JP3477085B2 - 高周波加熱装置用インバータ電源 - Google Patents
高周波加熱装置用インバータ電源Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B40/00—Technologies aiming at improving the efficiency of home appliances, e.g. induction cooking or efficient technologies for refrigerators, freezers or dish washers
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電子レンジ
のマグネトロン等を駆動する高周波加熱装置用インバー
タ電源に関する。
のマグネトロン等を駆動する高周波加熱装置用インバー
タ電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電子レンジのインバータ電源に
は、商用電源を整流ブリッジで整流した上で、昇圧用ト
ランスの１次巻線と共振コンデンサを並列に接続し、こ
の並列回路に対して直列にスイッチング素子を接続した
電圧共振型インバータが実用化されている。また、ハー
フブリッジ型のインバータ電源もＡＣ２００Ｖ電源を対
象として実用化されている。
は、商用電源を整流ブリッジで整流した上で、昇圧用ト
ランスの１次巻線と共振コンデンサを並列に接続し、こ
の並列回路に対して直列にスイッチング素子を接続した
電圧共振型インバータが実用化されている。また、ハー
フブリッジ型のインバータ電源もＡＣ２００Ｖ電源を対
象として実用化されている。
【０００３】図１５は、ハーフブリッジ型の従来のイン
バータ電源を示している（特開平５−２４２９６２号公
報、特開平７−４５３６１号公報）。図１６は、その動
作波形図である。商用電源１０１に対して整流ブリッジ
１０２、チョークコイル１０３、平滑コンデンサ１０４
で直流電源が構成されている。直流電源の正・負出力端
の間に、第１、第２の共振コンデンサ１０５，１０６の
直列接続体と第１、第２のスイッチング素子１１１，１
１２の直列接続体とが並列に接続されている。第１、第
２のスイッチング素子１１１，１１２には、それぞれ第
３の共振コンデンサ１０７、第４の共振コンデンサ１０
８が並列に接続されている。そして第１、第２の共振コ
ンデンサ１０５，１０６の接続点と第１、第２のスイッ
チング素子１１１，１１２の接続点との間に、昇圧トラ
ンス１１３の１次巻線が接続されている。１０９，１１
０はフリーホイールダイオードである。昇圧トランス１
１３の２次巻線には全波倍電圧整流回路１１４が接続さ
れマグネトロン１１５に直流高電圧を供給している。１
１６は制御部である。このインバータ電源の動作を説明
すると、制御部１１６により昇圧トランス１１３の１次
巻線入力インピーダンスと第１、第２の共振コンデンサ
１０５，１０６の共振周波数よりも高い周波数で駆動さ
れている。即ち、図１６中に示すように、スイッチング
素子１０９の電流は、マグネトロン１１５が通電されて
いるときにスイッチング素子１０９が電流を遮断するこ
とになる。そして、入力制御は、この周波数を高くする
ことにより電流と電圧の位相を変えて制御する方式にな
っている。
バータ電源を示している（特開平５−２４２９６２号公
報、特開平７−４５３６１号公報）。図１６は、その動
作波形図である。商用電源１０１に対して整流ブリッジ
１０２、チョークコイル１０３、平滑コンデンサ１０４
で直流電源が構成されている。直流電源の正・負出力端
の間に、第１、第２の共振コンデンサ１０５，１０６の
直列接続体と第１、第２のスイッチング素子１１１，１
１２の直列接続体とが並列に接続されている。第１、第
２のスイッチング素子１１１，１１２には、それぞれ第
３の共振コンデンサ１０７、第４の共振コンデンサ１０
８が並列に接続されている。そして第１、第２の共振コ
ンデンサ１０５，１０６の接続点と第１、第２のスイッ
チング素子１１１，１１２の接続点との間に、昇圧トラ
ンス１１３の１次巻線が接続されている。１０９，１１
０はフリーホイールダイオードである。昇圧トランス１
１３の２次巻線には全波倍電圧整流回路１１４が接続さ
れマグネトロン１１５に直流高電圧を供給している。１
１６は制御部である。このインバータ電源の動作を説明
すると、制御部１１６により昇圧トランス１１３の１次
巻線入力インピーダンスと第１、第２の共振コンデンサ
１０５，１０６の共振周波数よりも高い周波数で駆動さ
れている。即ち、図１６中に示すように、スイッチング
素子１０９の電流は、マグネトロン１１５が通電されて
いるときにスイッチング素子１０９が電流を遮断するこ
とになる。そして、入力制御は、この周波数を高くする
ことにより電流と電圧の位相を変えて制御する方式にな
っている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ電源
は、マグネトロンが通電されているときにスイッチング
素子が大きな電流を遮断するので、スイッチング素子の
スイッチング損失が大きくなり、スイッチング素子（ト
ランジスタ）も大型化するとともに放熱板等冷却構造も
大きなものとなる。また、冷却構造は、電子レンジ機械
室内に設けられた冷却用ファンによりマグネトロンとイ
ンバータを同時に冷却する構造となっており、機械室内
部での風の循環が行われるなど大型で効率の悪い冷却構
造となっていた。ところで、現在、一般に使用されてい
る電子レンジの容積率（オーブンの有効容積／外形容
積）は３０〜３５％程度である。しかしながら、近年で
はこの容積率の向上化が非常に望まれてきている。
は、マグネトロンが通電されているときにスイッチング
素子が大きな電流を遮断するので、スイッチング素子の
スイッチング損失が大きくなり、スイッチング素子（ト
ランジスタ）も大型化するとともに放熱板等冷却構造も
大きなものとなる。また、冷却構造は、電子レンジ機械
室内に設けられた冷却用ファンによりマグネトロンとイ
ンバータを同時に冷却する構造となっており、機械室内
部での風の循環が行われるなど大型で効率の悪い冷却構
造となっていた。ところで、現在、一般に使用されてい
る電子レンジの容積率（オーブンの有効容積／外形容
積）は３０〜３５％程度である。しかしながら、近年で
はこの容積率の向上化が非常に望まれてきている。
【０００５】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
第１にスイッチング素子の損失を小さくして小型のもの
を使用することができ、第２に高周波加熱装置の有効容
積を向上させて小型で大容量とすることができ、第３に
高周波加熱装置の調理時間等を安定化させることがで
き、第４に安全で高信頼性とすることができ、第５に低
騒音化を図ることができる高周波加熱装置用インバータ
電源を提供することを目的とする。
第１にスイッチング素子の損失を小さくして小型のもの
を使用することができ、第２に高周波加熱装置の有効容
積を向上させて小型で大容量とすることができ、第３に
高周波加熱装置の調理時間等を安定化させることがで
き、第４に安全で高信頼性とすることができ、第５に低
騒音化を図ることができる高周波加熱装置用インバータ
電源を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、商用電源からの交流電圧を
整流して得た直流電源の正・負出力端子間に少なくとも
１対のスイッチング素子を直列に接続し、この１対のス
イッチング素子の接続点と前記直流電源における何れか
一方の出力端子間にマグネトロン駆動用電圧を発生する
昇圧トランスの１次巻線と共振コンデンサを直列に接続
したハーフブリッジ型のインバータを備えてなり、前記
１対のスイッチング素子の、導通比は同一であって、オ
ン時間は可変であり、スイッチング周波数が前記マグネ
トロン通電時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも低
く、前記マグネトロン非通電時の前記昇圧トランスの１
次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデンサの共振
周波数よりも高い周波数となるように前記昇圧トランス
の１次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデンサを
構成し、前記インバータは前記マグネトロンが非通電時
の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピーダンスと前
記共振コンデンサに基づく共振状態のときに前記１対の
スイッチング素子をそれぞれスイッチングオフすること
を要旨とする。この構成により、１対のスイッチング素
子の導通比を同一とすることで、昇圧トランスの１次巻
線電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小さくなる。ま
た、昇圧トランスの１次巻線電流は、マグネトロン通電
時と非通電時のインバータの共振周波数の変化に伴い、
マグネトロン通電時にはマグネトロン非通電時よりもピ
ーク電流値が大きく且つ、周期が短くなる。即ち周波数
が高くなる。１対のスイッチング素子のスイッチング周
波数を、マグネトロン通電時のインバータの共振周波数
よりも低く、マグネトロン非通電時のインバータの共振
周波数よりも高くすることで、小さな１次巻線電流の時
にスイッチング素子をオフすることができて、スイッチ
ング素子の損失が小さくなる。
に、請求項１記載の発明は、商用電源からの交流電圧を
整流して得た直流電源の正・負出力端子間に少なくとも
１対のスイッチング素子を直列に接続し、この１対のス
イッチング素子の接続点と前記直流電源における何れか
一方の出力端子間にマグネトロン駆動用電圧を発生する
昇圧トランスの１次巻線と共振コンデンサを直列に接続
したハーフブリッジ型のインバータを備えてなり、前記
１対のスイッチング素子の、導通比は同一であって、オ
ン時間は可変であり、スイッチング周波数が前記マグネ
トロン通電時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも低
く、前記マグネトロン非通電時の前記昇圧トランスの１
次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデンサの共振
周波数よりも高い周波数となるように前記昇圧トランス
の１次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデンサを
構成し、前記インバータは前記マグネトロンが非通電時
の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピーダンスと前
記共振コンデンサに基づく共振状態のときに前記１対の
スイッチング素子をそれぞれスイッチングオフすること
を要旨とする。この構成により、１対のスイッチング素
子の導通比を同一とすることで、昇圧トランスの１次巻
線電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小さくなる。ま
た、昇圧トランスの１次巻線電流は、マグネトロン通電
時と非通電時のインバータの共振周波数の変化に伴い、
マグネトロン通電時にはマグネトロン非通電時よりもピ
ーク電流値が大きく且つ、周期が短くなる。即ち周波数
が高くなる。１対のスイッチング素子のスイッチング周
波数を、マグネトロン通電時のインバータの共振周波数
よりも低く、マグネトロン非通電時のインバータの共振
周波数よりも高くすることで、小さな１次巻線電流の時
にスイッチング素子をオフすることができて、スイッチ
ング素子の損失が小さくなる。
【０００７】 さらに、インバータの発振周波数を、マ
グネトロンが非通電時に１対のスイッチング素子がスイ
ッチングオフするような周波数とすることで、小さな１
次巻線電流の時にスイッチング素子をスイッチングオフ
することができて、スイッチング素子の損失が小さくな
る。
グネトロンが非通電時に１対のスイッチング素子がスイ
ッチングオフするような周波数とすることで、小さな１
次巻線電流の時にスイッチング素子をスイッチングオフ
することができて、スイッチング素子の損失が小さくな
る。
【０００８】 請求項２記載の発明は、上記請求項１記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記昇
圧トランスの２次側には倍電圧整流回路を設けてなるこ
とを要旨とする。この構成により、マグネトロンに直流
高電圧が供給される。このとき、昇圧トランスの１次巻
線は正負での通電率が等しいので、２次側の倍電圧整流
回路の電圧、電流のバランスがよくなる。これにより、
２次側倍整流用コンデンサを共通に出来、且つ、小型化
ができる。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記昇
圧トランスの２次側には倍電圧整流回路を設けてなるこ
とを要旨とする。この構成により、マグネトロンに直流
高電圧が供給される。このとき、昇圧トランスの１次巻
線は正負での通電率が等しいので、２次側の倍電圧整流
回路の電圧、電流のバランスがよくなる。これにより、
２次側倍整流用コンデンサを共通に出来、且つ、小型化
ができる。
【０００９】 請求項３記載の発明は、上記請求項１記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、高周波
加熱装置の始動時に、マグネトロンが最大出力電力で動
作している時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも高い
周波数で前記インバータを駆動することにより前記マグ
ネトロンのヒータを加熱することを要旨とする。この構
成により、マグネトロンの始動時にマグネトロンに高電
圧が加わることがなく、また、マグネトロンがヒートア
ップして導通した際にマグネトロンの最大出力を超える
ことがない。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、高周波
加熱装置の始動時に、マグネトロンが最大出力電力で動
作している時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも高い
周波数で前記インバータを駆動することにより前記マグ
ネトロンのヒータを加熱することを要旨とする。この構
成により、マグネトロンの始動時にマグネトロンに高電
圧が加わることがなく、また、マグネトロンがヒートア
ップして導通した際にマグネトロンの最大出力を超える
ことがない。
【００１０】 請求項４記載の発明は、上記請求項１記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記イ
ンバータを駆動する制御回路に電圧制御発振器を設け、
高周波加熱装置の出力を制御するマイクロコンピュータ
により出力されたＰＷＭ出力を平滑して前記電圧制御発
振器の発振周波数決定用電圧を得る構成としてなること
を要旨とする。この構成により、インバータをマイクロ
コンピュータからのＰＷＭ信号で制御することが可能と
なる。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記イ
ンバータを駆動する制御回路に電圧制御発振器を設け、
高周波加熱装置の出力を制御するマイクロコンピュータ
により出力されたＰＷＭ出力を平滑して前記電圧制御発
振器の発振周波数決定用電圧を得る構成としてなること
を要旨とする。この構成により、インバータをマイクロ
コンピュータからのＰＷＭ信号で制御することが可能と
なる。
【００１１】 請求項５記載の発明は、上記請求項４記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記電
圧制御発振器の特性は、発振周波数が低いときには、発
振周波数が高いときに比べて発振周波数の変化が緩やか
であることを要旨とする。この構成により、インバータ
の入力電力−発振周波数特性と逆の特性を持つ電圧制御
発振器を用いることで、入力電力−発振周波数特性が入
力調整範囲に亘り平準化される。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記電
圧制御発振器の特性は、発振周波数が低いときには、発
振周波数が高いときに比べて発振周波数の変化が緩やか
であることを要旨とする。この構成により、インバータ
の入力電力−発振周波数特性と逆の特性を持つ電圧制御
発振器を用いることで、入力電力−発振周波数特性が入
力調整範囲に亘り平準化される。
【００１２】 請求項６記載の発明は、上記請求項４記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記マ
グネトロンの陽極電流を検出する陽極電流検出手段を有
し、この陽極電流検出手段の検出値を基に前記陽極電流
が一定になるように前記電圧制御発振器の発振周波数を
制御することを要旨とする。この構成により、マグネト
ロンの陽極電流を一定値に制御することで、高周波加熱
装置の入力電力が一定に制御される。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記マ
グネトロンの陽極電流を検出する陽極電流検出手段を有
し、この陽極電流検出手段の検出値を基に前記陽極電流
が一定になるように前記電圧制御発振器の発振周波数を
制御することを要旨とする。この構成により、マグネト
ロンの陽極電流を一定値に制御することで、高周波加熱
装置の入力電力が一定に制御される。
【００１３】 請求項７記載の発明は、上記請求項４記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記商
用電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値を超えないように前記電圧制御発振器の発振周
波数を制御することを要旨とする。この構成により、商
用電源からの過電流入力が検出されて最大入力電力が制
御される。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記商
用電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値を超えないように前記電圧制御発振器の発振周
波数を制御することを要旨とする。この構成により、商
用電源からの過電流入力が検出されて最大入力電力が制
御される。
【００１４】 請求項８記載の発明は、上記請求項７記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記商
用電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値となるように前記電圧制御発振器の発振周波数
を制御することを要旨とする。この構成により、高周波
加熱装置の入力電力が一定に制御される。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記商
用電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値となるように前記電圧制御発振器の発振周波数
を制御することを要旨とする。この構成により、高周波
加熱装置の入力電力が一定に制御される。
【００１５】 請求項９記載の発明は、上記請求項１記
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記マ
グネトロンの冷却フィンに冷却風を通すためのダクトを
設け、このダクト内に前記昇圧トランス、スイッチング
素子、整流用の素子を含む機器及び電子部品を実装した
基板を収納し、前記ダクトにおける前記マグネトロン取
付け部の反対側に冷却用ファンを設けてなることを要旨
とする。この構成により、マグネトロンとインバータ等
を構成する機器及び電子部品とが効率よく冷却される。
また、マグネトロンとインバータ等を構成する電子回路
間を接続する配線が不要となる。
載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記マ
グネトロンの冷却フィンに冷却風を通すためのダクトを
設け、このダクト内に前記昇圧トランス、スイッチング
素子、整流用の素子を含む機器及び電子部品を実装した
基板を収納し、前記ダクトにおける前記マグネトロン取
付け部の反対側に冷却用ファンを設けてなることを要旨
とする。この構成により、マグネトロンとインバータ等
を構成する機器及び電子部品とが効率よく冷却される。
また、マグネトロンとインバータ等を構成する電子回路
間を接続する配線が不要となる。
【００１６】 請求項１０記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
ダクトは、金属又は導電性樹脂を含む電波シールド効果
を有する材質の何れかで形成してなることを要旨とす
る。この構成により、インバータ等を構成する電子回路
がシールドされて不要な輻射ノイズが低減する。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
ダクトは、金属又は導電性樹脂を含む電波シールド効果
を有する材質の何れかで形成してなることを要旨とす
る。この構成により、インバータ等を構成する電子回路
がシールドされて不要な輻射ノイズが低減する。
【００１７】 請求項１１記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンの吸入口は、高周波加熱装置の筐体外部に
連通するダクトを有することを要旨とする。この構成に
より、冷却用ファンへの流入風が高周波加熱装置外部の
空気となって冷却効率が大きくなる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンの吸入口は、高周波加熱装置の筐体外部に
連通するダクトを有することを要旨とする。この構成に
より、冷却用ファンへの流入風が高周波加熱装置外部の
空気となって冷却効率が大きくなる。
【００１８】 請求項１２記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンからの冷却風は前記マグネトロンに要求さ
れる前にその冷却風の一部を機械室を含む高周波加熱装
置の筐体内部に分流する構造としてなることを要旨とす
る。この構成により、冷却用ファンからの冷却風で機械
室の電装品等も冷却される。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンからの冷却風は前記マグネトロンに要求さ
れる前にその冷却風の一部を機械室を含む高周波加熱装
置の筐体内部に分流する構造としてなることを要旨とす
る。この構成により、冷却用ファンからの冷却風で機械
室の電装品等も冷却される。
【００１９】 請求項１３記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンの駆動には直流モータを用い、前記昇圧ト
ランスの２次側に所定巻数のファンモータ用巻線を施
し、このファンモータ用巻線の出力を整流した直流電源
を前記直流モータの電源としてなることを要旨とする。
この構成により、ファンモータ駆動用の別電源が不要と
なる。また、高周波加熱装置の出力が小さいときにはフ
ァンモータ用直流電源の出力電圧も低くなり不要な冷却
をすることがなくなり、幅広い出力制御範囲が得られる
とともに出力が小さいときには低騒音化が可能となる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
冷却用ファンの駆動には直流モータを用い、前記昇圧ト
ランスの２次側に所定巻数のファンモータ用巻線を施
し、このファンモータ用巻線の出力を整流した直流電源
を前記直流モータの電源としてなることを要旨とする。
この構成により、ファンモータ駆動用の別電源が不要と
なる。また、高周波加熱装置の出力が小さいときにはフ
ァンモータ用直流電源の出力電圧も低くなり不要な冷却
をすることがなくなり、幅広い出力制御範囲が得られる
とともに出力が小さいときには低騒音化が可能となる。
【００２０】 請求項１４記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、機械
室を含む高周波加熱装置の筐体内部に冷却風を送る冷却
用ファンを別途に設けてなることを要旨とする。この構
成により、マグネトロンの冷却用ファンと機械室の冷却
用ファンを分離することで、オーブンレンジでの使用を
する際でも機械室の冷却が可能となる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、機械
室を含む高周波加熱装置の筐体内部に冷却風を送る冷却
用ファンを別途に設けてなることを要旨とする。この構
成により、マグネトロンの冷却用ファンと機械室の冷却
用ファンを分離することで、オーブンレンジでの使用を
する際でも機械室の冷却が可能となる。
【００２１】 請求項１５記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
基板上に前記商用電源からの入力部に接続したノイズフ
ィルタを設け、前記昇圧トランスから漏れる磁束に対し
前記ノイズフィルタをシールドする遮蔽板を前記ダクト
と一体に設けてなることを要旨とする。この構成によ
り、昇圧トランスとノイズフィルタの磁気的結合がなく
なり且つ、昇圧トランスとノイズフィルタを同一基板上
に配置することができ、小型化が可能となる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
基板上に前記商用電源からの入力部に接続したノイズフ
ィルタを設け、前記昇圧トランスから漏れる磁束に対し
前記ノイズフィルタをシールドする遮蔽板を前記ダクト
と一体に設けてなることを要旨とする。この構成によ
り、昇圧トランスとノイズフィルタの磁気的結合がなく
なり且つ、昇圧トランスとノイズフィルタを同一基板上
に配置することができ、小型化が可能となる。
【００２２】 請求項１６記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
マグネトロンと前記基板の接続部は、前記基板上に設け
られたコネクタに前記マグネトロンの接続端子を挿入固
着する構造としてなることを要旨とする。この構成によ
り、高圧部が空間に浮くことがなくなるので、基板部分
の小型化が可能となる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
マグネトロンと前記基板の接続部は、前記基板上に設け
られたコネクタに前記マグネトロンの接続端子を挿入固
着する構造としてなることを要旨とする。この構成によ
り、高圧部が空間に浮くことがなくなるので、基板部分
の小型化が可能となる。
【００２３】 請求項１７記載の発明は、上記請求項９
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
マグネトロン及び前記基板を配置したダクトと、前記冷
却用ファンとは縦方向に配置し、前記冷却風を高周波加
熱装置の筐体底面側から吸気するように構成してなるこ
とを要旨とする。この構成により、冷却用ファンの吸入
口が筐体底面に配置されて、筐体背面側には冷却用ファ
ンの吸入口が無くなるので、電子レンジをテーブルに置
いた場合でも異和感がなくなる。
記載の高周波加熱装置用インバータ電源において、前記
マグネトロン及び前記基板を配置したダクトと、前記冷
却用ファンとは縦方向に配置し、前記冷却風を高周波加
熱装置の筐体底面側から吸気するように構成してなるこ
とを要旨とする。この構成により、冷却用ファンの吸入
口が筐体底面に配置されて、筐体背面側には冷却用ファ
ンの吸入口が無くなるので、電子レンジをテーブルに置
いた場合でも異和感がなくなる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図１
乃至図１４に基づいて説明する。本実施の形態は電子レ
ンジに適用されている。
乃至図１４に基づいて説明する。本実施の形態は電子レ
ンジに適用されている。
【００２５】まず、図１を用いてインバータ電源の回路
構成を説明する。商用電源１がノイズフィルタ２２を介
してダイオードブリッジ整流回路２に接続されている。
商用電源１からの交流電圧がダイオードブリッジ整流回
路２により全波整流されたのち、チョークコイル３と平
滑コンデンサ４で形成された平滑回路で平滑化され、直
流電圧が得られるようになっている。即ち、商用電源
１、ダイオードブリッジ整流回路２及び平滑回路で直流
電源が構成されている。直流電源からの直流電圧はハー
フブリッジ型のインバータに供給されている。ハーフブ
リッジ型のインバータは、直流電源の正負両出力端の間
に接続された第１、第２のスイッチング素子６ａ，６ｂ
の直列回路と、この第１、第２のスイッチング素子６
ａ，６ｂの接続点と直流電源の負側出力端の間に接続さ
れた高周波トランス（昇圧トランス）９の１次巻線９ａ
及び共振コンデンサ８の直列回路により構成されてい
る。図の例では、第１、第２のスイッチング素子６ａ，
６ｂとしてＩＧＢＴが用いられ、第２のスイッチング素
子６ｂのコレクタ・エミッタ間には、コンデンサ４８と
抵抗４９の直列回路からなるスナバ回路が接続されてい
る。７ａ，７ｂはフリーホイールダイオードである。高
周波トランス９の２次巻線９ｂには、マグネトロン１２
に直流高電圧を供給するための高圧コンデンサ１０ａ，
１０ｂ及びダイオード１１ａ，１１ｂからなる全波倍電
圧整流回路が接続されている。２０はマグネトロン１２
の陽極電流を検出する陽極電流検出手段としての抵抗で
あり、その検出信号はマイクロコンピュータ１３に入力
されている。この陽極電流の検出値を基に陽極電流が一
定になるように後述する電圧制御発振器の発振周波数が
制御されて、インバータ電源の入力電力が一定に制御さ
れる。また、高周波トランス９の２次側には、マグネト
ロン１２のフィラメントに接続されたヒータ巻線９ｃが
設けられている。高周波トランス９の１次巻線９ａに接
続されている共振コンデンサ８には、インバータにかわ
る電圧を基準値と比較して一定電力に制御する電力安定
回路１４、そして電源投入時にマグネトロン１２のアノ
ード・カソード間が導通するまで、マグネトロン１２が
最大出力で動作しているときの高周波トランス９の１次
巻線９ａ入力インピーダンスと共振コンデンサ８の共振
周波数よりも高い周波数でインバータを駆動してフィラ
メントのみを加熱し、高周波トランス９の１次巻線９ａ
に加わる電圧を一定値以下にして２次側高圧回路の電圧
がマグネトロン１２の耐圧を超えない範囲で運転を行う
ためのウォームアップ回路１５が接続されている。この
各回路１４，１５の出力から出力設定回路１６によりイ
ンバータ出力を設定できる構成となっている。出力設定
回路１６は、マイクロコンピュータ１３から出力設定信
号を受けるようになっている。１７は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）であり、出力設定回路１６からの出力電圧に
比例してスイッチング素子６ａ，６ｂにスイッチング周
波数信号を出力する。波形整形回路１８は、電圧制御発
振器１７の出力をスイッチングが正しく行われる的確な
波形に整形する。波形整形回路１８の出力端子は駆動回
路５に接続されている。駆動回路５から、波形整形回路
１８からの周波数信号にしたがって両スイッチング素子
６ａ，６ｂを同一の導通比で交互にオンオフさせる信号
が両スイッチング素子６ａ，６ｂの各ゲートに出力され
る。商用電源１とノイズフィルタ２２との間には、商用
電源１からの交流電流を検出するための交流電流検出手
段としてのカレントトランス２１が設けられている。検
出された交流電流は整流平滑回路１９で整流平滑された
後、マイクロコンピュータ１３に入力されている。この
交流電流の検出値を基に入力交流電流が所定値を超えな
いように電圧制御発振器１７の発振周波数が制御され
て、商用電源１からの最大入力電力が制御される。ま
た、交流電流の検出値を基に入力交流電流が所定値とな
るように電圧制御発振器１７の発振周波数が制御された
ときには、インバータ電源の入力電力が一定に制御され
る。
構成を説明する。商用電源１がノイズフィルタ２２を介
してダイオードブリッジ整流回路２に接続されている。
商用電源１からの交流電圧がダイオードブリッジ整流回
路２により全波整流されたのち、チョークコイル３と平
滑コンデンサ４で形成された平滑回路で平滑化され、直
流電圧が得られるようになっている。即ち、商用電源
１、ダイオードブリッジ整流回路２及び平滑回路で直流
電源が構成されている。直流電源からの直流電圧はハー
フブリッジ型のインバータに供給されている。ハーフブ
リッジ型のインバータは、直流電源の正負両出力端の間
に接続された第１、第２のスイッチング素子６ａ，６ｂ
の直列回路と、この第１、第２のスイッチング素子６
ａ，６ｂの接続点と直流電源の負側出力端の間に接続さ
れた高周波トランス（昇圧トランス）９の１次巻線９ａ
及び共振コンデンサ８の直列回路により構成されてい
る。図の例では、第１、第２のスイッチング素子６ａ，
６ｂとしてＩＧＢＴが用いられ、第２のスイッチング素
子６ｂのコレクタ・エミッタ間には、コンデンサ４８と
抵抗４９の直列回路からなるスナバ回路が接続されてい
る。７ａ，７ｂはフリーホイールダイオードである。高
周波トランス９の２次巻線９ｂには、マグネトロン１２
に直流高電圧を供給するための高圧コンデンサ１０ａ，
１０ｂ及びダイオード１１ａ，１１ｂからなる全波倍電
圧整流回路が接続されている。２０はマグネトロン１２
の陽極電流を検出する陽極電流検出手段としての抵抗で
あり、その検出信号はマイクロコンピュータ１３に入力
されている。この陽極電流の検出値を基に陽極電流が一
定になるように後述する電圧制御発振器の発振周波数が
制御されて、インバータ電源の入力電力が一定に制御さ
れる。また、高周波トランス９の２次側には、マグネト
ロン１２のフィラメントに接続されたヒータ巻線９ｃが
設けられている。高周波トランス９の１次巻線９ａに接
続されている共振コンデンサ８には、インバータにかわ
る電圧を基準値と比較して一定電力に制御する電力安定
回路１４、そして電源投入時にマグネトロン１２のアノ
ード・カソード間が導通するまで、マグネトロン１２が
最大出力で動作しているときの高周波トランス９の１次
巻線９ａ入力インピーダンスと共振コンデンサ８の共振
周波数よりも高い周波数でインバータを駆動してフィラ
メントのみを加熱し、高周波トランス９の１次巻線９ａ
に加わる電圧を一定値以下にして２次側高圧回路の電圧
がマグネトロン１２の耐圧を超えない範囲で運転を行う
ためのウォームアップ回路１５が接続されている。この
各回路１４，１５の出力から出力設定回路１６によりイ
ンバータ出力を設定できる構成となっている。出力設定
回路１６は、マイクロコンピュータ１３から出力設定信
号を受けるようになっている。１７は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）であり、出力設定回路１６からの出力電圧に
比例してスイッチング素子６ａ，６ｂにスイッチング周
波数信号を出力する。波形整形回路１８は、電圧制御発
振器１７の出力をスイッチングが正しく行われる的確な
波形に整形する。波形整形回路１８の出力端子は駆動回
路５に接続されている。駆動回路５から、波形整形回路
１８からの周波数信号にしたがって両スイッチング素子
６ａ，６ｂを同一の導通比で交互にオンオフさせる信号
が両スイッチング素子６ａ，６ｂの各ゲートに出力され
る。商用電源１とノイズフィルタ２２との間には、商用
電源１からの交流電流を検出するための交流電流検出手
段としてのカレントトランス２１が設けられている。検
出された交流電流は整流平滑回路１９で整流平滑された
後、マイクロコンピュータ１３に入力されている。この
交流電流の検出値を基に入力交流電流が所定値を超えな
いように電圧制御発振器１７の発振周波数が制御され
て、商用電源１からの最大入力電力が制御される。ま
た、交流電流の検出値を基に入力交流電流が所定値とな
るように電圧制御発振器１７の発振周波数が制御された
ときには、インバータ電源の入力電力が一定に制御され
る。
【００２６】図２は、前記ノイズフィルタ２２の構成の
詳細を示している。トロイダルコアにコイル巻線５０を
施し、その両端にコンデンサ５１ａ，５１ｂを接続した
構成となっている。コンデンサ５１ａの両端に商用電源
１が接続される。
詳細を示している。トロイダルコアにコイル巻線５０を
施し、その両端にコンデンサ５１ａ，５１ｂを接続した
構成となっている。コンデンサ５１ａの両端に商用電源
１が接続される。
【００２７】次に、上述のように構成された高周波加熱
装置用インバータ電源の定常時の回路動作を、電圧制御
発振器１７の回路構成の詳細とともに説明する。図１に
示したように、高周波トランス９の２次側が全波倍電圧
整流回路になっている。各サイクル内において後述する
ようにマグネトロン１２は導通時と非導通時が存在し、
この両状態により高周波トランス９の１次側からの入力
インピーダンスは大きく異なることとなる。即ち、高周
波トランス９の１次巻線入力インピーダンスと共振コン
デンサ８の共振周波数は、マグネトロン１２の導通時と
非導通時の２つの共振周波数を持つこととなる。図４
は、マグネトロン１２の導通時と非導通時の高周波トラ
ンスの１次巻線電流（同図（ａ））、マグネトロン電流
（同図（ｂ））及び第１、第２のスイッチング素子６
ａ，６ｂのオン・オフ（同図（ｃ），（ｄ））のタイミ
ングチャートを示している。スイッチング素子６ａ，６
ｂがオンすると、マグネトロンに電流が流れ始める。そ
して、マグネトロンが導通している時の１次巻線９ａの
インダクタンスと共振コンデンサ８の直列共振回路によ
り、１次巻線の電流が増加して、ピークに達した後、減
少する。１次巻線の電流の減少に伴い、（図示しない
が、マグネトロンの電圧が下がる）マグネトロンは非導
通状態となる。マグネトロンが非導通状態となると、高
周波トランスの１次巻線側から見たインダクタンスは、
導通時に比べて、大きくなり、第４図中Ｍｇ非導通時共
振周波数の線になる。この間は、１次側電流は、Ｍｇ導
通時に比べて小さな電流であり、このマグネトロン１２
の非導通状態のときにスイッチングオフとする。即ち、
マグネトロン１２が非導通時の１次巻線入力インピーダ
ンスと共振コンデンサ８の共振周波数のときにスイッチ
ング素子６ａ，６ｂをオフするような発振周波数でイン
バータを発振させることで、スイッチング素子６ａ，６
ｂは１次巻線電流が非常に小さくなったときにスイッチ
ングオフとなる。これをさらにスイッチング素子６ａ，
６ｂのスイッチング周波数でみると、図４（ａ）に示す
ように、スイッチング周波数をマグネトロン導通時の１
次巻線入力インピーダンスと共振コンデンサ８の共振周
波数よりも低く、マグネトロン非導通時の１次巻線入力
インピーダンスと共振コンデンサ８の共振周波数よりも
高い周波数とすることで（図４（ａ）で、マグネトロン
導通時の共振周波数の周期は、マグネトロン非導通時の
共振周波数の周期よりも短く、マグネトロン導通時の共
振周波数の方が周波数が高い）、スイッチング素子６
ａ，６ｂは１次巻線電流が非常に小さくなったときにス
イッチングオフとなる。このように、スイッチング素子
６ａ，６ｂは高周波トランス９の１次巻線電流が非常に
小さくなったマグネトロン１２の非導通状態でスイッチ
ング動作を行うために小さな電流の遮断で済み、従来の
ものと比べてスイッチング損失の低減を達成することが
可能となる。
装置用インバータ電源の定常時の回路動作を、電圧制御
発振器１７の回路構成の詳細とともに説明する。図１に
示したように、高周波トランス９の２次側が全波倍電圧
整流回路になっている。各サイクル内において後述する
ようにマグネトロン１２は導通時と非導通時が存在し、
この両状態により高周波トランス９の１次側からの入力
インピーダンスは大きく異なることとなる。即ち、高周
波トランス９の１次巻線入力インピーダンスと共振コン
デンサ８の共振周波数は、マグネトロン１２の導通時と
非導通時の２つの共振周波数を持つこととなる。図４
は、マグネトロン１２の導通時と非導通時の高周波トラ
ンスの１次巻線電流（同図（ａ））、マグネトロン電流
（同図（ｂ））及び第１、第２のスイッチング素子６
ａ，６ｂのオン・オフ（同図（ｃ），（ｄ））のタイミ
ングチャートを示している。スイッチング素子６ａ，６
ｂがオンすると、マグネトロンに電流が流れ始める。そ
して、マグネトロンが導通している時の１次巻線９ａの
インダクタンスと共振コンデンサ８の直列共振回路によ
り、１次巻線の電流が増加して、ピークに達した後、減
少する。１次巻線の電流の減少に伴い、（図示しない
が、マグネトロンの電圧が下がる）マグネトロンは非導
通状態となる。マグネトロンが非導通状態となると、高
周波トランスの１次巻線側から見たインダクタンスは、
導通時に比べて、大きくなり、第４図中Ｍｇ非導通時共
振周波数の線になる。この間は、１次側電流は、Ｍｇ導
通時に比べて小さな電流であり、このマグネトロン１２
の非導通状態のときにスイッチングオフとする。即ち、
マグネトロン１２が非導通時の１次巻線入力インピーダ
ンスと共振コンデンサ８の共振周波数のときにスイッチ
ング素子６ａ，６ｂをオフするような発振周波数でイン
バータを発振させることで、スイッチング素子６ａ，６
ｂは１次巻線電流が非常に小さくなったときにスイッチ
ングオフとなる。これをさらにスイッチング素子６ａ，
６ｂのスイッチング周波数でみると、図４（ａ）に示す
ように、スイッチング周波数をマグネトロン導通時の１
次巻線入力インピーダンスと共振コンデンサ８の共振周
波数よりも低く、マグネトロン非導通時の１次巻線入力
インピーダンスと共振コンデンサ８の共振周波数よりも
高い周波数とすることで（図４（ａ）で、マグネトロン
導通時の共振周波数の周期は、マグネトロン非導通時の
共振周波数の周期よりも短く、マグネトロン導通時の共
振周波数の方が周波数が高い）、スイッチング素子６
ａ，６ｂは１次巻線電流が非常に小さくなったときにス
イッチングオフとなる。このように、スイッチング素子
６ａ，６ｂは高周波トランス９の１次巻線電流が非常に
小さくなったマグネトロン１２の非導通状態でスイッチ
ング動作を行うために小さな電流の遮断で済み、従来の
ものと比べてスイッチング損失の低減を達成することが
可能となる。
【００２８】次に、電源投入時の立上げ動作について説
明する。マグネトロンは電子管のため、始動時にフィラ
メントが必要温度に達しないと、電子放出が起こらず、
発振動作をしない。したがって、この時マグネトロンの
フィラメント（アノード・カソード間）には定電圧特性
が現れず、ほぼ開放となる。このため、フィラメントが
必要温度に達するまでは、高周波トランスの１次巻線に
加わる電圧を一定値以下にして高圧回路の電圧が回路耐
圧を超えないようにする。ウォームアップ回路１５は、
１次巻線電流とインバータ出力電圧の位相差を検出する
ことで、マグネトロン１２のヒートアップを検知し、マ
グネトロン１２が加熱されておらず、マグネトロン１２
が導通できないときにフィラメントのみを加熱できる。
ウォームアップ回路１５を設けることで、高周波トラン
ス９の１次側に大きな電圧が発生することによるスイッ
チング素子６ａ，６ｂの破壊を防ぐことが可能となる。
明する。マグネトロンは電子管のため、始動時にフィラ
メントが必要温度に達しないと、電子放出が起こらず、
発振動作をしない。したがって、この時マグネトロンの
フィラメント（アノード・カソード間）には定電圧特性
が現れず、ほぼ開放となる。このため、フィラメントが
必要温度に達するまでは、高周波トランスの１次巻線に
加わる電圧を一定値以下にして高圧回路の電圧が回路耐
圧を超えないようにする。ウォームアップ回路１５は、
１次巻線電流とインバータ出力電圧の位相差を検出する
ことで、マグネトロン１２のヒートアップを検知し、マ
グネトロン１２が加熱されておらず、マグネトロン１２
が導通できないときにフィラメントのみを加熱できる。
ウォームアップ回路１５を設けることで、高周波トラン
ス９の１次側に大きな電圧が発生することによるスイッ
チング素子６ａ，６ｂの破壊を防ぐことが可能となる。
【００２９】図３は、電圧制御発振器１７の回路構成の
詳細である。マイクロコンピュータ１３からＰＷＭ信号
がフォトダイオード２３を介して流れるとフォトカプラ
のフォトトランジスタ２４が導通し、電源２５から電流
が流れる。この電流は抵抗２８とコンデンサ２９により
平滑されて、安定した直流電圧がコンパレータ３２の反
転入力端子に供給される。ＰＷＭ信号はマイクロコンピ
ュータ１３から発信されるが、この波形は周期ｔ1 に対
してｔ2 時間の間、フォトトランジスタ２４を通電させ
るようになっている。コンデンサ２９の電圧を変化する
には、この時間を変えることにより可能となる。一方、
電源２５からの電流は、抵抗３４、トランジスタ３７を
介してコンデンサ４５に充電される。コンデンサ４５の
電荷が無いときにはトランジスタ４２のベース電流は抵
抗３６を介して流れるが、コンデンサ４５の電荷が多い
とき（電圧が高いとき）には、トランジスタ４２のベー
ス電流は小さくなる。トランジスタ４２のベース電流に
したがいコレクタ電流も流れるが、コレクタ電流が多い
ときには、ＮＰＮトランジスタ３９のベース電流は少な
く、即ち、ＰＮＰトランジスタ３７のベース電流も小さ
くなり、ＰＮＰトランジスタ３７のコレクタ電流は小さ
くなる。これはコンデンサ４５への充電時定数が大きい
ことを意味している。コンデンサ４５が充電されるにし
たがいＰＮＰトランジスタ４２のベース電流は小さくな
る。これにしたがい、ＮＰＮトランジスタ３９のベース
電流が大きくなり、その結果、ＰＮＰトランジスタ３７
のベース電流、コレクタ電流も大きくなる。即ち、コン
デンサ４５に対する充電時定数が小さくなったことを意
味する。図５（ａ）は、このコンデンサ４５の充電電圧
波形を示している。充電電圧は、単にＣＲの時定数では
なく、最初は充電時定数が大きく、徐々に充電時定数が
小さくなっていくような波形を示す。コンパレータ３１
は、抵抗４１に生じる電圧０．８Ｖとコンデンサ４５の
充電電圧Ａの比較を行い、コンパレータ３２は、反転入
力端子に与えられるＣ点電圧と充電電圧Ａの比較を行
う。図５（ｃ）は、コンパレータ３１とコンパレータ３
２の出力に接続されたフリップフロップ３３の真理値表
である。コンデンサ４５はトランジスタ３９を流れる電
流を介して充電される。充電電圧Ａが抵抗電圧０．８Ｖ
より低いときは、コンパレータ３１の出力はＨ、コンパ
レータ３２の出力はＬとなり、真理値表よりフリップフ
ロップ３３のＱ端子出力（Ｂ点）はＬとなるのでトラン
ジスタ４７はオフのままとなり、コンデンサ４５は充電
されている。充電電圧Ａが抵抗電圧０．８Ｖを超える
と、コンパレータ３１の出力はＬ、コンパレータ３２の
出力はＬとなり、フリップフロップ３３のＱ端子出力は
そのままでＬとなり、コンデンサ４５は引き続き充電さ
れ続ける。しかし、充電され続けた結果、充電電圧Ａの
電位がＣ点の電位を超えてしまうと、コンパレータ３１
の出力はＬのままであるが、コンパレータ３２の出力が
Ｈとなるため、Ｑ端子出力（Ｂ点）はＨとなり、トラン
ジスタ４７がオンしてコンデンサ４５の充電電荷は抵抗
４４からトランジスタ４７を介して放電されていくこと
になる。図５（ａ）は、これらを示したコンデンサ４５
の充放電波形（図５（ａ）中、破線は従来例）、図５
（ｂ）は、フリップフロップ３３のＱ端子（Ｂ点）の出
力波形である。電圧制御発振器１７は、このように発振
を行う。発振周波数はコンデンサ４５の充電電圧波形と
コンデンサ２９の電圧が決定するＣ点電圧により決定さ
れる。そこで、この発振周波数とＶＣＯ電圧（Ｃ点電
圧）の関係は、図６（ｂ）に示すような波形となる（図
６（ｂ）中、破線は従来例）。一方、インバータの入力
電力と発振周波数の関係は図６（ａ）のような関係にあ
る。即ち、発振周波数が高いときには変化量が少ない
が、発振周波数が低いとき（出力が大きいとき）僅かの
周波数変動で出力が大きく振れることになる。
詳細である。マイクロコンピュータ１３からＰＷＭ信号
がフォトダイオード２３を介して流れるとフォトカプラ
のフォトトランジスタ２４が導通し、電源２５から電流
が流れる。この電流は抵抗２８とコンデンサ２９により
平滑されて、安定した直流電圧がコンパレータ３２の反
転入力端子に供給される。ＰＷＭ信号はマイクロコンピ
ュータ１３から発信されるが、この波形は周期ｔ1 に対
してｔ2 時間の間、フォトトランジスタ２４を通電させ
るようになっている。コンデンサ２９の電圧を変化する
には、この時間を変えることにより可能となる。一方、
電源２５からの電流は、抵抗３４、トランジスタ３７を
介してコンデンサ４５に充電される。コンデンサ４５の
電荷が無いときにはトランジスタ４２のベース電流は抵
抗３６を介して流れるが、コンデンサ４５の電荷が多い
とき（電圧が高いとき）には、トランジスタ４２のベー
ス電流は小さくなる。トランジスタ４２のベース電流に
したがいコレクタ電流も流れるが、コレクタ電流が多い
ときには、ＮＰＮトランジスタ３９のベース電流は少な
く、即ち、ＰＮＰトランジスタ３７のベース電流も小さ
くなり、ＰＮＰトランジスタ３７のコレクタ電流は小さ
くなる。これはコンデンサ４５への充電時定数が大きい
ことを意味している。コンデンサ４５が充電されるにし
たがいＰＮＰトランジスタ４２のベース電流は小さくな
る。これにしたがい、ＮＰＮトランジスタ３９のベース
電流が大きくなり、その結果、ＰＮＰトランジスタ３７
のベース電流、コレクタ電流も大きくなる。即ち、コン
デンサ４５に対する充電時定数が小さくなったことを意
味する。図５（ａ）は、このコンデンサ４５の充電電圧
波形を示している。充電電圧は、単にＣＲの時定数では
なく、最初は充電時定数が大きく、徐々に充電時定数が
小さくなっていくような波形を示す。コンパレータ３１
は、抵抗４１に生じる電圧０．８Ｖとコンデンサ４５の
充電電圧Ａの比較を行い、コンパレータ３２は、反転入
力端子に与えられるＣ点電圧と充電電圧Ａの比較を行
う。図５（ｃ）は、コンパレータ３１とコンパレータ３
２の出力に接続されたフリップフロップ３３の真理値表
である。コンデンサ４５はトランジスタ３９を流れる電
流を介して充電される。充電電圧Ａが抵抗電圧０．８Ｖ
より低いときは、コンパレータ３１の出力はＨ、コンパ
レータ３２の出力はＬとなり、真理値表よりフリップフ
ロップ３３のＱ端子出力（Ｂ点）はＬとなるのでトラン
ジスタ４７はオフのままとなり、コンデンサ４５は充電
されている。充電電圧Ａが抵抗電圧０．８Ｖを超える
と、コンパレータ３１の出力はＬ、コンパレータ３２の
出力はＬとなり、フリップフロップ３３のＱ端子出力は
そのままでＬとなり、コンデンサ４５は引き続き充電さ
れ続ける。しかし、充電され続けた結果、充電電圧Ａの
電位がＣ点の電位を超えてしまうと、コンパレータ３１
の出力はＬのままであるが、コンパレータ３２の出力が
Ｈとなるため、Ｑ端子出力（Ｂ点）はＨとなり、トラン
ジスタ４７がオンしてコンデンサ４５の充電電荷は抵抗
４４からトランジスタ４７を介して放電されていくこと
になる。図５（ａ）は、これらを示したコンデンサ４５
の充放電波形（図５（ａ）中、破線は従来例）、図５
（ｂ）は、フリップフロップ３３のＱ端子（Ｂ点）の出
力波形である。電圧制御発振器１７は、このように発振
を行う。発振周波数はコンデンサ４５の充電電圧波形と
コンデンサ２９の電圧が決定するＣ点電圧により決定さ
れる。そこで、この発振周波数とＶＣＯ電圧（Ｃ点電
圧）の関係は、図６（ｂ）に示すような波形となる（図
６（ｂ）中、破線は従来例）。一方、インバータの入力
電力と発振周波数の関係は図６（ａ）のような関係にあ
る。即ち、発振周波数が高いときには変化量が少ない
が、発振周波数が低いとき（出力が大きいとき）僅かの
周波数変動で出力が大きく振れることになる。
【００３０】前述のように、発振周波数を制御する電圧
制御発振器１７の特性は、発振周波数が高いときに変化
が大きく、発振周波数が低いときに変化が緩慢であるの
で、インバータの特性を補正することになる。マイクロ
コンピュータ１３は、マグネトロン１２に流れる陽極電
流を抵抗２０で検出してＰＷＭ信号を出力するが、電圧
制御発振器１７がインバータの特性を補正しているの
で、特に、ディジタル信号であるＰＷＭ信号波形を用い
ている場合に動作が安定する。
制御発振器１７の特性は、発振周波数が高いときに変化
が大きく、発振周波数が低いときに変化が緩慢であるの
で、インバータの特性を補正することになる。マイクロ
コンピュータ１３は、マグネトロン１２に流れる陽極電
流を抵抗２０で検出してＰＷＭ信号を出力するが、電圧
制御発振器１７がインバータの特性を補正しているの
で、特に、ディジタル信号であるＰＷＭ信号波形を用い
ている場合に動作が安定する。
【００３１】なお、上述のインバータ電源の回路構成に
おいて、マグネトロン１２の陽極電流を検出する陽極電
流検出手段は、抵抗２０に限らず、電流トランスを用い
てもよい。スイッチング素子６ａ，６ｂはＩＧＢＴを用
いて説明したが、これに限らずバイポーラトランジスタ
等の他のスイッチング素子でもよい。第２のスイッチン
グ素子６ｂのコレクタ・エミッタ間にスナバ回路を接続
したが、これは無くてもよい。また、図３の電圧制御発
振器１７の回路は、この構成に限らずインバータの制御
特性を補正できる回路であれば、他の回路構成でもよ
い。
おいて、マグネトロン１２の陽極電流を検出する陽極電
流検出手段は、抵抗２０に限らず、電流トランスを用い
てもよい。スイッチング素子６ａ，６ｂはＩＧＢＴを用
いて説明したが、これに限らずバイポーラトランジスタ
等の他のスイッチング素子でもよい。第２のスイッチン
グ素子６ｂのコレクタ・エミッタ間にスナバ回路を接続
したが、これは無くてもよい。また、図３の電圧制御発
振器１７の回路は、この構成に限らずインバータの制御
特性を補正できる回路であれば、他の回路構成でもよ
い。
【００３２】次に、冷却系統等を含む電子レンジ構造を
説明する。図７は、電子レンジを後部機械室後方から見
た部分斜視図、図８は、機械室の側から見た側面図、図
９は、図８を下面側から見た図である。これらの図にお
いて、６０は電子レンジ本体、６１は前面パネルであ
る。６３は電子レンジのオーブンであり、その側面の機
械室側には、気流循環式オーブンの際にオーブン６３内
の気流を循環するために設けられた熱風循環装置６４、
マグネトロン１２及びマグネトロン１２のアンテナ１２
ａが挿入される導波管６５が設けられている。導波管６
５にはオーブン６３の側面に設けられた励振口６８があ
り、この励振口６８からマイクロ波がオーブン６３内に
放射される。励振口６８は、図示しないが絶縁物により
覆われ、オーブン６３内から励振口６８に触れることが
できない構造となっている。マグネトロン１２の筐体後
部側に金属で成型されたダクト６２が、マグネトロン１
２の放熱フィン１２ｆに対して冷却風が流れる方向に取
り付けられている。ダクト６２は、一方の側壁がオーブ
ン６３の外壁で塞がれており、フランジ６２ａが設けら
れてネジ７３によりオーブンキャビティに固定されてい
る。ダクト６２の電子レンジ筐体の後部側には、冷却用
ファン５４用のベルマウス６２ｃが形成され、ベルマウ
ス６２ｃのフランジ部６２ｄによりダクト６２と溶接さ
れて一体化されている。このベルマウス６２ｃ部に、図
示しないファンアームにより冷却用ファン５４を固定し
ている。ダクト６２の内部には、基板６９がスペーサ７
４とネジ７５により、その基板６９の半田面側が金属で
形成されたダクト６２に固定されている。このとき、基
板６９の半田面とダクト６２の間には絶縁シートを配置
してもよい。ダクト６２の先端は全ての冷却風がマグネ
トロン１２の冷却風として使用される構造でなく、通風
孔６２ｅの部分から機械室内部に若干流れ出す構造とな
っている。基板６９上には、高周波トランス９、スイッ
チング素子６及びダイオードブリッジ整流回路２が固定
された放熱板７０、その他の電子部品が配置されてい
る。ダクト６２を電波シールド効果を持つ金属製とする
ことにより、ダクト６２内に配置されたインバータ回路
がシールドされて不要な輻射ノイズが低減する。マグネ
トロン１２の真空管部１２ｂからは、チョークコイル１
２ｃと貫通コンデンサ１２ｄを介して外部接続端子が固
定されている。この外部接続端子と基板６９とはコネク
タで接続されている。このコネクタ接続部の様子を図１
０に示す。基板６９にＬ字型をした雌タイプ端子７１が
半田付けされている。ダクト６２の下部には透視口６２
ｆが設けられており、まず基板６９をダクト６２に固定
して、ダクト６２と一体にされた基板６９の上に設けら
れた雌タイプ端子７１とマグネトロンの外部接続端子１
２ｇとを合わせて挿入することにより嵌合する構成とな
っている。このコネクタ接続部の組立て手順をさらに説
明すると、まずダクト６２内にスペーサ７４とネジ７５
により基板６９を取り付け、ベルマウス６２ｃ部にはフ
ァンアームにより冷却用ファン５４を取り付ける。この
後、雌タイプ端子７１にマグネトロンの外部接続端子１
２ｇを合わせて挿入する。このようにして、マグネトロ
ン１２と基板６９上の電子回路を接続した後、ダクト６
２のフランジ６２ａをネジ７３によりオーブン６３の外
壁に固定する。なお、透視口６２ｆはダクト６２の側面
に設けても何等不都合はない。図１１には、コネクタ接
続部の他の構成例を示す。雌タイプ接続端子７６がリー
ド線７２により基板６９に接続されている。マグネトロ
ンの外部接続端子１２ｇは雌タイプ接続端子７６に挿入
嵌合される。
説明する。図７は、電子レンジを後部機械室後方から見
た部分斜視図、図８は、機械室の側から見た側面図、図
９は、図８を下面側から見た図である。これらの図にお
いて、６０は電子レンジ本体、６１は前面パネルであ
る。６３は電子レンジのオーブンであり、その側面の機
械室側には、気流循環式オーブンの際にオーブン６３内
の気流を循環するために設けられた熱風循環装置６４、
マグネトロン１２及びマグネトロン１２のアンテナ１２
ａが挿入される導波管６５が設けられている。導波管６
５にはオーブン６３の側面に設けられた励振口６８があ
り、この励振口６８からマイクロ波がオーブン６３内に
放射される。励振口６８は、図示しないが絶縁物により
覆われ、オーブン６３内から励振口６８に触れることが
できない構造となっている。マグネトロン１２の筐体後
部側に金属で成型されたダクト６２が、マグネトロン１
２の放熱フィン１２ｆに対して冷却風が流れる方向に取
り付けられている。ダクト６２は、一方の側壁がオーブ
ン６３の外壁で塞がれており、フランジ６２ａが設けら
れてネジ７３によりオーブンキャビティに固定されてい
る。ダクト６２の電子レンジ筐体の後部側には、冷却用
ファン５４用のベルマウス６２ｃが形成され、ベルマウ
ス６２ｃのフランジ部６２ｄによりダクト６２と溶接さ
れて一体化されている。このベルマウス６２ｃ部に、図
示しないファンアームにより冷却用ファン５４を固定し
ている。ダクト６２の内部には、基板６９がスペーサ７
４とネジ７５により、その基板６９の半田面側が金属で
形成されたダクト６２に固定されている。このとき、基
板６９の半田面とダクト６２の間には絶縁シートを配置
してもよい。ダクト６２の先端は全ての冷却風がマグネ
トロン１２の冷却風として使用される構造でなく、通風
孔６２ｅの部分から機械室内部に若干流れ出す構造とな
っている。基板６９上には、高周波トランス９、スイッ
チング素子６及びダイオードブリッジ整流回路２が固定
された放熱板７０、その他の電子部品が配置されてい
る。ダクト６２を電波シールド効果を持つ金属製とする
ことにより、ダクト６２内に配置されたインバータ回路
がシールドされて不要な輻射ノイズが低減する。マグネ
トロン１２の真空管部１２ｂからは、チョークコイル１
２ｃと貫通コンデンサ１２ｄを介して外部接続端子が固
定されている。この外部接続端子と基板６９とはコネク
タで接続されている。このコネクタ接続部の様子を図１
０に示す。基板６９にＬ字型をした雌タイプ端子７１が
半田付けされている。ダクト６２の下部には透視口６２
ｆが設けられており、まず基板６９をダクト６２に固定
して、ダクト６２と一体にされた基板６９の上に設けら
れた雌タイプ端子７１とマグネトロンの外部接続端子１
２ｇとを合わせて挿入することにより嵌合する構成とな
っている。このコネクタ接続部の組立て手順をさらに説
明すると、まずダクト６２内にスペーサ７４とネジ７５
により基板６９を取り付け、ベルマウス６２ｃ部にはフ
ァンアームにより冷却用ファン５４を取り付ける。この
後、雌タイプ端子７１にマグネトロンの外部接続端子１
２ｇを合わせて挿入する。このようにして、マグネトロ
ン１２と基板６９上の電子回路を接続した後、ダクト６
２のフランジ６２ａをネジ７３によりオーブン６３の外
壁に固定する。なお、透視口６２ｆはダクト６２の側面
に設けても何等不都合はない。図１１には、コネクタ接
続部の他の構成例を示す。雌タイプ接続端子７６がリー
ド線７２により基板６９に接続されている。マグネトロ
ンの外部接続端子１２ｇは雌タイプ接続端子７６に挿入
嵌合される。
【００３３】図１２は、基板部上面図である。基板６９
上には、高周波トランス９、放熱板７０等の部品が配置
されている。コイル巻線５０、コンデンサ５１は商用電
源入力部に設けられたノイズフィルタ２２の構成部品で
ある。ノイズフィルタ２２の周辺には基板６９上にスリ
ット６９ａが設けられ、このスリット６９ａに対応して
ダクト６２からの切起こし６２ｆが配置されている。こ
れにより、高周波トランス９の磁束の漏れがノイズフィ
ルタ２２のコイル巻線５０と結合することが防止され、
電源部から外部にノイズが出ていくことが防止される。
上には、高周波トランス９、放熱板７０等の部品が配置
されている。コイル巻線５０、コンデンサ５１は商用電
源入力部に設けられたノイズフィルタ２２の構成部品で
ある。ノイズフィルタ２２の周辺には基板６９上にスリ
ット６９ａが設けられ、このスリット６９ａに対応して
ダクト６２からの切起こし６２ｆが配置されている。こ
れにより、高周波トランス９の磁束の漏れがノイズフィ
ルタ２２のコイル巻線５０と結合することが防止され、
電源部から外部にノイズが出ていくことが防止される。
【００３４】電子レンジが駆動されると、前述のように
インバータが動作する。これと同時にファンモータ５４
ａが駆動される。冷却用ファン５４により、冷却風は矢
線Ａのように流れ、インバータを構成する機器、電子部
品及びマグネトロン１２が効率よく冷却される。そし
て、マグネトロン１２等を冷却するとともに通風口６７
を通してオーブン６３内に送り込まれる。一方、冷却風
は矢線Ｂのように通風孔６２ｅを通して機械室内に若干
の風量が漏れる。そして、機械室内に配置された他の電
装品を冷却する構造となっている。
インバータが動作する。これと同時にファンモータ５４
ａが駆動される。冷却用ファン５４により、冷却風は矢
線Ａのように流れ、インバータを構成する機器、電子部
品及びマグネトロン１２が効率よく冷却される。そし
て、マグネトロン１２等を冷却するとともに通風口６７
を通してオーブン６３内に送り込まれる。一方、冷却風
は矢線Ｂのように通風孔６２ｅを通して機械室内に若干
の風量が漏れる。そして、機械室内に配置された他の電
装品を冷却する構造となっている。
【００３５】図１３は、高周波トランス９の２次側の他
の接続例を示している。２次側の巻線として、９ｂ，９
ｃの他に、ファンモータ用巻線９ｄを持っている。ファ
ンモータ用巻線９ｄにはダイオードブリッジ５２が接続
された後、平滑コンデンサ５３が接続され、直流モータ
であるファンモータ５４ａの直流電源となっている。フ
ァンモータ用巻線９ｄは、巻線電圧が出力電力に影響し
て大きく変わるように１次巻線９ａとの結合が密に巻か
れている（具体的には、１次巻線９ａの近傍に巻かれ
る）。そのため、電子レンジの出力が変わればファンモ
ータ５４ａへの供給電圧が変わる。即ち、出力電力が大
きいときには、十分な冷却能力を得るために高い電圧が
供給され、出力電力が小さいときには、マグネトロン１
２の発熱が小さいので冷却能力が小さくてよく、低い電
圧が供給されることになる。これにより、騒音の原因と
なる冷却用ファン５４の音を最小限にすることが可能と
なる。
の接続例を示している。２次側の巻線として、９ｂ，９
ｃの他に、ファンモータ用巻線９ｄを持っている。ファ
ンモータ用巻線９ｄにはダイオードブリッジ５２が接続
された後、平滑コンデンサ５３が接続され、直流モータ
であるファンモータ５４ａの直流電源となっている。フ
ァンモータ用巻線９ｄは、巻線電圧が出力電力に影響し
て大きく変わるように１次巻線９ａとの結合が密に巻か
れている（具体的には、１次巻線９ａの近傍に巻かれ
る）。そのため、電子レンジの出力が変わればファンモ
ータ５４ａへの供給電圧が変わる。即ち、出力電力が大
きいときには、十分な冷却能力を得るために高い電圧が
供給され、出力電力が小さいときには、マグネトロン１
２の発熱が小さいので冷却能力が小さくてよく、低い電
圧が供給されることになる。これにより、騒音の原因と
なる冷却用ファン５４の音を最小限にすることが可能と
なる。
【００３６】図１４は、マグネトロン１２、インバータ
回路及び冷却ファン５４の組合わせを縦に配置したもの
である。このように縦に配置することにより、冷却用フ
ァン５４の冷却口を底面に配置できるので、後部に冷却
用孔が無い。電子レンジは対面キッチンなど後部が見え
る所に置くと非常に見苦しかったが、このように配置す
ることにより、後部を外見上綺麗に仕上げることができ
る。さらに、熱風循環装置６４を縦に配置できるので吸
気口６４ａ及び排気口６４ｂが図示のように縦に長く配
置できる。そこで、オーブン調理を行う際に、図示しな
いが棚板が２段の場合でも十分に均一な温度分布を保つ
ことが可能となる。
回路及び冷却ファン５４の組合わせを縦に配置したもの
である。このように縦に配置することにより、冷却用フ
ァン５４の冷却口を底面に配置できるので、後部に冷却
用孔が無い。電子レンジは対面キッチンなど後部が見え
る所に置くと非常に見苦しかったが、このように配置す
ることにより、後部を外見上綺麗に仕上げることができ
る。さらに、熱風循環装置６４を縦に配置できるので吸
気口６４ａ及び排気口６４ｂが図示のように縦に長く配
置できる。そこで、オーブン調理を行う際に、図示しな
いが棚板が２段の場合でも十分に均一な温度分布を保つ
ことが可能となる。
【００３７】上述のような構成において、電源が投入さ
れると、インバータの駆動が始まる。同時に冷却用ファ
ン５４が回転を開始する。冷却用ファン５４は電子レン
ジの外部の空気を吸気して基板６９部に送風する。ま
ず、基板６９上の発熱部品であるスイッチング素子６の
取り付けられた放熱板７０、高周波トランス９を冷却し
た後、マグネトロン１２に投入される（矢印Ａ）。同時
に若干の冷却風がダクト６２下部に設けられた通風孔６
２ｅを通して機械室内部に導かれる（矢印Ｂ）。矢印Ａ
の冷却風はマグネトロン１２を冷却した後、通風口６７
からオーブン６３に導かれ、オーブン６３内部の蒸気を
排気する。一方、矢印Ｂの冷却風は前面パネル６１等に
設けられた他の部品を冷却する。図１２の磁気回路の遮
蔽はダクト６２を切起こして切起こし６２ｆを形成して
いる。高周波トランス９のコアは若干ではあるが磁束の
漏れが発生する。基板６９の小型化をすればするほど高
周波トランス９とノイズフィルタ２２が近傍に配置され
ることになる。しかし、高周波トランス９からの漏れ磁
束は金属の切起こし（遮蔽板）６２ｆによりシールドさ
れるのでノイズフィルタ２２のトロイダルコアに高周波
トランス９の磁束が結合することがなくなり、外部に高
周波電流が漏れるのを防止することができる。
れると、インバータの駆動が始まる。同時に冷却用ファ
ン５４が回転を開始する。冷却用ファン５４は電子レン
ジの外部の空気を吸気して基板６９部に送風する。ま
ず、基板６９上の発熱部品であるスイッチング素子６の
取り付けられた放熱板７０、高周波トランス９を冷却し
た後、マグネトロン１２に投入される（矢印Ａ）。同時
に若干の冷却風がダクト６２下部に設けられた通風孔６
２ｅを通して機械室内部に導かれる（矢印Ｂ）。矢印Ａ
の冷却風はマグネトロン１２を冷却した後、通風口６７
からオーブン６３に導かれ、オーブン６３内部の蒸気を
排気する。一方、矢印Ｂの冷却風は前面パネル６１等に
設けられた他の部品を冷却する。図１２の磁気回路の遮
蔽はダクト６２を切起こして切起こし６２ｆを形成して
いる。高周波トランス９のコアは若干ではあるが磁束の
漏れが発生する。基板６９の小型化をすればするほど高
周波トランス９とノイズフィルタ２２が近傍に配置され
ることになる。しかし、高周波トランス９からの漏れ磁
束は金属の切起こし（遮蔽板）６２ｆによりシールドさ
れるのでノイズフィルタ２２のトロイダルコアに高周波
トランス９の磁束が結合することがなくなり、外部に高
周波電流が漏れるのを防止することができる。
【００３８】なお、上述の電子レンジ構造において、基
板６９上の電子部品は、チップ部品を用いることによ
り、一層の小型化ができ、さらに大きな効果を得ること
ができるので、チップ部品等を用いてもよい。１個の冷
却用ファン５４でマグネトロン１２及び機械室内を冷却
する構造としたが、機械室を含む電子レンジの筐体内部
に冷却風を送る冷却用ファンを別途に設け、２個の冷却
用ファンを使用した構成としてもよい。このような構成
とすると、オーブンレンジでの使用の際にも機械室の冷
却が可能となる。冷却用ファン５４からの冷風の流れは
全て直線状としたが、機械室内部のスペースによって
は、基板６９の側面、上面等から流す構造としてもよ
い。図１３では、ダイオードブリッジ５２と平滑コンデ
ンサ５３のみで直流電源回路を構成したが、低電圧電
源、又は電圧リミッタ等を設けてもよい。ダクト６２は
金属製としたが、導電性樹脂を含む電波シールド効果を
持つ材質で形成してもよい。また、ノイズフィルタ２２
を同一基板６９上に配置する構成としたが、ノイズフィ
ルタ２２は別に配置するなど部品の配置は、これに限ら
ない。
板６９上の電子部品は、チップ部品を用いることによ
り、一層の小型化ができ、さらに大きな効果を得ること
ができるので、チップ部品等を用いてもよい。１個の冷
却用ファン５４でマグネトロン１２及び機械室内を冷却
する構造としたが、機械室を含む電子レンジの筐体内部
に冷却風を送る冷却用ファンを別途に設け、２個の冷却
用ファンを使用した構成としてもよい。このような構成
とすると、オーブンレンジでの使用の際にも機械室の冷
却が可能となる。冷却用ファン５４からの冷風の流れは
全て直線状としたが、機械室内部のスペースによって
は、基板６９の側面、上面等から流す構造としてもよ
い。図１３では、ダイオードブリッジ５２と平滑コンデ
ンサ５３のみで直流電源回路を構成したが、低電圧電
源、又は電圧リミッタ等を設けてもよい。ダクト６２は
金属製としたが、導電性樹脂を含む電波シールド効果を
持つ材質で形成してもよい。また、ノイズフィルタ２２
を同一基板６９上に配置する構成としたが、ノイズフィ
ルタ２２は別に配置するなど部品の配置は、これに限ら
ない。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、インバータを構成する１対のスイッチング
素子は、導通比は同一であり、スイッチング周波数がマ
グネトロン通電時の昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと共振コンデンサの共振周波数よりも低く、前
記マグネトロン非通電時の前記昇圧トランスの１次巻線
入力インピーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数
よりも高い周波数としたため、昇圧トランスの１次巻線
電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小さくなってコア
を小型化することができ、巻線数も少なくなって巻線収
納の窓面積を小さくすることができる。また、小さな１
次巻線電流の時にスイッチング素子をターンオフするこ
とができて、スイッチング素子の損失が小さくなり、ス
イッチング素子に小型のものを使用することができ、そ
の放熱板等も小型にすることができる。したがって、イ
ンバータ電源を小型化することができて、高周波加熱装
置の有効容積を向上させることができる。
明によれば、インバータを構成する１対のスイッチング
素子は、導通比は同一であり、スイッチング周波数がマ
グネトロン通電時の昇圧トランスの１次巻線入力インピ
ーダンスと共振コンデンサの共振周波数よりも低く、前
記マグネトロン非通電時の前記昇圧トランスの１次巻線
入力インピーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数
よりも高い周波数としたため、昇圧トランスの１次巻線
電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小さくなってコア
を小型化することができ、巻線数も少なくなって巻線収
納の窓面積を小さくすることができる。また、小さな１
次巻線電流の時にスイッチング素子をターンオフするこ
とができて、スイッチング素子の損失が小さくなり、ス
イッチング素子に小型のものを使用することができ、そ
の放熱板等も小型にすることができる。したがって、イ
ンバータ電源を小型化することができて、高周波加熱装
置の有効容積を向上させることができる。
【００４０】 一方、インバータは、１対のスイッチン
グ素子の導通比が同一であり、マグネトロンが非通電時
の昇圧トランスの１次巻線入力インピーダンスと共振コ
ンデンサの共振周波数のときに前記１対のスイッチング
素子をそれぞれスイッチングオフするような発振周波数
で発振させるようにしたため、前記と同様に、昇圧トラ
ンスの１次巻線電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小
さくなってコアを小型化することができ、巻線数も少な
くなって巻線収納の窓面積を小さくすることができる。
また、小さな１次巻線電流の時にスイッチング素子をタ
ーンオフすることができて、スイッチング素子の損失が
小さくなり、スイッチング素子に小型のものを使用する
ことができ、その放熱板等も小型にすることができる。
したがって、インバータ電源を小型化することができ
て、高周波加熱装置の有効容積を向上させることができ
る。
グ素子の導通比が同一であり、マグネトロンが非通電時
の昇圧トランスの１次巻線入力インピーダンスと共振コ
ンデンサの共振周波数のときに前記１対のスイッチング
素子をそれぞれスイッチングオフするような発振周波数
で発振させるようにしたため、前記と同様に、昇圧トラ
ンスの１次巻線電流は正負対象で且つ、ピーク電流が小
さくなってコアを小型化することができ、巻線数も少な
くなって巻線収納の窓面積を小さくすることができる。
また、小さな１次巻線電流の時にスイッチング素子をタ
ーンオフすることができて、スイッチング素子の損失が
小さくなり、スイッチング素子に小型のものを使用する
ことができ、その放熱板等も小型にすることができる。
したがって、インバータ電源を小型化することができ
て、高周波加熱装置の有効容積を向上させることができ
る。
【００４１】 請求項２記載の発明によれば、前記昇圧
トランスの２次側には倍電圧整流回路を設けたため、昇
圧トランスの１次巻線は正負での通電率が等しくなるの
で、マグネトロンに直流高電圧を供給するための倍電圧
整流回路の電圧、電流のバランスがよくなり、倍電圧整
流回路を構成する高圧コンデンサの電圧耐量が小さくな
って小型化することができる。
トランスの２次側には倍電圧整流回路を設けたため、昇
圧トランスの１次巻線は正負での通電率が等しくなるの
で、マグネトロンに直流高電圧を供給するための倍電圧
整流回路の電圧、電流のバランスがよくなり、倍電圧整
流回路を構成する高圧コンデンサの電圧耐量が小さくな
って小型化することができる。
【００４２】 請求項３記載の発明によれば、高周波加
熱装置の始動時に、マグネトロンが最大出力電力で動作
している時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピー
ダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも高い周
波数で前記インバータを駆動することにより前記マグネ
トロンのヒータを加熱するようにしたため、マグネトロ
ンの始動時にマグネトロンに高電圧が加わることがな
く、また、マグネトロンがヒートアップして導通した際
にマグネトロンの最大出力を超えることがなく、安全を
図ることができる。
熱装置の始動時に、マグネトロンが最大出力電力で動作
している時の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピー
ダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも高い周
波数で前記インバータを駆動することにより前記マグネ
トロンのヒータを加熱するようにしたため、マグネトロ
ンの始動時にマグネトロンに高電圧が加わることがな
く、また、マグネトロンがヒートアップして導通した際
にマグネトロンの最大出力を超えることがなく、安全を
図ることができる。
【００４３】 請求項４記載の発明によれば、前記イン
バータを駆動する制御回路に電圧制御発振器を設け、高
周波加熱装置の出力を制御するマイクロコンピュータに
より出力されたＰＷＭ出力を平滑して前記電圧制御発振
器の発振周波数決定用電圧を得る構成としたため、イン
バータをマイクロコンピュータからのＰＷＭ信号で制御
することができるので、マイクロコンパレータとインバ
ータ間の接続線本数が少なくなり、基板の小型化ととも
に信頼性を向上させることができる。
バータを駆動する制御回路に電圧制御発振器を設け、高
周波加熱装置の出力を制御するマイクロコンピュータに
より出力されたＰＷＭ出力を平滑して前記電圧制御発振
器の発振周波数決定用電圧を得る構成としたため、イン
バータをマイクロコンピュータからのＰＷＭ信号で制御
することができるので、マイクロコンパレータとインバ
ータ間の接続線本数が少なくなり、基板の小型化ととも
に信頼性を向上させることができる。
【００４４】 請求項５記載の発明によれば、前記電圧
制御発振器の特性は、発振周波数が低いときには、発振
周波数が高いときに比べて発振周波数の変化が緩やかに
なるようにしたため、インバータの入力電力−発振周波
数特性と逆の特性を持つ電圧制御発振器を用いること
で、入力電力−発振周波数特性が入力調整範囲に亘り平
準化されて、安定した入力制御を行うことができる。
制御発振器の特性は、発振周波数が低いときには、発振
周波数が高いときに比べて発振周波数の変化が緩やかに
なるようにしたため、インバータの入力電力−発振周波
数特性と逆の特性を持つ電圧制御発振器を用いること
で、入力電力−発振周波数特性が入力調整範囲に亘り平
準化されて、安定した入力制御を行うことができる。
【００４５】 請求項６記載の発明によれば、前記マグ
ネトロンの陽極電流を検出する陽極電流検出手段を有
し、この陽極電流検出手段の検出値を基に前記陽極電流
が一定になるように前記電圧制御発振器の発振周波数を
制御するようにしたため、高周波加熱装置の入力電力が
一定に制御されて、調理時間の安定化を図ることができ
る。
ネトロンの陽極電流を検出する陽極電流検出手段を有
し、この陽極電流検出手段の検出値を基に前記陽極電流
が一定になるように前記電圧制御発振器の発振周波数を
制御するようにしたため、高周波加熱装置の入力電力が
一定に制御されて、調理時間の安定化を図ることができ
る。
【００４６】 請求項７記載の発明によれば、前記商用
電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値を超えないように前記電圧制御発振器の発振周
波数を制御するようにしたため、商用電源からの過電流
入力が検出されて最大入力電力が制御されるので、電源
電圧の変動があっても、電源の家庭内ブレーカが落ちる
こともなく、安全で高信頼性とすることができる。
電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値を超えないように前記電圧制御発振器の発振周
波数を制御するようにしたため、商用電源からの過電流
入力が検出されて最大入力電力が制御されるので、電源
電圧の変動があっても、電源の家庭内ブレーカが落ちる
こともなく、安全で高信頼性とすることができる。
【００４７】 請求項８記載の発明によれば、前記商用
電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値となるように前記電圧制御発振器の発振周波数
を制御するようにしたため、高周波加熱装置の入力電力
が一定に制御されて、調理時間の一層の安定化を図るこ
とができる。
電源からの交流電流を検出する交流電流検出手段を有
し、この交流電流検出手段の検出値を基に前記交流電流
が所定値となるように前記電圧制御発振器の発振周波数
を制御するようにしたため、高周波加熱装置の入力電力
が一定に制御されて、調理時間の一層の安定化を図るこ
とができる。
【００４８】 請求項９記載の発明によれば、前記マグ
ネトロンの冷却フィンに冷却風を通すためのダクトを設
け、このダクト内に前記昇圧トランス、スイッチング素
子、整流用の素子を含む機器及び電子部品を実装した基
板を収納し、前記ダクトにおける前記マグネトロン取付
け部の反対側に冷却用ファンを設けたため、マグネトロ
ンとインバータ等を構成する機器及び電子部品とを効率
よく冷却することができ、また、マグネトロンとインバ
ータ等を構成する電子回路間を接続する配線が不要とな
って、一層小型化することができる。
ネトロンの冷却フィンに冷却風を通すためのダクトを設
け、このダクト内に前記昇圧トランス、スイッチング素
子、整流用の素子を含む機器及び電子部品を実装した基
板を収納し、前記ダクトにおける前記マグネトロン取付
け部の反対側に冷却用ファンを設けたため、マグネトロ
ンとインバータ等を構成する機器及び電子部品とを効率
よく冷却することができ、また、マグネトロンとインバ
ータ等を構成する電子回路間を接続する配線が不要とな
って、一層小型化することができる。
【００４９】 請求項１０記載の発明によれば、前記ダ
クトは、金属又は導電性樹脂を含む電波シールド効果を
有する材質の何れかで形成したため、インバータ等を構
成する電子回路がシールドされて不要な輻射ノイズが低
減し、安全に動作させることができる。
クトは、金属又は導電性樹脂を含む電波シールド効果を
有する材質の何れかで形成したため、インバータ等を構
成する電子回路がシールドされて不要な輻射ノイズが低
減し、安全に動作させることができる。
【００５０】 請求項１１記載の発明によれば、前記冷
却用ファンの吸入口は、高周波加熱装置の筐体外部に連
通するダクトを有するようにしたため、冷却用ファンへ
の流入風が高周波加熱装置外部の空気となって冷却効率
が大きくなり、一層の動作の安定化を図ることができ
る。
却用ファンの吸入口は、高周波加熱装置の筐体外部に連
通するダクトを有するようにしたため、冷却用ファンへ
の流入風が高周波加熱装置外部の空気となって冷却効率
が大きくなり、一層の動作の安定化を図ることができ
る。
【００５１】 請求項１２記載の発明によれば、前記冷
却用ファンからの冷却風は前記マグネトロンに要求され
る前にその冷却風の一部を機械室を含む高周波加熱装置
の筐体内部に分流する構造としたため、冷却用ファンか
らの冷却風で機械室の電装品等も冷却することができ、
構造が簡単になって小型化することができる。
却用ファンからの冷却風は前記マグネトロンに要求され
る前にその冷却風の一部を機械室を含む高周波加熱装置
の筐体内部に分流する構造としたため、冷却用ファンか
らの冷却風で機械室の電装品等も冷却することができ、
構造が簡単になって小型化することができる。
【００５２】 請求項１３記載の発明によれば、前記冷
却用ファンの駆動には直流モータを用い、前記昇圧トラ
ンスの２次側に所定巻数のファンモータ用巻線を施し、
このファンモータ用巻線の出力を整流した直流電源を前
記直流モータの電源としたため、ファンモータ駆動用の
別電源が不要となって小型化することができる。また、
高周波加熱装置の出力が小さいときにはファンモータ用
直流電源の出力電圧も低くなって不要な冷却をすること
がなくなり、幅広い出力制御範囲が得られるとともに出
力が小さいときには低騒音化を図ることができる。
却用ファンの駆動には直流モータを用い、前記昇圧トラ
ンスの２次側に所定巻数のファンモータ用巻線を施し、
このファンモータ用巻線の出力を整流した直流電源を前
記直流モータの電源としたため、ファンモータ駆動用の
別電源が不要となって小型化することができる。また、
高周波加熱装置の出力が小さいときにはファンモータ用
直流電源の出力電圧も低くなって不要な冷却をすること
がなくなり、幅広い出力制御範囲が得られるとともに出
力が小さいときには低騒音化を図ることができる。
【００５３】 請求項１４記載の発明によれば、機械室
を含む高周波加熱装置の筐体内部に冷却風を送る冷却用
ファンを別途の設けたため、マグネトロンの冷却用ファ
ンと機械室の冷却用ファンを分離することで、オーブン
レンジでの使用をする際でも機械室の冷却が可能とな
り、広い用途に亘って動作の安定化を図ることができ
る。
を含む高周波加熱装置の筐体内部に冷却風を送る冷却用
ファンを別途の設けたため、マグネトロンの冷却用ファ
ンと機械室の冷却用ファンを分離することで、オーブン
レンジでの使用をする際でも機械室の冷却が可能とな
り、広い用途に亘って動作の安定化を図ることができ
る。
【００５４】 請求項１５記載の発明によれば、前記基
板上に前記商用電源からの入力部に接続したノイズフィ
ルタを設け、前記昇圧トランスから漏れる磁束に対し前
記ノイズフィルタをシールドする遮蔽板を前記ダクトと
一体に設けたため、昇圧トランスとノイズフィルタの磁
気的結合がなくなり且つ、昇圧トランスとノイズフィル
タを同一基板上に配置することができて、一層小型化す
ることができる。
板上に前記商用電源からの入力部に接続したノイズフィ
ルタを設け、前記昇圧トランスから漏れる磁束に対し前
記ノイズフィルタをシールドする遮蔽板を前記ダクトと
一体に設けたため、昇圧トランスとノイズフィルタの磁
気的結合がなくなり且つ、昇圧トランスとノイズフィル
タを同一基板上に配置することができて、一層小型化す
ることができる。
【００５５】 請求項１６記載の発明によれば、前記マ
グネトロンと前記基板の接続部は、前記基板上に設けら
れたコネクタに前記マグネトロンの接続端子を挿入固着
する構造としたため、高圧部が空間に浮くことがなく安
全性を高めることができる。
グネトロンと前記基板の接続部は、前記基板上に設けら
れたコネクタに前記マグネトロンの接続端子を挿入固着
する構造としたため、高圧部が空間に浮くことがなく安
全性を高めることができる。
【００５６】 請求項１７記載の発明によれば、前記マ
グネトロン及び前記基板を配置したダクトと、前記冷却
用ファンとは縦方向に配置し、前記冷却風を高周波加熱
装置の筐体底面側から吸気するように構成したため、冷
却用ファンの吸入口が筐体底面に配置されて、筐体背面
側には冷却用ファンの吸入口が無く、外見上綺麗に仕上
げることができる。また、熱風循環装置等も縦に長く配
置されるのでオーブン調理を行う際にも十分に均一な温
度分布を保つことができて安定した調理を行うことがで
きる。
グネトロン及び前記基板を配置したダクトと、前記冷却
用ファンとは縦方向に配置し、前記冷却風を高周波加熱
装置の筐体底面側から吸気するように構成したため、冷
却用ファンの吸入口が筐体底面に配置されて、筐体背面
側には冷却用ファンの吸入口が無く、外見上綺麗に仕上
げることができる。また、熱風循環装置等も縦に長く配
置されるのでオーブン調理を行う際にも十分に均一な温
度分布を保つことができて安定した調理を行うことがで
きる。
【図１】本発明の実施の形態である高周波加熱装置用イ
ンバータ電源のブロック図である。
ンバータ電源のブロック図である。
【図２】図１におけるノイズフィルタの詳細を示す回路
図である。
図である。
【図３】図１における電圧制御発振器の詳細を示す回路
図である。
図である。
【図４】上記実施の形態の動作を説明するためのタイミ
ングチャートである。
ングチャートである。
【図５】上記実施の形態における電圧制御発振器の動作
を説明するための各波形等を示す図である。
を説明するための各波形等を示す図である。
【図６】上記実施の形態の入力電力特性及び電圧制御発
振器の発振周波数特性を示す図である。
振器の発振周波数特性を示す図である。
【図７】上記実施の形態を適用した電子レンジを後部機
械室後方から見た部分斜視図である。
械室後方から見た部分斜視図である。
【図８】上記実施の形態を適用した電子レンジを機械室
の側から見た側面図である。
の側から見た側面図である。
【図９】図８の底面図である。
【図１０】上記実施の形態においてマグネトロンの外部
接続端子と基板側端子とのコネクタ接続部を示す側面図
である。
接続端子と基板側端子とのコネクタ接続部を示す側面図
である。
【図１１】上記実施の形態においてコネクタ接続部の他
の構成例を示す側面図である。
の構成例を示す側面図である。
【図１２】上記実施の形態を適用した電子レンジにおけ
る基板部の平面図である。
る基板部の平面図である。
【図１３】上記実施の形態において高周波トランスの２
次側の接続例を示す回路図である。
次側の接続例を示す回路図である。
【図１４】上記実施の形態を適用した電子レンジにおい
てマグネトロン、インバータ回路及び冷却用ファン等の
組合わせを縦に配置した変形例を示す側面図である。
てマグネトロン、インバータ回路及び冷却用ファン等の
組合わせを縦に配置した変形例を示す側面図である。
【図１５】従来のインバータ電源の回路図である。
【図１６】上記従来例の動作波形を示す図である。
１ 商用電源
２ ダイオードブリッジ整流回路
６ａ，６ｂ スイッチング素子
８ 共振コンデンサ
９ 高周波トランス（昇圧トランス）
９ｄ ファンモータ用巻線
１０ａ，１０ｂ 高圧コンデンサ
１１ａ，１１ｂ 高圧コンデンサとともに全波倍電圧整
流回路を構成するダイオード １２ マグネトロン １２ｇ 外部接続端子 １３ マイクロコンピュータ １５ ウォームアップ回路 １７ 電圧制御発振器 ２０ 抵抗（陽極電流検出手段） ２１ カレントトランス（交流電流検出手段） ２２ ノイズフィルタ ５４ 冷却用ファン ５４ａ ファンモータ ６２ ダクト ６２ｆ 金属の切起し（遮蔽板） ６９ 基板
流回路を構成するダイオード １２ マグネトロン １２ｇ 外部接続端子 １３ マイクロコンピュータ １５ ウォームアップ回路 １７ 電圧制御発振器 ２０ 抵抗（陽極電流検出手段） ２１ カレントトランス（交流電流検出手段） ２２ ノイズフィルタ ５４ 冷却用ファン ５４ａ ファンモータ ６２ ダクト ６２ｆ 金属の切起し（遮蔽板） ６９ 基板
フロントページの続き
(72)発明者 柿澤 俊夫
東京都港区芝浦一丁目１番１号 株式会
社東芝 本社事務所内
(56)参考文献 特開 平５−242962（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−359890（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/5387
H05B 6/66
H05B 6/68
Claims (17)
- 【請求項１】 商用電源からの交流電圧を整流して得た
直流電源の正・負出力端子間に少なくとも１対のスイッ
チング素子を直列に接続し、この１対のスイッチング素
子の接続点と前記直流電源における何れか一方の出力端
子間にマグネトロン駆動用電圧を発生する昇圧トランス
の１次巻線と共振コンデンサを直列に接続したハーフブ
リッジ型のインバータを備えてなり、前記１対のスイッ
チング素子の、導通比は同一であって、オン時間は可変
であり、スイッチング周波数が前記マグネトロン通電時
の前記昇圧トランスの１次巻線入力インピーダンスと前
記共振コンデンサの共振周波数よりも低く、前記マグネ
トロン非通電時の前記昇圧トランスの１次巻線入力イン
ピーダンスと前記共振コンデンサの共振周波数よりも高
い周波数となるように前記昇圧トランスの１次巻線入力
インピーダンスと前記共振コンデンサを構成し、前記イ
ンバータは前記マグネトロンが非通電時の前記昇圧トラ
ンスの１次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデン
サに基づく共振状態のときに前記１対のスイッチング素
子をそれぞれスイッチングオフすることを特徴とする高
周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項２】 前記昇圧トランスの２次側には倍電圧整
流回路を設けてなることを特徴とする請求項１記載の高
周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項３】 高周波加熱装置の始動時に、マグネトロ
ンが最大出力電力で動作している時の前記昇圧トランス
の１次巻線入力インピーダンスと前記共振コンデンサの
共振周波数よりも高い周波数で前記インバータを駆動す
ることにより前記マグネトロンのヒータを加熱すること
を特徴とする請求項１記載の高周波加熱装置用インバー
タ電源。 - 【請求項４】 前記インバータを駆動する制御回路に電
圧制御発振器を設け、高周波加熱装置の出力を制御する
マイクロコンピュータにより出力されたＰＷＭ出力を平
滑して前記電圧制御発振器の発振周波数決定用電圧を得
る構成としてなることを特徴とする請求項１記載の高周
波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項５】 前記電圧制御発振器の特性は、発振周波
数が低いときには、発振周波数が高いときに比べて発振
周波数の変化が緩やかであることを特徴とする請求項４
記載の高周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項６】 前記マグネトロンの陽極電流を検出する
陽極電流検出手段を有し、この陽極電流検出手段の検出
値を基に前記陽極電流が一定になるように前記電圧制御
発振器の発振周波数を制御することを特徴とする請求項
４記載の高周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項７】 前記商用電源からの交流電流を検出する
交流電流検出手段を有し、この交流電流検出手段の検出
値を基に前記交流電流が所定値を超えないように前記電
圧制御発振器の発振周波数を制御することを特徴とする
請求項４記載の高周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項８】 前記商用電源からの交流電流を検出する
交流電流検出手段を有し、この交流電流検出手段の検出
値を基に前記交流電流が所定値となるように前記電圧制
御発振器の発振周波数を制御することを特徴とする請求
項７記載の高周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項９】 前記マグネトロンの冷却フィンに冷却風
を通すためのダクトを設け、このダクト内に前記昇圧ト
ランス、スイッチング素子、整流用の素子を含む機器及
び電子部品を実装した基板を収納し、前記ダクトにおけ
る前記マグネトロン取付け部の反対側に冷却用ファンを
設けてなることを特徴とする請求項１記載の高周波加熱
装置用インバータ電源。 - 【請求項１０】 前記ダクトは、金属又は導電性樹脂を
含む電波シールド効果を有する材質の何れかで形成して
なることを特徴とする請求項９記載の高周波加熱装置用
インバータ電源。 - 【請求項１１】 前記冷却用ファンの吸入口は、高周波
加熱装置の筐体外部に連通するダクトを有することを特
徴とする請求項９記載の高周波加熱装置用インバータ電
源。 - 【請求項１２】 前記冷却用ファンからの冷却風は前記
マグネトロンに要求される前にその冷却風の一部を機械
室を含む高周波加熱装置の筐体内部に分流する構造とし
てなることを特徴とする請求項９記載の高周波加熱装置
用インバータ電源。 - 【請求項１３】 前記冷却用ファンの駆動には直流モー
タを用い、前記昇圧トランスの２次側に所定巻数のファ
ンモータ用巻線を施し、このファンモータ用巻線の出力
を整流した直流電源を前記直流モータの電源としてなる
ことを特徴とする請求項９記載の高周波加熱装置用イン
バータ電源。 - 【請求項１４】 機械室を含む高周波加熱装置の筐体内
部に冷却風を送る冷却用ファンを別途の設けてなること
を特徴とする請求項９記載の高周波加熱装置用インバー
タ電源。 - 【請求項１５】 前記基板上に前記商用電源からの入力
部に接続したノイズフィルタを設け、前記昇圧トランス
から漏れる磁束に対し前記ノイズフィルタをシールドす
る遮蔽板を前記ダクトと一体に設けてなることを特徴と
する請求項９記載の高周波加熱装置用インバータ電源。 - 【請求項１６】 前記マグネトロンと前記基板の接続部
は、前記基板上に設けられたコネクタに前記マグネトロ
ンの接続端子を挿入固着する構造としてなることを特徴
とする請求項９記載の高周波加熱装置用インバータ電
源。 - 【請求項１７】 前記マグネトロン及び前記基板を配置
したダクトと、前記冷却用ファンとは縦方向に配置し、
前記冷却風を高周波加熱装置の筐体底面側から吸気する
ように構成してなることを特徴とする請求項９記載の高
周波加熱装置用インバータ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28294498A JP3477085B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 高周波加熱装置用インバータ電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28294498A JP3477085B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 高周波加熱装置用インバータ電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000116146A JP2000116146A (ja) | 2000-04-21 |
| JP3477085B2 true JP3477085B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=17659146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28294498A Expired - Fee Related JP3477085B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 高周波加熱装置用インバータ電源 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3477085B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103026784A (zh) * | 2010-06-21 | 2013-04-03 | 塞拉维申有限公司 | 磁控管电源 |
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| JP2002345255A (ja) * | 2001-05-15 | 2002-11-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ制御用信号生成回路 |
| JP4912581B2 (ja) * | 2004-10-18 | 2012-04-11 | パナソニック株式会社 | 高周波加熱装置 |
| JP4870408B2 (ja) * | 2005-09-30 | 2012-02-08 | ヤンマー株式会社 | 電力供給装置 |
| JP5621252B2 (ja) * | 2009-12-24 | 2014-11-12 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| WO2014174767A1 (ja) * | 2013-04-24 | 2014-10-30 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6100386B2 (ja) * | 2013-09-27 | 2017-03-22 | フレンド株式会社 | 水素ガス発生装置 |
| JP6720314B2 (ja) * | 2015-12-29 | 2020-07-08 | 広東美的厨房電器制造有限公司 | 電子レンジ回路、電子レンジ回路の制御方法、及び制御装置と電子レンジ |
| WO2024014677A1 (ko) * | 2022-07-11 | 2024-01-18 | 삼성전자 주식회사 | 전류 경로를 감싸는 자성체를 포함하는 전자레인지 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3011482B2 (ja) * | 1991-06-04 | 2000-02-21 | 三洋電機株式会社 | 電子レンジ用電源装置 |
| JPH05242962A (ja) * | 1992-02-27 | 1993-09-21 | Sanyo Electric Co Ltd | 電子レンジ用高周波電源装置 |
-
1998
- 1998-10-05 JP JP28294498A patent/JP3477085B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103026784A (zh) * | 2010-06-21 | 2013-04-03 | 塞拉维申有限公司 | 磁控管电源 |
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|---|---|
| JP2000116146A (ja) | 2000-04-21 |
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Legal Events
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