CN103026784A

CN103026784A - 磁控管电源

Info

Publication number: CN103026784A
Application number: CN2011800308587A
Authority: CN
Inventors: K·林斯特荣
Original assignee: Ceravision Ltd
Current assignee: Ceravision Ltd
Priority date: 2010-06-21
Filing date: 2011-06-17
Publication date: 2013-04-03
Anticipated expiration: 2031-06-17
Also published as: DK2583534T3; US20130100709A1; BR112012032759A2; GB201010358D0; EP2583534B1; JP5809259B2; ES2513590T3; WO2011161401A1; KR20130116236A; US10038386B2; PL2583534T3; CA2803333A1; RU2013102265A; AU2011268754B2; AU2011268754A1; EP2583534A1; JP2013529886A

Abstract

用于磁控管的电源具有高压转换器（101）、微处理器（103）和电阻（109）。高压转换器包括集成电路振荡器IC1、切换晶体管T1、T2、电感L1、变压器（106）和整流器（107）。电压源（4）将增大的DC电压供给至转换器（101）。被配置为具有积分电容C7和电阻R9的误差信号放大器的运算放大器（122）将来自微处理器（103）的控制信号和电阻（109）进行比较并且将输出信号供给至振荡器IC1。振荡器IC1控制切换晶体管T1、T2，切换晶体管T1、T2的输出连接至电感L1和变压器（106）的初级线圈。变压器（106）的次级线圈连接至半桥二极管D3、D4、D5、D6和电容C5、C6以将来自变压器的DC电流提供至磁控管（102）。

Description

磁控管电源

技术领域

本发明涉及用于磁控管的电源，特别但并非排他地用于给灯供电的磁控管。

背景技术

已知磁控管可能不期望地改变模式，也就是说，磁控管可能不期望地在一个频率处停止振荡并且在另一频率处开始振荡。在这些情况下，磁控管可能呈现负阻抗。这可能导致有害的高电流。为此，已知恒定/受控电压电源对于磁控管来说不合适，而恒定/受控电流电源通常用于对磁控管进行供电。

磁控管中的阳极电压高，并且阳极电压和阳极电流的测量是困难的。

在以前本发明者发明的电源中，供给磁控管电源中的转换器的电压和流过转换器的电流的测量与微计算机结合使用来对供给磁控管的功率提供实时控制。微计算机被编程以计算：

1.消耗的功率，

2.与期望功率的差，以及

3.功率差和所测量的电流之间的差。

该第二个差信号用于控制转换器。应当注意，这三个步骤在软件中执行。不期望地，该电源仍然遭受一定程度的不稳定，导致由该磁控管供电的灯所产生的光的可察觉的闪烁。

现在实验已经显示出眼睛对于磁控管供电的等离子灯中的光闪烁极为敏感。现在已经意识到微处理器输出能力的有限速度和分辨率使得所察觉到的闪烁恶化。此外，对微处理器的输入中的两个输入，即施加至转换器的电压和流过转换器的电流易于出现噪声，并且两个噪声信号的相乘被认为促进了不稳定性。

来自微处理器的对噪声的简单滤波不可接受地降低了控制电路的反应时间并且促进了不稳定性，要牢记需要对于改变的磁控管状况的快速反应。因此需要新的方法。

发明内容

本发明的目标是提供一种改进的用于磁控管的电源。

根据本发明，提供一种用于磁控管的电源，包括：

·DC电压源；

·转换器，用于升高所述DC电压源的输出电压，所述转换器具有：

·电容电感谐振电路，

·切换电路，适于以大于所述谐振电路的谐振频率的可变频率来驱动所述谐振电路，其中所述可变频率由控制信号输入来控制以提供交流电压，

·变压器，连接至所述谐振电路以用于升高所述交流电压，

·整流器，用于将升高后的交流电压整流至升高后的DC电压以施加至所述磁控管；

·用于测量来自所述DC电压源的流过所述转换器的电流的部件；

·微处理器，被编程来产生表示所述磁控管的期望输出功率的控制信号；以及

·集成电路，以反馈环方式配置并且适于根据来自电流测量部件的信号与来自所述微处理器的信号的比较来将控制信号施加至转换器切换电路，以将所述磁控管的功率控制为所述期望功率。

设置集成电路作为与微处理器分离的离散元件提供了快速控制环，该环不受微处理器的速度限制。（所用微处理器的规格由于经济成本的原因其速度很有可能较慢。）由此本发明的电源固有地更加稳定并且提供更少闪烁的照明。

同时，可以设想，集成电路可以是数字装置，为了节约，优选为模拟装置。在优选实施例中，集成电路是运算放大器。

在优选实施例中，运算放大器被配置为具有反馈电容的积分器，其输出电压适于控制电压至频率电路以控制转换器。

优选地，微处理器被编程来对期望转换器电流信号的噪声进行滤波。可选地，滤波器电路可以被设置在微处理器和运算放大器之间。

在优选实施例中，切换电路根据从运算放大器输出的可变电压信号来控制转换器的频率。在该技术中，频率的增大与磁控管驱动功率和微波输出的降低相对应。

可选地，切换电路适于根据运算放大器输出来控制转换器的占空比，其中占空比的降低与磁控管驱动电压和微波输出的降低相对应。

在优选实施例中，转换器是零电压切换装置；尽管转换器可以是零电流切换装置。

通常，切换电路具有自己的振荡器；然而，可以设想，切换电路可以根据微处理器的时钟来定时。

在一个实施例中，集成电路适于并且被配置为在所测量的电流信号和期望功率信号之间进行比较，集成电路被连接以仅接收这些信号，由此与DC电压源的电压的瞬时变化无关地根据所述期望功率来控制转换器电流。本实施例在电压源波动周期上将平均功率控制为恒定。

在另一实施例中，集成电路适于并且被配置为不仅在所测量的电流信号和期望功率信号之间进行比较，还考虑DC电压源的电压的瞬时变化、也输入至所述集成电路的表示电压源的电压的信号，其中转换器电流被控制为根据所述期望功率来控制通过所述转换器的功率。本实施例在电压源波动周期中将瞬时功率控制为恒定。

附图说明

为了帮助理解发明，现在将通过示例的方式并参考附图来说明本发明的具体实施例，其中：

图1是现有技术的用于磁控管的电源的框图；

图2是根据本发明的电源的类似框图；

图3是图2的电源的更详细的电路图；

图4是由具有本发明的电源的磁控管供电的灯的概略图；

图5是本发明的第二实施例的电路图；

图6是图5的实施例的分压器的细节；

图7是图3和5的实施例相比较的磁控管输出的光谱图；以及

图8是本发明的第三实施例的电路图。

具体实施方式

首先参考图1，以图表方式示出了现有技术的电源，该电源具有振荡器1，该振荡器1被连接成对磁控管2供电并由微处理器3控制。增大的电源电压，即DC电压源4，通常在线路5上将400伏特电压供给至振荡器1。这将交流电流供给至变压器6和整流器7，从变压器6和整流器7将4000DC伏特在线路8上施加至磁控管。振荡器、变压器和整流器被称为“高压转换器”。供给磁控管的功率以转换器的接地回路中的电阻9两端的电压来测量。假定来自电压源4的电压恒定的情况下，该电压可表示电阻9中的电流并且与供给磁控管的功率成正比。电阻的电压是到微处理器的线路10上的一个输入。线路11上的另一输入将线路5上的电压施加至微处理器。从外部或者以人工输入方式将期望的功率控制值12设置到微处理器。

微处理器被编程来进行以下步骤：

1.在假定高效率的情况下，将线路5上的电压与电阻9中的电流相乘以计算要供给磁控管的功率；

2.将所计算的要被消耗的功率与期望功率进行比较，由此计算应该被消耗的电流（期望电流）；

3.比较期望电流与所测量的电流，如果该电流高，则施加逐渐增高的电压的电源来以较高的频率驱动转换器，或者，如果该电流低，则施加逐渐降低的电压的电源。应该注意，如果转换器以较高的频率工作，则在磁控管两端所得到的电压降低。

如已经提到的，该电路被证实在使用中对于作为光源的磁控管的无闪烁操作来说太不稳定。

现在转向图2，本发明的电源包括以相同方式连接的以下类似的组件：

·振荡器/高压转换器101；

·磁控管102；

·变压器106；

·整流器107；

·电阻109。

还包括微处理器103，但是微处理器103以非常不同的方式操作。微处理器103仅将期望功率控制值112除以线路105上的增大的电源DC电压，并且在线路121上提供表示流过转换器101的期望电流的所需电流信号来以期望功率操作磁控管。将线路121上的信号供给运算放大器122/EA1的一个输入端。运算放大器122/EA1的另一输入端是从电阻109至运算放大器122/EA1的线路110，表示流过转换器的实际电流。将运算放大器连接成作为累积误差信号放大器。

现在转向图3，示出了图2的电源的全部电路图。中央是高压转换器的准谐振振荡器101，其具有MOSFET场效应切换晶体管T1、T2。利用集成电路振荡器IC1以下述方式切换MOSFET场效应切换晶体管T1、T2。变压器106的电感L1和初级线圈串联连接至晶体管T1、T2的公共点。电容C3、C4完成串联谐振电路。电感和电容确定谐振频率，转换器在该谐振频率之上工作，谐振频率一般在70kHz左右，由此，关于下游的磁控管电路，其看起来主要是电感电路。这包括四个半桥二极管D3、D4、D5、D6和平滑电容C5、C6，它们连接至变压器的次级线圈并且将DC电流提供至磁控管102。变压器的线圈比是10:1，由此，将4000伏特级别的电压施加至磁控管，线路105上的增大的电源DC电压一般是400伏特。

转换器电路的特征是当晶体管T1、T2被顺次接通并且之后顺次被断开时，电感L1中存储的能量使得其两端的电压反相。这在TR2接通之前降低公共点C处的电压并且在TR1接通之前提高公共点电压。由此切换发生在要接通的晶体管两端的电压为零伏或接近零伏处，即在ZVS（Zero-Voltage-Switching，零电压切换）模式中。这促进了可靠性和长寿命。

以高的切换频率（即，超过谐振），电容C3、C4之间的公共点处的电压基本上恒定在线路105上的电压的一半，由此，在晶体管切换时，基本上为三角形波形的斜坡电流流过电感L1。电流通过变压器，之后最终到达磁控管。

将工作频率降低至更接近谐振增大D的电压摆动，偏离线路105上的电压的一半，并且增大了磁控管处的电压、磁控管的电流及其微波输出。

在一般为100mΩ的电阻109/R1处测量流过转换器的电流，指示该电流的电压经由反馈电阻R5（一般为470Ω）传递至运算放大器122的一个输入端123。微处理器103经由分压器R3、R4接收来自线路105的电压。经由人工输入端112设置所需的功率设置。微处理器被编程为将所需功率除以线路电压并且经由6kΩ的电阻R10将指示对所需磁控管需要的转换器电流的电压施加至运算放大器的另一输入端125。运算放大器具有积分电容C7，积分电容C7一般为470nF并与1MΩ的电阻R9串联。电阻R9、R10的比确定运算放大器的增益。这再次设置为尽可能可行地抑制电源电压闪烁。放大器将指示所需功率的积分电压传送至用于振荡器IC1的频率控制电路126，其为电压至频率电路（典型的为Texas Instruments的IRS2153或ST Thomson的L6569）。包括18kΩ的电阻R2、都是470pF的电容C1、C2以及二极管D1、D2的电路用来控制转换器的频率。当运算放大器的输出是零时，电容C1与C2并联，并且获得最低频率。这与最大磁控管功率相对应。另一方面，当输出最大时，二极管不导通并且频率单独由C2控制。提供最大频率和最小功率（最大的十分之一的级别）。在中间电压，C1具有中间效应，并且因此控制频率和功率。

由此，可以控制磁控管以输入至微处理器的期望功率来操作。微处理器易受引起线路105上的电压变化的闪烁影响。然而，至R10的信号可以在内部由软件滤波或者在外部由未示出的RC滤波器滤波。如果磁控管功耗偏移，因为磁控管随着其磁体变热并且其电阻改变而功耗偏移，运算放大器对电阻R1处测量到的电流的变化快速反应并且调整转换器的频率，因此与线路125上的信号无关地从微处理器校正磁控管的功耗。

也就是说，如果在电压源线路上存在闪烁，则磁控管的功率仅在闪烁周期上被平均化时是恒定的。由于大的平滑电容的成本，这趋于加倍在电压源线路上的电源频率闪烁。

应当注意，上述电源特别适于控制如在WO 2009/063205中所述的LER磁控管供电灯。它使得灯的光输出任意地根据需要从针对背景光的低水平至全功率全照明。

图4示出了由磁控管驱动的灯的简化表示。它具有透明的坩埚201，该坩埚201具有法拉第笼202。坩埚中的中空203具有可激发材料的填充物204。磁控管205被配置为将其微波投射至波导/转换导管206，微波从波导/转换导管206在同轴连接207上出射至天线208，将微波释放至坩埚中。利用本发明的电源209对磁控管的供电使得可激发材料发光。本发明的电源对于避免该光闪烁是有利的。

现在转向图5，示出了根据本发明的改进的高压转换器。它不仅考虑了转换器电流的变化以及由此引起的磁控管电流的变化，还考虑了电压源的输出端的电源频率波动（或者更精确地两倍的电源频率波动）。该波动不会导致来自LER的光的可察觉的闪烁，但是确实会引起磁控管的输出的带宽扩展。

图5的变形是包括了两个1MΩ电阻串联形式的电阻R6，其从电压源线连接至运算放大器输入端123，反馈电阻R5连接至运算放大器输入端123。电阻R6-R5形成分压器。分压器使得电阻R5两端的电压基本上与电流测量电阻两端的电压相同，典型地，在运算放大器输入端为200mV的情况下，该电压都是100mV的级别。实际电压随着转换器中的实际电流和电压源线上的实际电压而变化。将理解，由于电压源线中的电压增大而引起的200mV的运算放大器输入端的增大将与由于电流的增大引起的200mV的运算放大器输入端的增大相当。两者都使得运算放大器的积分输出电压提高，结果是降低了受控电流。

由电压源电压中的5%的增大所引起的运算放大器输入端的实际增大将为5%，因为与电压源电压相比，电流测量电阻两端的电压小。与电流的5%的增大相等，电流测量电阻两端的电压将为5%。其将被加到运算放大器输入端处的电压。由此，针对电压或电流中5%或其它小的百分数的增大，电流将降低相同的百分数。

从而，这引起了施加至磁控管的功率的5%或其它小的百分数的降低。由此，该配置用于保持瞬间的功率恒定。在这方面，使用“瞬间”意思是在瞬间的电压波动的周期中保持功率恒定。

该操作可以在数学上被如下解释：

磁控管的功率是电压源电压U和转换器电流I的乘积，即，P=U×I。

考虑到电压和电流的单位，u和I：

P=(C₁×u)×(C₂×i)

P=K×(u×i)

在u和i具有单位值的情况下，该公式可以被重新写成

P=K×(u+i)/2。

该关系式针对电压和电流的小的变化（例如针对u±δu、i±δi）保持近似的正确性。

以上等式可以被重写为P=K₃+K₄×δV+K₅×δv。

由此，磁控管的功率可以被表示为常数加上另一常数乘以实际电压源与其额定值的任一偏差再加上再一个常数乘以电流与额定电流的任一偏差。电流偏差本身可以被表示为电流测量电阻两端的电压。

利用适当的常数，并且仅考虑输入至运算放大器的变化，可以看出，分压器将电压源电压和转换器电流的两个变化的和，输入至运算放大器。仅有的前提是近似

P=U×I≈K×(u+i)/2

仅在R5两端的电压与R1两端的电压近似相等时才满足所述近似。针对以下值满足所述近似：

U=400伏特

Rl=0.1Ω

R5=470Ω

R6=2ΜΩ

这些电阻在图6中串联示出，还示出了相关电压。

应当注意，因为R6比R1大7个数量级，并且R5比R1大4个数量级，所以产生运算放大器输入端的电压的可预见的变化的U的任意变化不可能引起R1两端的电压的可预见的变化，R1两端的电压仅由流过R1的电流控制。因此，将R1两端的电压加到R5两端的电压，并且将它们的和输入至运算放大器。

将理解，这种操作方式不完全是线性的，但其确实提供了明显的改进。参考图7，示出了磁控管的生成的频率的带宽的鞍状图。磁控管的生成频率依赖于流过它的电流，磁控管的特征在于其在控制其两端的电压上具有与齐纳二极管类似的特性。由此，如果更多的功率用于磁控管，则其电流增大，并且操作频率降低。在电压源的电压上具有电源电压相关的波动的情况下，磁控管频率发生变化并且带宽呈现轻微的鞍的形状。作为对比，通过图5的实施例的功率控制，带宽要窄得多并且具有高斯分布。这因此在引起蓝牙通信网络等的更少干涉方面是有利的。

转向图8，在运算放大器的输入端示出乘法器电路301。尽管数字装置是可想到的，但该电路是模拟装置，并且具有施加至其一个输入端的R6-R7分压器的公共点的中点和施加至其另一输入端的来自电流测量电阻R1的电压信号。乘法器将这两个电压和电流指示信号相乘产生表示磁控管功率的信号，并将其施加至运算放大器的输入端。本实施例比图5的实施例更精确，但是更昂贵，这是因为乘法器电路很少使用并且昂贵。我们认为图5的实施例较好，因为其足够准确并且同时更便宜。

Claims

1.一种用于磁控管的电源，包括：

·DC电压源；

·电容电感谐振电路，

·变压器，连接至所述谐振电路以用于升高所述交流电压，

·集成电路，以反馈环形式配置并且适于根据来自电流测量部件的信号与来自所述微处理器的信号的比较来将控制信号施加至转换器切换电路，以将所述磁控管的功率控制为所述期望功率。

2.根据权利要求1所述的电源，其中，所述集成电路是模拟装置。

3.根据权利要求2所述的电源，其中，所述集成电路是作为误差信号放大器连接的运算放大器，所述误差信号是表示所述转换器电流的测量和所述磁控管的期望输出功率的信号之间的差。

4.根据权利要求1、2或3所述的电源，其中，所述集成电路被配置为具有反馈电容的积分器，其中所述集成电路的输出电压适于控制电压至频率电路以控制所述转换器。

5.根据前述任一权利要求所述的电源，其中，所述集成电路适于并被配置为在所测量的电流信号和期望功率信号之间进行比较，所述集成电路被连接以仅接收这些信号，其中与所述DC电压源的电压的瞬时变化无关地根据所述期望功率来控制所述转换器电流。

6.根据权利要求5所述的电源，其中，所述电流测量部件是与所述转换器串联的电阻，所述电阻的一端接地并且另一端优选经由反馈电阻连接至所述集成电路的输入端。

7.根据权利要求1~4中任一项所述的电源，其中，所述集成电路适于并被配置为不仅在所测量的电流信号和所述期望功率信号之间进行比较，还考虑所述DC电压源的电压的瞬时变化、也输入至所述集成电路的表示电压源的电压的信号，其中所述转换器电流被控制为根据所述期望功率来控制通过所述转换器的功率。

8.根据权利要求4所述的电源，其中：

·所述电流测量部件是与所述转换器串联的电阻，所述电阻的一端接地，以及

·对所述集成电路的输入端设置分压器，所述分压器包括在所述DC电压源的输出轨和所述电流测量电阻的非接地端之间的两个分压电阻，其中两个分压电阻的公共连接点连接至所述集成电路的输入端。

9.根据权利要求8所述的电源，其中：

·还设置了：

·分压器，包括在所述DC电压源的输出轨和零电压轨之间的两个分压电阻，以及

·乘法器电路，所述电流测量电阻处的电压被施加至一个乘法器输入端，以及所述分压电阻的公共连接点处的电压被施加至乘法器另一输入端，并且乘法器输出被施加至所述集成电路以与微处理器输出进行比较。

10.根据前述任一权利要求所述的电源，其中，所述微处理器被编程来对期望转换器电流信号的噪声进行滤波。

11.根据权利要求1~9中任一项所述的电源，其中，包括设置在所述微处理器和所述运算放大器之间的滤波器电路。

12.根据前述任一权利要求所述的电源，其中，所述切换电路适于根据从所述运算放大器输出的可变电压信号来控制所述转换器的频率，其中频率的增大与磁控管驱动功率和微波输出的降低相对应。

13.根据前述任一权利要求所述的电源，其中，所述切换电路适于根据所述集成电路输出来控制所述转换器的占空比，其中所述占空比的降低与磁控管驱动电压和微波输出的降低相对应。

14.根据任意前述权利要求所述的电源，其中，所述切换电路适于根据所述微处理器的时钟来定时。

15.根据权利要求1~13中任一项所述的电源，其中，所述切换电路具有自己的振荡器。

16.根据前述任一权利要求所述的电源，其中，所述转换器是零电压切换装置。

17.根据权利要求1~15中任一项所述的电源，其中，所述转换器是零电流切换装置。