは第二の傾きで変化するプラスおよびマイナスのそれぞれのオフセット電圧を基にデッドタイムを作成するものであることを特徴とする高周波加熱装置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004139994A JP4391314B2 (ja) | 2004-05-10 | 2004-05-10 | 高周波加熱装置 |
US10/599,670 US7282682B2 (en) | 2004-05-10 | 2005-04-26 | High-frequency heating apparatus |
PCT/JP2005/007888 WO2005109957A1 (ja) | 2004-05-10 | 2005-04-26 | 高周波加熱装置 |
CN200580013283A CN100584130C (zh) | 2004-05-10 | 2005-04-26 | 高频加热装置 |
EP05737267A EP1737273B1 (en) | 2004-05-10 | 2005-04-26 | High-frequency heating apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004139994A JP4391314B2 (ja) | 2004-05-10 | 2004-05-10 | 高周波加熱装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005322521A true JP2005322521A (ja) | 2005-11-17 |
JP4391314B2 JP4391314B2 (ja) | 2009-12-24 |
Family
ID=35320607
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004139994A Expired - Lifetime JP4391314B2 (ja) | 2004-05-10 | 2004-05-10 | 高周波加熱装置 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7282682B2 (ja) |
EP (1) | EP1737273B1 (ja) |
JP (1) | JP4391314B2 (ja) |
CN (1) | CN100584130C (ja) |
WO (1) | WO2005109957A1 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103889085A (zh) * | 2014-03-12 | 2014-06-25 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 相位保护电路、相位保护方法和电磁加热装置 |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8653482B2 (en) * | 2006-02-21 | 2014-02-18 | Goji Limited | RF controlled freezing |
JP5050395B2 (ja) * | 2006-04-24 | 2012-10-17 | 日産自動車株式会社 | 電力制御装置及び電力制御方法 |
JP4811102B2 (ja) * | 2006-04-26 | 2011-11-09 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置の制御装置および制御方法 |
JP5239235B2 (ja) * | 2006-10-13 | 2013-07-17 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換方法 |
US7782005B2 (en) * | 2006-11-07 | 2010-08-24 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control |
WO2008137935A1 (en) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Harman International Industries, Incorporated | Automatic zero voltage switching mode controller |
EP2234258A1 (en) * | 2009-03-23 | 2010-09-29 | Anaview AB | Indirect d.c. converter with a switching frequency being dependent on the load and the input voltage and a dead time depending on the switching frequency |
US8391026B2 (en) * | 2009-04-09 | 2013-03-05 | Stmicroelectronics S.R.L. | Method and circuit for avoiding hard switching in resonant converters |
EP2417697B1 (en) * | 2009-04-09 | 2015-08-26 | STMicroelectronics Srl | Method and circuit for avoiding hard switching in resonant converters |
JP2011060566A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Panasonic Corp | 高周波加熱装置 |
ES2392771B1 (es) * | 2010-04-30 | 2013-11-11 | Industrias Royal Termic, S.L. | Sistema de mejora de eficiencia energetica aplicado a calefaccion electrica y agua caliente sanitaria |
GB201011789D0 (en) * | 2010-07-13 | 2010-08-25 | Ceravision Ltd | Magnetron power supply |
US8982586B2 (en) * | 2010-12-23 | 2015-03-17 | Caterpillar Inc. | Method for regulating temperature of transistor-based component |
TWI491316B (zh) * | 2012-08-27 | 2015-07-01 | 國立成功大學 | 高周波加熱裝置及其頻率控制方法 |
JP6069957B2 (ja) * | 2012-08-27 | 2017-02-01 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
CN107295708A (zh) * | 2017-07-12 | 2017-10-24 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种电磁灶控制电路及电磁灶 |
JP6895832B2 (ja) * | 2017-07-14 | 2021-06-30 | マレリ株式会社 | プレーナ型トランス及びdcdcコンバータ |
CN108282914B (zh) * | 2018-03-21 | 2024-06-21 | 深圳戴普森新能源技术有限公司 | 微波炉电源电路以及微波炉 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04230988A (ja) * | 1990-07-26 | 1992-08-19 | Sharp Corp | インバータ電子レンジの駆動回路 |
JPH07161464A (ja) | 1993-12-09 | 1995-06-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱装置 |
JP3206498B2 (ja) | 1997-06-27 | 2001-09-10 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
JP3191773B2 (ja) * | 1998-08-06 | 2001-07-23 | 松下電器産業株式会社 | 高周波加熱装置 |
WO2000008898A2 (en) * | 1998-08-06 | 2000-02-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High frequency heating apparatus |
CN2562101Y (zh) * | 2000-09-27 | 2003-07-23 | 松下电器产业株式会社 | 磁控管驱动电源 |
JP2002367768A (ja) * | 2001-06-04 | 2002-12-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マグネトロン駆動用電源 |
JP2003259643A (ja) * | 2002-03-04 | 2003-09-12 | Orc Mfg Co Ltd | 電流共振型ソフトスイッチング電源回路 |
-
2004
- 2004-05-10 JP JP2004139994A patent/JP4391314B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2005
- 2005-04-26 EP EP05737267A patent/EP1737273B1/en active Active
- 2005-04-26 WO PCT/JP2005/007888 patent/WO2005109957A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2005-04-26 US US10/599,670 patent/US7282682B2/en active Active
- 2005-04-26 CN CN200580013283A patent/CN100584130C/zh active Active
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103889085A (zh) * | 2014-03-12 | 2014-06-25 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | 相位保护电路、相位保护方法和电磁加热装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4391314B2 (ja) | 2009-12-24 |
EP1737273A4 (en) | 2009-06-03 |
US20070175890A1 (en) | 2007-08-02 |
CN100584130C (zh) | 2010-01-20 |
EP1737273B1 (en) | 2012-05-09 |
CN1947463A (zh) | 2007-04-11 |
US7282682B2 (en) | 2007-10-16 |
EP1737273A1 (en) | 2006-12-27 |
WO2005109957A1 (ja) | 2005-11-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4391314B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP4142609B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP4912581B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP6167335B2 (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置 | |
EP1742512B1 (en) | High-frequency heating apparatus | |
JP4142549B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP4350772B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
JP3703989B2 (ja) | 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置 | |
JP2005116385A (ja) | 誘導加熱装置 | |
JP4479511B2 (ja) | 高周波加熱装置 | |
KR100361027B1 (ko) | 전자렌지 | |
JPH0234135B2 (ja) | ||
JP2006252851A (ja) | 高周波加熱電源装置 | |
JPH0473885A (ja) | 高周波加熱装置 | |
JPH05343173A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
JPS625591A (ja) | 調理器 | |
JP2014075206A (ja) | 高周波誘電加熱用電力制御装置 | |
JPS62100173A (ja) | インバ−タ装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060327 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070308 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20071114 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071121 |
|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20071128 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071205 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20071212 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081202 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090120 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090210 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090302 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090908 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20091007 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121016 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4391314 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131016 Year of fee payment: 4 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |