KR20100119567A - 정합 압전 변압기를 포함하는 공진 전력 컨버터 - Google Patents

정합 압전 변압기를 포함하는 공진 전력 컨버터 Download PDF

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KR20100119567A
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카스페르 신딩 메이에르
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노리아크 아/에스
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Abstract

본 발명은 압전 변압기, 입력 전압 신호를 생성하여 상기 압전 변압기에 제공하도록 구성된 구동 회로로서 상기 입력 전압 신호는 버스트 주파수 및 실질적으로 일정한 여기 주파수를 포함하는, 구동 회로 그리고 정류기 모듈을 포함하는 전자 전력 컨버터에 관련된다. 본 발명에 따르면, 여기 주파수는, 상기 압전 변압기에서의 전력 손실들을 최소화하기 위해 등가 부하 저항 Req이 상기 압전 변압기의 출력 임피던스에 정합되도록, 복수의 여기 주파수들 사이에서 선택된다. 또한, 본 발명은 전자 전력 컨버터를 설정하는 방법에 관련된다.

Description

정합 압전 변압기를 포함하는 공진 전력 컨버터 {Resonant power converter comprising a matched piezoelectric transformer}
본 발명은 폐쇄-루프 제어 기술 및 마그네틱-없는 공진 컨버터 전력단 (power stage)들을 위한 관련 설비에 관한 것으로, 상기 컨버터 전력단들은 가변 부하로 터미네이트된 (terminated) 압전 변압기 (piezoelectric transformer)를 포함한다. 고효율 및 고 전력 밀도 (power density)는, 낮은 스위칭 손실, 영전압 스위칭을 위해 적응된 압전 변압기 그리고 상기 압전 변압기로 향한 일정한 정합 부하 (matched load) 에뮬레이션 (emulation)을 수반하여 얻어진다.
특히, 본 발명은 부하 종속적인 효율을 구비한 압전 변압기의 특성 효과에 의존하며, 이 경우 뚜렷한 최대 효율이 하나의 특정 부하와 함께만 획득될 수 있다. 상기 공진 컨버터는, 가변 부하가 효율이 최대 포인트에서 유지되는 압전 변압기를 향한 정합된 (matched) 부하로서 에뮬레이트 되는 방식으로 동작된다.
공진 컨버터에서, 상기 압전 변압기는 자신의 1차 공진 (primary resonance) 모드에서 그리고 그 근방에서 동작된다. 그 제한된 주파수 대역 내에서, 상기 압전 변압기는 도 1의 등가 공진 회로의 형상으로 전기적으로 표현될 수 있으며 그리고 등가 파라미터들이 부분 적분 방정식 방법, 유한 요소 모델링 방법 또는 1차원 전송선 등가 모델 등으로부터 얻어질 수 있다. 이런 피팅 프로세스가 올바르게 실행되면, 도 1의 동가 회로는 상기 압전 변압기의 유효한 표현일 것이며 그리고 그 회로로부터 유도된 성질들은 상기 공진 주파수의 부근에서의 실제의 기기의 성질들과 일치할 것이다.
개방-루프 이득 (Open-loop gain)
공진 컨버터의 공통의 특징은 개방-루프 이득이 여기 주파수, 기계적인 댐핑, 유전체 (dielectric) 손실 및 전기적인 부하의 함수라는 것이다. 도 1의 상기 압전 변압기에 대한 등가 회로를 기반으로 하여, 상기 기계적인 댐핑은 손실 저항 R에 의해 표현되며 그리고 상기 유전체 손실은 Rd1, Rd2로 모델링된다.
보통의 동작 하에서, 상기 부하 저항 RL 이 지배적이며 그리고 상기 댐핑의 대부분을 떠맡는다. 압전 변압기의 개방-루프 주파수 종속 이득은 도 1에 도시되어 있으며, 그 경우에 전달 함수는 부하의 로그 범위에 관련되어 보여진다.
도 2의 10Ω의 최대 부하는 특정 유형 Noliac 2005-09-05-A의 압전 변압기로 연결될 수 있을 가장 큰 부하를 나타낸다. 결과적으로, 공진에서의 이득은 -16dB (RL = 10Ω)부터 22dB (RL = ∞)까지 변하며 또는 전부하 (full load) 상태로부터 무부하 상태까지 84의 인수로 변한다. 뚜렷한 부하 의존 외에도, 상기 이득은 또한 여기 주파수에 민감하게 변한다. 여기 주파수가 2% 만큼 조금 변하면 가벼운 부하에서는 10의 인수로 이득에 영향을 줄 수 있다.
개방-루프 이득 및 폐-루프 효율 (Open-loop gain and open-loop efficiency)
이득에 관하여, 압전 변압기의 개방-루프 효율은 여기 주파수, 기계적인 댐핑, 유전체 손실 및 전기적인 부하의 함수이다. 유전체 손실 및 기계적인 댐핑은 기기 특정된 파라미터들로 간주되며 그리고 전기적인 부하를 동반한 여기 주파수만이 제시된 변압기에 대해 변경될 수 있다.
도 3은 일정한 (정합된) 전기적인 부하가 주어졌을 때에 여기 주파수에 관련된 특성 개방-루프 이득 및 개방-루프 효율을 도시한다. 상기 이득은 전체 주파수 범위에서 변하며 상기 압전 변압기의 물리적인 공진 주파수에서 피크이다. 상기 부하로 전달되는 전력이 상기 공진 주파수에서 피크라는 사실이 주어지면, 상기 유전체 손실은 그 포인트에서 가장 최소이며, 그 경우에 (개방-루프 동작 하에서의) 기기의 효율은 그 공진 주파수에서 또한 피크이다. 대개의 경우에 있어서, 주파수에 대한 효율의 도함수는 너무 낮아서 그 공진 주파수에서 그리고 그 공진 주파수 근방에서는 상수로 간주될 수 있다. 일정한 전기적인 부하가 주어지면, 이득은 주파수에 관련하여 유일하게 중요한 가변의 양이다.
유전체 손실로부터의 영향은 공진 주파수 근방에서는 일정하다고 간주될 수 있으며 그러므로 도 1로부터의 손실 저항 R에 포함될 수 있다. R에 합체된 도 1의 Rd1, Rd2와 함께, 입력 전력과 출력 전력 사이에서의 관계로서 정의된 효율은 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00001
보통의 동작 하에서, 공진 주파수에 관련하여 주파수에서의 상대적인 변화는 사소하다. 그러므로 절대 주파수 ω는 공진 주파수 wr에 의해 근사될 수 있으며 그래서 상기 근사는 효율에 관하여 만들어진다.
가변 부하 및 일정한 여기 주파수를 구비한 압전 변압기에 대한 개방-루프 효율 곡선은 상기 전기적인 부하의 절대값에 매우 의존적이다. 이는 도 1에서의 서로 다른 3가지의 압전 변압기들에 대해 예시된다. 상기 세 가지 압전 변압기의 공진 주파수들 fr은 120 kHz, 123 kHz 그리고 319 kHz 이다.
도 4에서의 각 변압기에 대한 효율의 곡선은 x-축 상에서 로그 스케일로 주어진 하나의 뚜렷한 최대 포인트를 가진 포물선 곡선의 특징을 가진다. 부하가 상기 최대 포인트와 같거나 또는 상기 최대 포인트의 근방에 있는 경우에만, 상기 변압기는 효율적으로 동작할 수 있다. 도 4에서 fr = 319kHz의 "Noliac-2005-09-05-A" 변압기는 13Ω의 전기적인 부하에서 98%의 피크 효율을 갖는다. 이와 비교하면, 97%의 효율에 대응하는 6Ω 또는 40Ω에서의 정합되지 않은 부하가 주어지면 손실은 50% 증가될 것이다. 본 발명의 실시예들의 목적은 압전 변압기로의 일정한 부하를, 설령 그 부하가 실제로는 가변일지라도, 그 일정한 부하를 에뮬레이트하는 폐-루프 제어 기술을 설명하는 것이다. 비록 전력 컨버터에 부착된 부하가 실제로는 8Ω부터 5kΩ로 등과 같이 변하더라도, "Noliac-2005-09-05-A" 변압기에 대해 13Ω 부하가 에뮬레이트될 수 있을 것이다. 이런 방식으로, 상기 변압기의 효율은 모든 동작 포인트들에서 최대로 유지될 수 있다.
압전 물질은 특정 물질에 대한 파라미터들에 따른 특정 온도 한계들 내에서 동작되어야만 하기 때문에, 부하와 효율 사이에서의 분명한 관계는 압전 변압기 그리고 전력 컨버터 [상기 압전 변압기는 상기 전력 컨버터를 위해서 설계된 것이다]의 전력 밀도에 대한 영향을 가질 수 있다. 변압기의 온도 상승은 주변에 대한 온도 임피던스의 전력 손실에 종속된다. 비효율적인 변압기 또는 정합되지 않은 부하와 동작하는 변압기는 자신의 풋프린트 (footprint) 내에서 특정 양의 열을 발산할 수 있을 뿐이며 그리고 다른 것들 중에서 이는 기기의 최대 전력 처리량을 제한한다.
최대 효율 포인트에 관련된 부하는 식 (1.1)에서 유도될 수 있으며 그리고 식 (1.2)에 의해 주어진다. 이 식은 최적의 전기적인 부하는 출력 커패시턴스 Cd2의 임퍼던스의 절대값에 정합되는 저항 부하라는 것을 보여주기 때문에 매우 중요하다. 다시, 여기 주파수 ω는 공진 주파수 wr에 의해 근사될 수 있다.
Figure pct00002
정합된 부하를 구비하여 동작하는 것은 높은 효율을 위한 주요한 요소이지만, 최신 기술에 따르면, 이는 가변 출력 전력과 가변 부하에 대해서는 일치하지 않는다.
대개의 전력 컨버터들은 실제로는 가변 부하를 위해서 특별하게 설계되었으며 그리고 본 발명의 목적은, 비록 전력 컨버터에 부착된 부하가 0부터 전체 출력 전력까지의 범위 내의 어떤 값이라도 취할 수 있지만, 가변 부하와 결합된 높은 효율이라는 일치하지 않는 목적을 상기 압전 변압기로 정합된 부하를 에뮬레이트함으로써 결합하는 것이다.
전력단 설정 및 대응 효율 (Power stage configurations and corresponding efficiency)
전력 컨버터의 효율과 전력 밀도를 최적화하는 목적과 함께, 압전 변압기 단독에만 초점을 맞추는 것이 아니라 주변 전자장치들의 설정에도 초점을 맞춘다. 전력단 (power stage)이 하나 또는 그 이상의 보조 자기 컴포넌트들에 의존하거나 또는 제어 기술이 상기 압전 변압기 또는 상기 전력단에 최적이 아닌 동작 상태들을 강제하면, 효율적인 변압기는 효율적인 전력 컨버터와 동일하지 않다. 본 발명은 최신 기술의 전력단들 그리고 마주칠 수 있는 문제들에 대한 일반적인 설명에 대한 설계 트레이드-오프들을 기반으로 하여 만들어질 것이다.
도 5는 임의 부하 RL을 구비한 압전 변압기의 제1 차수 (first order) 등가 도면에 연결된 클래스-E 컨버터를 위한 전력단을 도시한다. 상기 위상구조 (topology)는 DC-전원 Vcc가 연결된 인덕터로부터 공급을 받는 하나의 스위칭 엘리먼트로 구성된다. 이런 구성은 간략함으로 선호되며 그리고 스텝-업 (step-up) CCFL 발라스트 컨버터들에서 일반적으로 사용된다. 안정된 상태 모드에서 (시스템의 시간 상수들보다 더 긴 시간에서의 상태에서), 상기 인덕터에 저장된 리액턴스 에너지는 전력 스위치가 소프트-스위칭 (soft-switching) 모드에서 동작되는 것을 가능하게 하며, 상기 소프트-스위칭 모드는 스위칭 손실을 최소화한다. 상기 인덕터를 가로지르는 전압-초 (volt-second) 균형이 충족되어야만 한다고 주어지면, 상기 스위칭 엘리먼트를 가로지르는 피크 전압은 공급 전압 Vcc의 4배 차수로 존재한다. 상기 스위칭 엘리먼트 상에 가해지는 높은 스트레스는 전도 (conduction) 손실 상에 부정적인 영향을 끼친다. 모든 유형의 스위칭 엘리먼트들에 대해 그리고 100 kHz 이상의 스위칭에 대해 가장 적합한 MOSFET에 대해 특히, 기기의 항복-전압과 ON 저항 (resistance) 사이에서의 트레이드-오프가 만들어진다. 주어진 다이-영역 (die-area)에 대해, 상기 ON 저항은 상기 항복-전압의 제곱으로 증가한다.
클래스 E인 스위칭 엘리먼트 상의 고전압 스트레스는 이 전력단의 주된 약점이다. 공급 전압이 230V AC 전압으로 정류되는 경우인 애플리케이션들에서, 상기 스위칭 엘리먼트에 걸친 피크 스트레스는 1.2 kV를 넘으며, 이는 상업적으로 이용 가능한 대부분의 MOSFET들의 항복-전압을 훨씬 넘어선다. 추가로, 상기 높은 스트레스는 전류 소스 인덕터에도 또한 인가되며, 이는 부품 가격들을 높이는 것만이 아니라 상기 위상구조(topology)의 효율 및 전력 밀도를 제한한다. 상기 클래스-E 전력단은 CCFL 구동기에서 낮은 공급 전압으로부터 스텝-업 (step-up)하기 위해 가장 흔하게 사용되며, 이 경우 게이트-구동 회로의 간략함이 바람직하며 그리고 이 경우 효율은 큰 문제가 아니다.
미국 특허 US 5,923,542 및 미국 출원 US 2001/0005107 A1 은 압전 변압기를 구동시키기 위해 사용되는 클래스-E 전력단 유도체의 예들이다.
도 6의 반-브리지 (half-bridge) 전력단은 그것이 클래스-E 전력단에 대한 경우이기 때문에 스위칭 엘리먼트들 상에서의 고전압 스트레스를 겪지 않으며, 실제 피크 전압은 공급 전압 Vcc와 같다. 제어 회로 및 특별한 압전 변압기에 의존하여, 상기 클래스 E 컨버터에 비해 더 낮은 부품 스트레스가 주어지면, 상기 반-브리지 전력단은 전력 효율일 수 있다.
압전 변압기들에 대한 공통 특성은 입력 커패시턴스는 그 애플리케이션에 대해 최적화된 스위칭 엘리먼트들의 와류 커패시턴스 (parasitic capacitance) 보다 더 큰 크기의 대략 2 차수라는 것이다. 상기 변압기 입력 커패시턴스의 큰 크기가 고려되지 않는다면, 상기 스위칭 손실들은 상기 변압기의 출력 전력에 필적할 것이며, 즉, 50% 또는 그보다 작은 효율일 것이다. 상기 스위치들은 데드-타임 영 접근 (dead-time approaching zero)으로 동작하거나 또는 상기 변압기가 소프트-스위칭을 위해서 설계되지 않는다면 이는 흔히 있는 경우일 것이다.
도 7은 압전 변압기가 하드-스위칭 (hard-switching) 모드에서 동작될 때에 그 압전 변압기로의 입력 파형-형상을 도시한다. 스위치들을 통한 상기 변압기의 입력 커패시턴스를 충전하고 방전하는 것은 스위치들에 걸친 전압 강하와 동시에 상기 스위치들에서 전류를 유도하며, 이는 주울 열을 발생시킨다. 이런 전력 손실은 다음의 식에서와 같이 압전 변압기의 공급 전압, 스위칭 주파수 및 입력 커패시턴스의 함수로서 정량화될 수 있다. 상기 스위치들의 출력 커패시턴스로부터의 영향은 보통은 무시될 수 있다.
Figure pct00003
하드-스위칭 모드에서, 상기 스위치들에서의 전력 손실은 스위칭 손실들이 두드러지며 그리고 거의 일정한 것으로 간주될 수 있다. 압전 변압기로 배송되는 전력은 여기 주파수 및 전기적인 부하에서의 작은 변이들에 의존한다.
도 8은 정합된 전기적인 부하를 구비한 압전 변압기 (이 경우에는 Noliac 2005-09-05-A)에 연결되어 하드-스위칭 모드에서 동작하는 전력단의 효율을 디스플레이한다. 상기 효율은 물리적인 공진 주파수에서 피크이며, 그 경우 대개의 전력은 상기 부하로 전달되지만, 그 수치값은 여전히 32%로 낮으며, 이는 높은 하드-스위칭 손실들 때문이다. 상기 공진 주파수에 아주 가깝게 인접하는 경우, 상기 전력단 효율은 10% 밑으로 떨어진다.
스위치의 하나 또는 그 이상의 노드들 또는 스위칭 엘리먼트들이 압전 변압기에 직접 연결된 경우의 임의 전력단 위상구조 (topology)는, 상기 효율이 관심 대상이라면, 하드-스위칭 모드에서 동작해서는 절대로 안된다. 전력단으로 하나 또는 그 이상의 직렬 또는 병렬 인덕터들을 추가하는 것은 하드-스위칭 손실들에 관련된 문제를 해결할 수 있으며 그리고 종래 기술에서 보통으로 사용된다. 그러나, 이런 접근 방식은 부작용을 가질 수 있다. 전력단에 인덕터들을 추가하는 것은 전력 스위치들에서의 증가되는 유도 손실들과 같은 새로운 문제들을 초래할 수 있으며 그리고 수동 부품들의 증가되는 개수로 인한 전력 손실의 새로운 소스들을 초래할 수 있다.
저-전압 스텝업 (step up) 컨버터들에서 보통 사용되는 도 5에서의 클래스 E 컨버터는 하나의 전력 스위치가 압전 변압기에 직접 연결되는 전력단의 일 예이다. 이런 위상구조에서, 전류원 인덕터에 저장된 에너지를 계산하는 것은 안정된 상태 모드에서 영전압 스위칭에 도달하여 그럼으로써 스위칭 손실을 거의 영에 가깝게 줄이도록 하기 위해 사용될 수 있다.
도 6에서의 반-브리지 전력단에서 압전 변압기의 입력 단자와 평행하게 인덕터를 위치시킴으로써 하드 스위칭 손실들을 또한 피할 수 있다. 이는 상기 스위치들이 상기 인덕터에 저장된 에너지에 의해 영-전압-스위칭 (zero-voltage-switching) 모드에서 동작하는 것을 가능하게 한다. 대안으로, 상기 반-브리지 전력단은 미국특허 US 7,183,692 및 미국출원 US 2002/0085395 A1에서 채택된 것처럼 도 9에 도시된 것과 같이 전력 스위치들과 압전 변압기로의 입력 사이에 직렬의 인덕터를 구비하도록 또한 구성될 수 있다. 상기 스위치들과 상기 변압기 사이에서의 유도성 경로 때문에, 높은 입력 전극 커패시턴스 Cd1은 상기 전력 스위치들에서 큰 전력 손실을 유도하지 않는다. 병렬 인덕터 구성에 대해서와 같이, 영 전압 스위칭은 올바른 동작 조건 상에서 얻어질 수 있다. 이는 보통은 상기 변압기 입력 커패시턴스에 정합하는 절대 임피던스의 인덕터를 구비한다는 것을 의미한다. 더 작은 또는 더 큰 인덕터 값들이 사용될 수 있지만, 순환 전류 (circulating current)로 인해서 증가되는 전도 손실들을 강요하거나 또는 전력단의 소프트-스위칭 기능을 제한시키는 것이 보통이다.
도 10은 특정 데드-타임 구간, 정합된 전기 부하 및 영-전압-스위칭 모드의 특정 주파수로 동작할 때의 도 9에서의 전력 스위치들의 출력 노드에서의 전압을 디스플레이한다.
직렬 인덕터 구성은 회로 상태 공간 모델의 차수 (order)를 2로 증가시키며, 이는 상기 전력 컨버터의 추가적인 공진 주파수로서 행동한다. 이는 상기 전력단에 대한 공급 전압 이상으로 쉽게 초과할 수 있는 변압기의 입력 단자를 통한 피크 전압을 상승시킬 수 있다. 도 10에서 두 다이오드들은 변압기 입력 전압을 클램핑 (clamp)하기 위한 수단을 제공하고 그리고 유전 물질을 파괴할 수 있는 스파크를 피하게 한다. 필요한 것이지만, 클램핑 다이오드는 상기 전력 컨버터의 복잡도, 가격 및 전력 손실을 추가하지 않는다.
반-브리지 전력단에 연결된 직렬 또는 병렬의 인덕터를 구비한, 영 전압 스위칭 대역폭은 압전 변압기가 보통으로 동작되는 주파수 범위보다 더 큰 것이 보통이다. 도 11은 압전 변압기가 정합 부하로 터미네이트된 경우인 도 9로부터의 직렬 인덕터 구성에 대한 효율을 디스플레이한다. 하드-스위치된 전력된에 비교하면, (압전 변압기 및 인덕터를 제외한) 효율은 도 6의 구성에 대한 최대 32%부터 도 9의 구성에 대해서 약 88%로 향상되었다. 두께-모드 (thickness-mode) 압전 변압기에 대한 98%의 전형적인 효율에 관련하여, 전력단에서의 손실은 약 6배 더 높으며, 이는 중대한 차이라고 간주될 수 있다. 이런 갭은 전력 스위치들에서 전도 손실들을 유도하는 인덕터로부터의 증가된 순환 에너지로 인한 것일 수 있다. 순환 에너지 및 직렬 컨덕터의 크기에 관해서 몇몇의 최적화가 달성될 수 있지만, 여러 가지 트레이-오프 (trade-off)가 만들어져야만 한다. 또한, 상기 추가된 인덕터는 전력 손실의 추가적인 소스 (source)를 가져오고 그리고 임의로 선택될 수 없다. 표피 효과 (skin-effect), 근접 효과 (proximity effect) 및 코어 손실들에 관해서 특별한 주의를 해야만 한다. 도 11으로부터의 예에서, 직렬 인덕터를 포함한 전력단의 효율은 곡선에서 보이는 것과 같이 88%보다 훨씬 밑이다. 일반적으로 직렬 또는 병렬 인덕터를 활용하는 여기 회로는 크기가 크며, 비효율적이고 그리고 압전 변압기보다 아주 더 많은 전력을 누설할 것이다. 전체적으로 전력 밀도는 소프트-스위치 특성들을 향상시키기 위해 하나 또는 그 이상의 인덕터들을 이용하는 전력 컨버터들에 대해서 낮을 것이며, 그리고 인덕터의 추가되는 가격 또한 고려되는 요소이다. 인덕터로부터 방사되는 EMI는 문제가 될 수 있으며, 그 문제는 압전 변압기들을 구비하면 회피될 수 있는 것이며, 이는 압전 변압기 원래의 자성이 없는 (magnetic-less) 동작으로 인한 것이다.
도 6의 반-브리지 전력단은 인덕터드의 도움없이 영-전압-스위칭 모드에서 또한 동작될 수 있지만, 이는 매우 특별한 동작 조건들 밑에서만 달성될 수 있다. 특별한 동작 조건들은 다음과 같다:
1. 전력단에 의해 여기된 압전 변압기에서 앞으로 뒤로 진동하는 리액티브한 (reactive) 기계적인 에너지를 기기의 유전 입력 커패시턴스를 충전하고 방전하기 위한 수단으로서 필요로 한다. 이는 부하가 정합되지 않으면, 즉, 덜 댐핑하지 않는 경우에만 또는 더 많은 리엑티브 에너지를 구비한 디자인을 위해 효율이 희생되는 경우에만 가능하다.
2. 도 12는 상대적인 주파수 축에 관하여 두 개의 서로 다른 압전 변압기에 대한 영 전압 스위칭 기능을 디스플레이한다. 영 전압 스위칭이 달성될 수 있으면 (Vp > 100%), 그 기능은 작은 주파수 대역으로 한정될 것이다. 이는 압전 전력 컨버터에서 출력 전압의 제어 가능성을 복잡하게 하며, 이는 도 6에서 반-브리지 단으로서의 인덕터 없는 전력단이 부하와 여기 주파수는 일정하며 그리고 출력 전압은 조정되지 않는 (unregulated) 형광 램프 등을 위한 인버터들에서만 볼 수 있는지에 대한 이유를 설명한다.
압전 변압기를 그 변압기의 최대 효율에서 동작시키기 위해, 다음의 디자인 문제들이 발명자들에 의해 다루어졌다: 상기 압전 변압기로의 일정한 부하를 에뮬레이션 (amulation), 어떤 주어진 압전 전력 컨버터의 출력 전압의 레귤레이션을 제공하고, (예를 들면, 인덕터-없는) 변압기로부터의 리액티브 (reactive) 에너지를 활용하여 전력단의 영-전압 스위칭을 달성하고, 상기 변압기의 영-전압-스위칭 기능의 피크인 포인트에서 본질적으로 일정한 여기 주파수에서 전력단을 동작시키고, 부하에 관해서 무조건적인 영-볼트-스위칭 능력을 위한 압전 변압기의 전극 크기를 규정한다. 바람직하게는 이런 속성들 모두는, 주어진 압전 전력 컨버터가 규정되는 부하의 전체 범위 내에 동시에 응해야만 한다.
이런 방식으로, 상기 변압기는 부하의 주어진 압전 전력 컨버터가 규정되는 부하들의 전체 범위에서 최대의 효율로 동작될 수 있으며 그리고 전력단은 상기 변압기의 무조건적인 영-볼트-스위칭 능력으로 인해서 최소의 스위칭 손실로 또한 동작할 것이다. 압전 변압기에 대한 영-볼트-스위칭 능력은 최적화된 디자인에 대해서도 항상 매우 제한될 것이며, 순환 전류들로 인한 전력단에서의 전도 손실들 역시 최소로 유지될 것이다.
폐-루프 제어 (Closed-loop control)
폐-루프 제어 회로의 목적은 상이한 출력 전력 레벨들과 입력 전압들과 같은 서로 다른 동작 조건들 하에서 일정한 출력 전압을 보장하기 위한 것이다. 추가로, 압전 변압기의 이득은 도 2에서 도시된 것과 같은 부하와 여기 주파수에 매우 의존적이며, 이는 역시 고려되어야만 한다. 부하가 변할 때에 압전 변압기의 이득을 제어하는 여러 가지 폐-루프 제어 기술들이 존재한다. 일반적으로 알려진 것과 같이
주파수 변조 (frequency modulation (FM)), 진폭 변조 (pulse width modulation (PWM)) 및 버스트 모드 변조 (burst mode modulation (BMM))와 같은 전반적인 3가지의 기본적으로 상이한 유형의 변조가 존재한다. 다른 변조 기술들은 보통은 이 세 가지 유형들로부터 유도된다. 예를 들면, FM+PWM의 결합이 보고되었다. 예를 들면, 램프 발라스트 (ballast) 애플리케이션들에서 레귤레이트되지 않은 (unregulated) 전력단은 압전 변압기의 부하 종속적인 이득이 램프를 점화시키기 위해 이용될 수 있다는 이점을 가진다.
공진 컨버터들을 구동시키기 위해서 보통 인가되는 대부분의 변조 유형은 주파수 변조이다. 주파수 변조 배후의 원칙은 압전 변압기를 공진이 아닌 상태로 동작시키는 것이며 그리고 부하에 따라서 주파수를 제어하는 것이다. 도 2에소 도시된 것과 같은 압전 변압기의 전달 함수를 기반으로 하여, 상기 변압기의 이득은 주파수 및 부하 저항에 종속적이다. 특정 부하 저항을 이용하여 원하는 이득을 획득하기 위해, 이 원하는 이득이 획득될 수 있는 최대 두 개의 주파수가 존재한다. 하나의 주파수는 댐핑 공진 주파수를 넘어서 존재하며 (최대 이득) 그리고 하나의 주파수는 상기 댐핑 공진 주파수 아래에 존재한다.
도 13에서 제일 위의 곡선에서, 두 주파수 해결책이 일정한 이득 -20dB을 이용하는 2005-09-05-A by Noliac A/S 압전 변압기에 대한 부하 저항의 함수로서 그려진다. 부하가 변하면 효율 역시 변하며 그리고 부하가 변압기에 정합될 때에만 효율은 높다. 이는 도 13의 밑의 곡선에서 보여진다. 주파수 변조는 도 6에 도시된 반-브리지와 같은 인덕터-없는 전력단으로는 효율적으로 구현될 수 없으며, 이는 제어 가능한 범위가 (도 12에 도시된 것과 같이) 아주 제한된 영-볼트 스위칭 대역폭으로 인해서 존재하지 않기 때문이다. 과도한 스위칭 손실들을 피하기 위해서는 주파수 변조를 사용하는 전력단에서의 자기 (magnetic) 지원이 필요하다.
비록 상기 전력단들 및 제어 원칙들이 동일하다고 하더라도, 압전 변압기들에 대한 PWM 변조의 속성들은 자기 컨버터들로부터 알려진 것과는 다소 다르다. PWM 동작 하에서 압전 변압기를 분석하는 방법은 그 압전 변압기를 대역-통과 필터로서 생각하는 것이다. PWM 파형이 압전 변압기의 입력에 인가되면, 압전 변압기는 그 신호의 기본 푸리에 성분에 의해서만 여기될 것이다. 기본 푸리에 성분의 진폭이 상기 PWM 파형의 듀티-싸이클에 종속적이라고 가정하면, 압전 변압기의 부하 종속적인 이득이 보상될 수 있다. 주파수 변조에 대해서, 효율은 부하가 정합되는 동작 포인트에서만 높을 뿐이다. 추가로, 인덕터들의 도움을 받는 전력단의 영 전압 스위칭은 제한된 범위의 듀티-싸이클들에서만 달성될 수 있으며, 이는 원하는 제어 가능 범위를 제한한다. PWM 변조는 도 6에서 도시된 반-브리지와 같은 인덕터-없는 전력단으로는 효율적으로 구현될 없으며, 이는 제어 가능한 범위가 (도 12에 도시된 것과 같이) 아주 제한된 영-볼트 스위칭 대역폭으로 인해서 존재하지 않기 때문이다.
종래의 시스템들의 예는 예를 들면 WO 01/29957의 출원 및 US 2002/0085395 의 출원에서 찾아볼 수 있을 것이다.
압전 변압기를 이용하는 공진 컨버터를 동작시키는 방법을 제공하는 것이 본 발명의 실시예들이 한 가지 목적으로 보여질 수 있을 것이다.
부하가 실제로 변하고 있더라도 정합된 부하 저항이 압전 변압기로 에뮬레이트되는 방법을 제공하는 것이 본 발명의 실시예들의 다른 목적으로 보여질 수 있을 것이다.
전력단이 압전 변압기로부터의 리액티브 에너지를 이용하여 소프트-스위칭 모드에서 동작하며 그리고 영 전압 스위칭의 무조건 상태를 유지하면서도 출력 전압이 일정한 레벨로 제어되는 방법을 제공하는 것이 본 발명의 실시예들의 또 다른 목적으로 보여질 수 있을 것이다.
정합된 부하를 구비한 소프트-스위칭 쪽으로 압전 변압기를 디자인하는 방식을 설명하는 것이 본 발명의 실시예들의 또 다른 목적으로 보여질 수 있을 것이다. 부하 임피던스에 관해서, 소프트-스위칭은 무조건적으로 보장될 수 있다.
압전 컨버터에서 컴포넌트 카운트를 최소로 유지하며 그러면서 이 컴포넌트들을 그 컴포넌트들의 최대 효율로 동작시키도록 하는 것이 본 발명의 실시예들의 또 다른 목적으로 보여질 수 있을 것이다. 생성된 열의 제한된 양으로 인해서, 이는 압전 전력 컨버터들이 낮은 가격은 물론이며, 매우 높은 전력 밀도 및 높은 효율을 구비하는 것을 가능하게 한다.
인덕터-없는 전력단과 결합된 진폭 변조 및 주파수 변조에 연관된 제한된 제어 가능성은, 압전 변압기를 일정한 여기 주파수로 여기시키고 듀티-싸이클이 부하에 배송되는 전력을 제어하는 경우인 낮은 주파수 교번 (alternating) ON 및 OFF 상태에서 전력단을 동작시켜서 해결된다. 이 변조 유형은 버스트 모드 변조로 이름이 붙여진다. 버스트 모드 변조의 주요한 이점은 특정 동작 상태 하에서 부하 정합이 에뮬레이트될 수 있다는 것이다. 이런 방식으로, 압전 변압기는 부하가 실제로는 변하더라도 자신의 최대 효율로 동작할 수 있다. 여기 주파수가 실질적으로 일정하게 유지되기 때문에, 제어 가능한 전력 스위치들을 인덕터-없는 전력단을 구비한 소프트-스위칭 모드에서 동작시키는 것도 또한 가능하다. 소프트-스위칭은 정합되지 않은 부하, 즉, 더 작은 댐핑이지만 더 낮은 효율에서도 달성될 수 있을 것이다.
본 발명은 상기에서 설명된 것과 같이, 본 발명의 실시예들의 목적은 압전 변압기로의 일정한 부하를, 설령 그 부하가 실제로는 가변일지라도, 그 일정한 부하를 에뮬레이트하는 폐-루프 제어 기술을 제공하려고 한다.
본 발명의 목적은, 비록 전력 컨버터에 부착된 부하가 0부터 전체 출력 전력까지의 범위 내의 어떤 값이라도 취할 수 있지만, 가변 부하와 결합된 높은 효율이라는 일치하지 않는 목적을 상기 압전 변압기로 정합된 부하를 에뮬레이트함으로써 결합하는 것이다.
또한, 본 발명은 압전 변압기를 이용하는 공진 컨버터를 동작시키는 방법을 제공하려고 하며, 부하가 실제로 변하고 있더라도 정합된 부하 저항이 압전 변압기로 에뮬레이트되는 방법을 제공하려고 하며, 전력단이 압전 변압기로부터의 리액티브 에너지를 이용하여 소프트-스위칭 모드에서 동작하며 그리고 영 전압 스위칭의 무조건 상태를 유지하면서도 출력 전압이 일정한 레벨로 제어되는 방법을 제공하려고 하며, 정합된 부하를 구비한 소프트-스위칭 쪽으로 압전 변압기를 디자인하는 방식을 제공하려고 하며, 그리고 압전 컨버터에서 컴포넌트 카운트를 최소로 유지하며 그러면서 이 컴포넌트들을 그 컴포넌트들의 최대 효율로 동작시키려고 한다.
상기에서 언급된 목적들은 첫 번째 모습에서 전자적인 전력 컨버터를 제공함으로써 추구되며, 상기 전력 컨버터는,
- 입력 포트 및 출력 포트를 구비하는 압전 변압기,
- 공급 전압 Vcc로부터 입력 전압 신호를 생성하여 상기 압전 변압기의 입력 포트로 공급하도록 구성된 구동 회로로서, 상기 입력 전압 신호는 버스트 주파수 및 실질적으로 일정한 여기 (excitation) 주파수를 포함하는, 구동 회로, 및
- 상기 압전 변압기의 출력 포트에 동작 가능하게 연결된 입력 포트를 구비하는 정류기 (rectifier) 모듈로서, 상기 정류기 모듈은 출력 전압 Vout을 부하로 전달하도록 구성된 출력 포트를 더 포함하는, 정류기 모듈;을 포함하며,
이 경우 상기 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 기본 (fundamental) 공진 주파수보다 더 높고, 그리고 상기 여기 주파수는 복수의 여기 주파수들 중에서 선택되어 폐-루프 버스트-모드 동작 하에서 등가 부하 저항 Req가 상기 압전 변합기의 출력 임피던스에 정합되어 상기 압전 변압기의 전력 손실을 최소화하도록 하며, 그리고 상기 선택된 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 영-전압-스위칭 (zero-voltage-switching) 기능에 관한 최적의 여기 주파수 범위 내에 속한다.
주어진 여기 주파수에서 압전 변압기로 부하를 정합시키기 위해 그 동일 주파수에서 변압기 피크의 영-전압-스위칭 능력이 상기 변압기와 선택된 동작 포인트들이 서로 정합될 것을 필요로 한다는 것을 보장한다. 특히, 변압기의 이득, 즉, 입력 전압과 출력 전압의 비율은, 일치하는 또는 근접하게 일치하는 정합된 부하 주파수 및 최적의 영-전압 스위칭 주파수를 달성하기 위해 적절하게 선택되어야만 한다.
상기 여기 주파수는 도 21에서 도시된 폐-루프 등가 부하 솔루션 공간 그리고 도 18 및 도 19에 도시된 폐-루프 효율 곡선들에 따라서 선택된다. 여기 주파수 선택은 이하에서 더 상세하게 설명될 것이다.
상기 정류기 모듈의 출력 전압 Vout은 DC 출력 전압일 수 있을 것이다.
상기 여기 주파수는 좁은 주파수 범위 내에서 변할 수 있을 것이라는 것에 유의해야만 한다. 이런 좁은 주파수 범위는 상기 여기 주파수의 절대값의 몇 퍼센트일 수 있을 것이다. 여기 주파수가 이렇게 조금 변하는 것은 상기 컨버터가, 예를 들면 온도 변화들과 같은 외부 교란들에 대해 보상하도록 한다. 그러므로, 시작에서 주어진 Req에 대한 최적의 여기 주파수가 320 kHz이면, 온도 변화들은 최적의 여기 주파수가 동일한 에뮬레이트된 등가 저항 Req 를 위한 330 kHz로 이동하도록 하고 또는 전력단의 소프트-스위칭 능력을 유지하도록 한다.
상기 구동 회로는 압전 변압기의 입력 포트로 직접 입력 전압을 제공할 수 있을 것이다. 그러므로, 상기 구동 회로는 상기 구동 회로와 압전 변압기 사이에 삽입된, 인덕터와 같은 어떤 별개의 부품들 없이 압전 변압기의 입력 포트에 직접 연결될 수 있을 것이다.
상기 구동 회로는 다른 구성들 중에서 반-브리지 또는 대안의 전-브리지 (full-bridge), 적절한 개수의 제어 가능한 스위치들을 포함한 전력단을 포함할 수 있을 것이다. 그러므로, 반-브리지 단 (half-bridge stage)은 제1 제어 가능 스위치 및 제2 제어 가능 스위치를 포함할 수 있을 것이며, 전-브리지 전력단은 1 제어가능 스위치, 제2 제어가능 스위치, 제3 제어가능 스위치 및 제4 제어가능 스위치를 포함할 수 있을 것이다. 상기 제어가능 스위치들 각각은 전계 효과 트랜지스터 (field effect transistor)일 수 있을 것이다. 그러나, 다른 유형의 스위치들 역시 이용 가능할 수 있을 것이다. 스위치 펄스들을 생성하기 위해 상기 제어가능 스위치들에 제어 모듈이 적용될 수 있을 것이다.
상기 정류기 모듈은 인덕터를 포함하는 또는 포함하지 않은 수동 정류기 구성을 포함하거나 또는 인덕터를 포함하는 또는 포함하지 않는 능동 정류기 구성을 포함할 수 있을 것이다. 그러므로, 상기 정류기 모듈은, 예를 들면, 휘스톤 브리지에서 연결된 4개의 다이오드 모습의 전-브리지 정류기를 포함할 수 있을 것이다. 대안으로, 상기 정류기 모듈은 더 높은 효율을 얻기 위해 능동 정류 기능을 가진 배전압기 (voltage doubler)를 포함할 수 있을 것이다. 능동 정류 기능은 전계 효과 트랜지스터들을 이용하여 제공될 수 있을 것이다. 다른 정류기 구성 역시 이용 가능하다는 것에 주목해야만 한다.
바람직하게는, 상기 버스트 주파수는 여기 주파수보다 더 낮다. 실제 상기 버스트 주파수는 미리 정해진 주파수 범위 내에서 변할 수 있을 것이다. 예를 들면, 그런 미리 정해진 범위는 약 400 Hz와 같이 300-450 Hz 범위 내와 같은 0-700 Hz 범위 내의 주파수들을 포함할 수 있을 것이다. 그런 특별한 환경들에서, 상기 버스트 주파수는 풀 부하에서 또는 무 (영) 부하에서 0 Hz 일 수 있을 것이다.
상기 여기 주파수는 50-75 kHz 범위 내와 같이 300-400 kHz 범위 내와 같이 200-500 kHz 범위 내에서 선택될 수 있을 것이며 그래서 압전 변압기 내에서 전력 손실들을 최소화하기 위해 등가 부하 저항 Req가 압전 변압기의 출력 임피던스에 정합하도록 한다.
상기 버스트 주파수와 여기 주파수는 상기에서 언급된 주파수 범위들로 절대 한정되지 않는다는 것을 유의해야만 한다. 그러므로, 상기 버스트 주파수는 수백 kHz에 이를 수 있을 것이며 상기 여기 주파수는 MHz 범위에 있을 수 있을 것이다. 손실들을 적당하게 낮은 레벨로 유지하기 위해, 상기 버스트 주파수는 가능한 낮게 유지되어야만 한다. 반면에, 시스템 내의 커패시터들의 물리적인 크기들을 감소시키기 위해 상기 버스트 주파수는 높은 레벨로 유지되어야만 한다. 들을 수 있는 노이즈 역시 문제이며 그리고 그런 이유로 바람직하게는 상기 버스트 주파수는 가청 대역의 낮은 범위에 또는 상기 가청 대역보다 높게 유지되어야만 한다.
상기 압전 변압기는 어떤 부하 임피던스들에 대해 무조건적으로 영-볼트-스위칭하도록 적응되는 것이 바람직하다. 이는 상기 압전 변압기의 등가 출력 커패시턴스 Cd2가 등가 입력 커패시턴스 Cd1에 변환 비율 n의 제곱, 즉, n2을 곱한 것보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크다는 것을 보장하는 것에 합치될 수 있을 것이다.
더욱이, 상기 압전 변압기는 자신의 두께 모드 (thickness mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 전달하도록 적응될 수 있을 것이며 그리고 동시에 2차 전극의 크기를 1차 전극의 크기보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크게 만들어서 임의 부하 임피던스에 관한 무조건적인 영-전압-스위칭을 위한 조건에 합치한다.
대안으로, 상기 압전 변압기는 방사 모드 (radial mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 전달하도록 적응될 수 있을 것이며 그리고 동시에 1차 전극의 크기를 2차 전극의 크기보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크게 만들어서 임의 부하 임피던스에 관한 무조건적인 영-전압-스위칭을 위한 조건에 합치한다.
1차 전극 및 2차 전극의 특정된 크기는 각각 1차 전극의 전체 크기와 2차 전극의 전체 크기를 말하는 것이다. 그러므로, "... 1차 전극의 크기"라는 것은 상기 1차 전극을 형성하는 그런 전극들 (예를 들면, 병렬로 연결된 복수의 1차 전극들)의 전체 크기를 말하는 것이다. 유사하게, " ... 2차 전극의 크기"라는 것은 상기 2차 전극을 형성하는 그런 전극들 (예를 들면, 병렬로 연결된 복수의 1차 전극들)의 전체 크기를 말하는 것이다.
상기 압전 변압기는 링-모습의 압전 변압기일 수 있다. 그러나, 다른 모습 역시 이용 가능할 수 있을 것이다. 상기 압전 변압기의 출력 전압 Vout은 5-40 V 범위 내일 수 있을 것이며, 그리고 등가 부하 저항 Req은 3-40 Ω의 범위 내일 수 있을 것이다. 그러나 출력 전압 및 등가 부하 저항 모두는 다르게 선택될 수 있을 것이다.
두 번째 모습에서, 본 발명은 전자 전력 컨버터를 설정하는 방법에 관련되며, 상기 방법은,
- 입력 포트 및 출력 포트를 구비하는 압전 변압기를 제공하는 단계,
- 공급 전압 Vcc로부터 입력 전압 신호를 생성하여 상기 압전 변압기의 입력 포트로 공급하도록 구성된 구동 회로를 제공하는 단계로서, 상기 입력 전압 신호는 버스트 주파수 및 실질적으로 일정한 여기 (excitation) 주파수를 포함하는, 단계,
- 상기 압전 변압기의 출력 포트에 동작 가능하게 연결도록 구성된 입력 포트를 구비하는 정류기 모듈을 제공하는 단계로서, 상기 정류기 모듈은 출력 전압 Vout을 부하로 전달하도록 구성된 출력 포트를 더 포함하는, 단계, 및
- 폐-루프 버스트-모드 동작 하에서 등가 부하 저항 Req가 상기 압전 변합기의 출력 임피던스에 정합되어 상기 압전 변압기의 전력 손실을 최소화하도록 복수의 여기 주파수들 사이에서 상기 여기 주파수를 선택하는 단계를 포함하며,
이 경우 상기 선택된 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 영-전압-스위칭 (zero-voltage-switching) 기능에 관한 최적의 여기 주파수 범위 내에 속한다.
이전에 언급된 것과 같이, 주어진 여기 주파수에서 압전 변압기로 부하를 정합시키기 위해 그 동일 주파수에서 변압기 피크의 영-전압-스위칭 능력이 상기 변압기와 선택된 동작 포인트들이 서로 정합될 것을 필요로 한다는 것을 보장한다. 특히, 변압기의 이득, 즉, 입력 전압과 출력 전압의 비율은, 일치하는 또는 근접하게 일치하는 정합된 부하 주파수 및 최적의 영-전압 스위칭 주파수를 달성하기 위해 적절하게 선택되어야만 한다.
상기 여기 주파수는 도 21에서 도시된 폐-루프 등가 부하 솔루션 공간 그리고 도 18 및 도 19에 도시된 폐-루프 효율 곡선들에 따라서 선택된다.
다시, 상기 여기 주파수는 상기 압전 트랜스듀서 (transducer)의 기본 공진 주파수보다 더 높다.
상기 구동 회로는 압전 변압기의 입력 포트로 직접 입력 전압을 제공할 수 있을 것이다. 그러므로, 상기 구동 회로는 상기 구동 회로와 압전 변압기 사이에 삽입된, 인덕터와 같은 어떤 별개의 부품들 없이 압전 변압기의 입력 포트에 직접 연결될 수 있을 것이다.
상기 구동 회로는, 다른 구성들 중에서, 제1 제어 가능 스위치 및 제2 제어 가능 스위치를 포함하는 반-브리지 전력단 (half-bridge power stage)을 포함할 수 있을 것이다. 대안으로, 상기 구동 회로는 1 제어가능 스위치, 제2 제어가능 스위치, 제3 제어가능 스위치 및 제4 제어가능 스위치를 포함하는 전-브리지 전력단을 포함할 수 있을 것이다. 상기 제어가능 스위치들 각각은 전계 효과 트랜지스터 (field effect transistor) 또는 유사한 제어 가능한 스위치일 수 있을 것이다. 스위치 펄스들을 생성하기 위해 상기 제어가능 스위치들에 제어 모듈이 적용될 수 있을 것이다.
이전에 언급된 것처럼, 상기 정류기 모듈은 인덕터를 포함하는 또는 포함하지 않은 수동 정류기 구성을 포함하거나 또는 인덕터를 포함하는 또는 포함하지 않는 능동 정류기 구성을 포함할 수 있을 것이다. 그러므로, 상기 정류기 모듈은, 예를 들면, 휘스톤 브리지에서 연결된 4개의 다이오드 모습의 전-브리지 정류기를 포함할 수 있을 것이다. 대안으로, 상기 정류기 모듈은 더 높은 효율을 얻기 위해 능동 정류 기능을 가진 배전압기 (voltage doubler)를 포함할 수 있을 것이다. 능동 정류 기능은 전계 효과 트랜지스터들을 이용하여 제공될 수 있을 것이다. 다른 정류기 구성 역시 이용 가능하다는 것에 주목해야만 한다.
이전에 언급된 것처럼, 바람직하게는, 상기 버스트 주파수는 여기 주파수보다 더 낮다. 실제 상기 버스트 주파수는 미리 정해진 주파수 범위 내에서 변할 수 있을 것이다. 예를 들면, 그런 미리 정해진 범위는 약 400 Hz와 같이 300-450 Hz 범위 내와 같은 0-700 Hz 범위 내의 주파수들을 포함할 수 있을 것이다. 그런 특별한 환경들에서, 상기 버스트 주파수는 풀 부하에서 또는 무 (영) 부하에서 0 Hz 일 수 있을 것이다.
상기 여기 주파수는 50-75 kHz 범위 내와 같이 300-400 kHz 범위 내와 같이 200-500 kHz 범위 내에서 선택될 수 있을 것이며 그래서 압전 변압기 내에서 전력 손실들을 최소화하기 위해 등가 부하 저항 Req가 압전 변압기의 출력 임피던스에 정합하도록 한다.
상기 버스트 주파수와 여기 주파수는 상기에서 언급된 주파수 범위들로 절대 한정되지 않는다는 것에 유의해야만 한다. 그러므로, 상기 버스트 주파수는 수백 kHz에 이를 수 있을 것이며 상기 여기 주파수는 MHz 범위에 있을 수 있을 것이다. 손실들을 적당하게 낮은 레벨로 유지하기 위해, 상기 버스트 주파수는 가능한 낮게 유지되어야만 한다. 반면에, 시스템 내의 커패시터들의 물리적인 크기들을 감소시키기 위해 상기 버스트 주파수는 높은 레벨로 유지되어야만 한다.
이전에 언급된 것과 같이, 상기 압전 변압기는 어떤 부하 임피던스들에 대해 무조건적으로 영-볼트-스위칭하도록 적응되는 것이 바람직하다. 이는 상기 압전 변압기의 등가 출력 커패시턴스 Cd2가 등가 입력 커패시턴스 Cd1에 변환 비율 n의 제곱, 즉, n2을 곱한 것보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크다는 것을 보장하는 것에 합치될 수 있을 것이다.
더욱이, 상기 압전 변압기는 자신의 두께 모드 (thickness mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 전달하도록 적응될 수 있을 것이며 그리고 동시에 2차 전극의 크기를 1차 전극의 크기보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크게 만들어서 임의 부하 임피던스에 관한 무조건적인 영-전압-스위칭을 위한 조건에 합치한다.
대안으로, 상기 압전 변압기는 방사 모드 (radial mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 전달하도록 적응될 수 있을 것이며 그리고 동시에 1차 전극의 크기를 2차 전극의 크기보다 적어도 15%, 적어도 20%, 적어도 30%, 적어도 35%와 같이 적어도 13% 더 크게 만들어서 임의 부하 임피던스에 관한 무조건적인 영-전압-스위칭을 위한 조건에 합치한다.
다시, 상기 1차 전극 및 2차 전극의 특정된 크기는 각각 상기 1차 전극의 전체 크기와 2차 전극의 전체 크기를 말하는 것이다. 그러므로, "... 1차 전극의 크기"라는 것은 상기 1차 전극을 형성하는 그런 전극들 (예를 들면, 병렬로 연결된 복수의 1차 전극들)의 전체 크기를 말하는 것이다. 유사하게, " ... 2차 전극의 크기"라는 것은 상기 2차 전극을 형성하는 그런 전극들 (예를 들면, 병렬로 연결된 복수의 1차 전극들)의 전체 크기를 말하는 것이다.
상기 압전 변압기는 링-모습의 압전 변압기일 수 있다. 그러나, 다른 모습 역시 이용 가능할 수 있을 것이다. 상기 압전 변압기의 출력 전압 Vout은 5-40 V 범위 내일 수 있을 것이며, 그리고 등가 부하 저항 Req은 3-40 Ω의 범위 내일 수 있을 것이다. 그러나 출력 전압 및 등가 부하 저항 모두는 다르게 선택될 수 있을 것이다.
상기와 같은 본원 발명을 통해서, 압전 전력 컨버터들이 낮은 가격은 물론이며, 매우 높은 전력 밀도 및 높은 효율을 구비하는 것을 가능하게 한다.
본 발명 및 종래 기술의 시스템을 능가하는 본 발명의 이점은 첨부된 도면들을 참조하여 더욱 상세하게 이제 설명될 것이다.
도 1은 압전 변압기의 등가 전기 회로이다.
도 2는 압전 변압기 대 주파수 및 부하 저항의 특성 이득을 보여준다.
도 3은 정합된 부하로 터미네이트된 압전 변압기에 대한 주파수에 관련된 개방-루프 효율 및 이득을 보여준다.
도 4는 서로 다른 3가지 압전 변압기들에 대한 효율 대 부하 저항을 보여준다.
도 5는 압전 변압기에 연결된 클래스 E 전력단을 보여준다.
도 6은 압전 변압기에 연결된 반-브리지 전력단을 보여준다.
도 7은 하드 스위칭 모드에서 동작되는 반-브리지 전력단의 스위칭 파형의 모습을 보여준다.
도 8은 하드 스위칭 모드에서 동작될 때에 주파수 관련된 반-브리지 전력단의 효율을 보여준다.
도 9는 직렬 인덕터를 통해서 압전 변압기에 연결된 반-브리지 전력단을 보여준다.
도 10은 소프트-스위칭 모드에서 동작되는 반-브리지 전력단의 스위칭 파형 모습을 보여준다.
도 11은 직렬 인덕터를 구비한 반-브리지 전력단의 효율을 주파수에 관련하여 보여준다.
도 12는 정합된 부하를 가정하여, 서로 다른 두 변압기들의 영 전압 스위칭 능력을 주파수에 관련하여 보여준다.
도 13은 일정한 출력 전압을 제공하는 수단으로서 주파수 변조를 채택한 압전 전력 변환기를 위한 전기적인 부하에 관련하여 주파수에서 필요한 변이를 예시한다.
도 14는 버스트 모드 변조에서 동작되는 압전 변압기로의 입력 전압을 보여준다. 왼쪽의 곡선 및 오른쪽의 곡선 각각에서, 출력 전력은 각각 2.4W 및 11W이다.
도 15는 연결된 전-브리지 정류기를 구비한 압전 변압기에 연결된 인덕터-없는 반-브리지를 보여주며, 이는 버스트-모드 변조를 이용하는 정합된 부하 에뮬레이션의 속성을 설명하기 위해 사용된 Cd2 이전 출력에서 전압 Vd2 및 전류 Id2의 표기와 함께 사용된다.
도 16은 영-볼트-스위칭 모드에서 동작되는 인덕터-없는 전력단에 대한 주파수에 관련한 효율을 보여준다.
도 17은 주파수에 관련하여 반-브리지 전력단의 효율을 보여주며, 이는 인덕터-없는 소프트 스위칭 (ZVS), 직렬 인덕터를 활용하는 소프트-스위칭 (직렬 인덕터) 및 무조건적인 하드-스위칭 (Hard) 사이에서 비교된다.
도 18은 버스트-모드 변조 그리고 7V의 출력 전압과 325V의 입력 전압의 컨버터를 이용하는 압전 변압기의 폐-루프 효율을 보여준다.
도 19는 버스트-모드 변조 그리고 21V의 출력 전압과 325V의 입력 전압의 컨버터를 이용하는 압전 변압기의 폐-루프 효율을 보여준다.
도 20은 도 15에서 보여진 압전 변압기에 전 브리지 정류기가 연결된 압전 변압기의 Cd2 이전의 출력에서 전압 Vd2 및 전류 Id2를 보여준다.
도 21은 2Vf = 1.2V를 가정한 압전 변압기에 대한 등가 부하 저항 솔루션 공간을 보여준다. 정합 저항은 15 Ω이다.
도 22는 도 9에서와 같이 직렬의 인덕터를 구비한 반-브리지 전력단을 각각 이용하는 주파수 변조와 버스트 모드 변조를 사용하는 완전한 전력 컨버터에 대한 특성 효율 곡선을 보여준다.
도 23은 압전 변압기들의 4가지의 공통 유형들을 디스플레이한다.
본 발명이 다양한 수정 및 대안의 모습으로 될 수 있으며, 특정 실시예들은 도면에서 예들로서 도시된 것이고 그리고 여기에서 상세하게 설명될 것이다. 그러나, 본 발명은 개시된 특정한 모습들로 한정되는 것으로 의도된 것은 아니다. 오히려, 본 발명은 첨부된 청구범위에 의해 정의된 것과 같은 본 발명의 사상 및 범위 내에 포함되는 모든 수정, 등가 및 대안들을 커버한다.
가장 광범위한 모습에서, 본 발명은 압전 전력 컨버터들의 출력 전압을 제어하기 위해 버스트 모드 변조를 적용하는 방법에 관련되며, 그리고 정합된 부하 저항에 있어서 비록 그 부하가 실제로는 변하고 있지만, 그 정합된 부하 저항이 압전 변압기로 에뮬레이트되는 방법을 제공한다. 상기 압전 전력 컨버터의 전력단은 상기 압전 변압기로부터의 리액티브 에너지를 활용하는 소프트-스위칭 모드에서 동작되며, 그리고 출력 전압은 영 전압 스위칭의 무조건적인 상태를 유지하면서도 일정한 레벨에서 제어된다.
본 발명에 따른 상기 방법은 압전 변압기를 일정한 여기 주파수로 여기시키고 듀티-싸이클이 부하에 배송되는 전력을 제어하는 경우인 낮은 주파수 교번 (alternating) ON 및 OFF 상태에서 전력단을 동작시킨다. 이전에 언급된 것과 같이, 이 변조 유형은 버스트 모드 변조로 이름이 붙여지며 그리고 압전 변압기로의 입력 전압은 도 14에서 예시된다. 도 14의 왼쪽 곡선에서, 상기 버스트 주파수는 약 100 Hz이며 오른쪽 곡선에서의 버스트 주파수는 약 300 Hz이다. 양 곡선들 모두에서, 여기 주파수는 약 300 kHz이다.
버스트 모드 변조의 주요한 이점은 특정 동작 상태 하에서 부하 정합이 에뮬레이트될 수 있다는 것이다. 이는 부하가 변경되더라도 최대의 효율로 귀결된다. 상기 여기 주파수가 일정하게 유지되기 때문에, 이런 유형의 동작을 위해 설계된 특수한 압전 변압기에 저장된 리액티브 에너지를 활용함으로써, 제어 가능한 전력 스위치들을 인덕터-없는 전력단을 구비한 소프트-스위칭 모드에서 동작시키는 것이 또한 가능하다.
본 발명은 도 15에서 보여진 인덕터-없는 반-브리지 전력단을 기반으로 한다. 보여진 것처럼, 상기 반-브리지 전력단은 반-브리지 구성에서 두 개의 전력 스위치들 X1, X2를 포함한다. 상기 두 스위치들은 도 10에서와 같은 파형으로 소프트-스위칭 모드에서 동작되면서, 압전 변압기를 여기시킨다. 상기 압전 변압기의 출력은 DC 전압을 가변 부하 RL로 전달하는 정류기 모듈로 연결된다.
압전 변압기의 저장된 리액티브 에너지가 영-볼트-스위칭을 획득하는 수단으로서 활용될 때에, 상기 전력단의 효율은 매우 높아질 수 있다. 자기 (magnetic) 부품의 도움을 받지 않는 소프트-스위칭은 특정 동작 조건들 아래서 그리고 이 목적을 위해서 적응된 변압기를 구비하여서만 달성될 수 있기 때문에, 시스템 내의 순환 에너지는 소프트-스위칭의 상태를 설립하기에 필요한 만큼에 도달할 뿐이며, 그러므로, 전도 손실들은 거의 0의 스위칭 손실과 결합되어 최소 상태이다.
도 16은 인덕터-없는 영-볼트-스위칭 모드에서 동작될 때에 여기 주파수에 관한 반-브리지 전력단의 효율을 보여준다. 공진 주파수에 근접해서는, 소프트-스위칭은 달성될 수 없으며 그리고 효율은 5%와 25% 사이이며, 이는 도 8에서의 효율의 경우이며 이 경우에 상기 전력단은 하드 스위칭에서 무조건적으로 동작한다. 그러나, 소프트-스위칭과 함께 하면, 도 16에서의 상기 전력단 효율은 페이스 (face) 변압기에 대한 도 12에서 보여지는 영-볼트-스위칭 윈도우에 대응하는 공진 주파수 이상의 매우 제한된 주파수 대역에서 약 99%로 증가한다.
도 17에서, 주파수에 관한 반-브리지 전력단의 효율은 인덕터-없는 소프트-스위칭 (라벨: ZVS), 직렬 인덕터를 활용하는 소프트-스위칭 (라벨: 직렬 인덕터 (Series inductor) 그리고 무조건적인 하드-스위칭 (라벨: Hard)을 구비한 구성 사이에서 비교된다. 인덕터-없는 소프트-스위칭 구성을 사용하면 피크 효율은 99%가 되며, 이는 피크 효율이 각각 88%와 32%인 다른 두 솔루션들보다 여러 배 더 크다. 이 솔루션의 낮은 부품 카운트 역시 고려되는 다른 긍정적인 요인이다. 그러나, 전기적인 부하에 관한 무조건적인 인덕터-없는 동작에 결합된 고 효율은 매우 한정된 여기 주파수에서 그리고 압전 변압기가 이 목적으로 채택되었을 때에만 획득될 수 있다.
버스트-모드 변조 그 자체는 전력단의 인덕터-없는 동작을 위한 두 가지 조건들 중의 하나, 즉 일정한 여기 주파수를 구비한 동작을 만족시킨다. 이는 전력단이 100%에 가까운 효율을 가지는 것을 보장한다. 추가로, 압전 변압기의 효율은 또한 고려되는 파라미터이다. 도 4와 식 1.2에 예시된 것과 같이, 전기적인 부하가 변압기의 출력 유전체 커패시턴스의 절대 임피던스에 정합될 때에 상기 변압기의 개방-루프 효율은 피크이다. 보통 가변 출력 전력은 가변 부하에 링크되며, 그 경우에 상기 변압기는 0부터 풀 출력 전력까지의 전체 범위에 걸쳐서 효율적으로 동작될 수 없다. 이는 PWM과 주파수 변조를 채택한 전력단들에 대한 사례이다. 그러나, 버스트-모드 변조에서, 압전 변압기는 컨버터의 출력 전압에 영향을 미칠 뿐만이 아니라 상기 압전 변압기 출력으로부터 (도 15의) 출력 정류기로 향하여 보이는 부하를 제어하는 폐쇄 제어 루프 내에 싸여 있다. 이런 방식으로, 버스트 모드 변조를 이용하여, 적절한 주파수에서 그리고 무조건적인 영-볼트-스위칭을 위해 적응되고 그리고 버스트-모드 변조를 위해서 적응된 압전 변압기를 구비하여 여기될 때에, 출력 정류기는 일정한 부하를 상기 변압기의 효율을 최대화시키는 압전 변압기로 에뮬레이트한다.
Cout에 걸친 일정 출력 전압을 유지하면서 일정한 여기 주파수를 보장하는 도 15에서의 반-브리지 전력단 상에 버스트-모드 제어기를 채택하여, 정합된 부하의 에뮬레이션 그리고 출력 전력과 출력 전압의 제어 가능성은 다음처럼 설명될 수 있다: 전력단이 ON으로 되고 그리고 압전 변압기가 여기되고 있을 때에, Pmax의 저력이 출력 정류기 이후에 위치한 커패시터 Cout 그리고 전기적인 부하 사이에서 전달되고 공유된다. 상기 전력단이 OFF가 될 때에, 출력 커패시터 Cout으로부터 상기 부하로 에너지가 배송된다. ON 그리고 OFF 상태 사이에서 교번함으로써 평균 출력 전력은
Figure pct00004
이 된다.
부하에 의해 요청된 것보다 더 많은 전력이 배송되면, 출력 전압은 상승하기 시작할 것이다. 유사하게, 너무 작은 전력이 배송되면, 상기 출력 전압은 감소하기 시작할 것이다. 이런 방식에서, 상기 출력 전압은 전력 흐름을 조절함으로써 제어될 수 있고 그리고 일정하게 유지될 수 있다. 출력 커패시터 Cout에 걸쳐 작은 리플 (ripple) 전압을 무시하면서, 상기 부하에 걸친 출력 전압 Vout은 일정하고 그리고 부하의 크기에 독립적인 것으로 이제 가정될 수 있다. 이는 매우 중요한 속성이며, 그것은 정합된 부하가 어떻게 에뮬레이트되는가를 설명하기 위해 사용될 수 있기 때문이다. 상기 압전 변압기는, 예를 들면, 도 15에 보여진 전-브리지 유형의 출력 정류기에 연결된 것으로 가정된다. 이 정류기는 상기 변압기의 피크 출력 전압 Vd2를 출력 커패시터에 걸친 전압 Vout으로 효율적으로 클램프하며 그리고 그것은 상기 압전 변압기가 보는 임피던스를 결정하는 그런 클램핑 전압이다. 출력에 위치한 출력 부하 RL 그리고 출력 커패시터에 걸친 전압 사이에 어떤 상관도 존재하지 않기 때문에, 출력 전압이 버스트-모드 변조에 의해 일정하게 효율적으로 유지되면, 상기 출력 부하 RL 그리고 압전 변압기가 보는 부하 사이에는 어떤 상관도 존재하지 않을 것이다. 이런 방식에서, 어떤 임의 임피던스도 상기 압전 변압기로 에뮬레이트될 수 있다. Noliac 2005-09-05-A 유형 변압기로 에뮬레이트된 임피던스 솔루션 공간의 일 예가 도 21에 도시된다.
상기 변압기가 보는 정확한 출력 임피던스는 더 이상 컨버터에 부착된 부하의 함수가 아니며, 오히려 특정 변압기, 여기 단 (excitation stage) (도 15 등에서의 X1 및 X2)으로의 공급 전압 Vcc, 상기 변압기의 출력이 클램프되는 전압 [상기 여기 주파수로의 민감도를 동반한다]에 대한 파라미터들의 복소 함수이다. 영-전압-스위칭을 위한 조건들을 만족시키면서 동시에, 정합된 부하를 변압기로 에뮬레이트하기 위한 모든 조건들을 만족시키기 위해 올바른 여기 주파수에서 올바른 이득을 제공하도록 압전 변압기가 적응될 것을 필요로 한다. 모든 조건들이 합치될 때에, 상기 전력단 그리고 상기 압전 변압기 둘 다는 최대 효율에서 동작하고 있을 것이다.
도 18 및 도 19는 폐-루프 이득 및 버스트-모드 변조 제어 루프 내에 싸여 있는 압전 컨버터의 변압기 효율을 도시한다. 상기 두 도면들에 대한 출력 전압들은 각각 7V와 14V이다. 압전 변압기에 대한 효율과 개방-루프 이득 둘 다가 변압기의 공진 주파수에서 피크인 도 3과는 반대로, 이득은 버스트-모드 변조에서는 일정하며 그리고 효율은 분지와 같은 포인트를 가지며 그리고 여기에서는 동작되지 않는다. 버스트 모드 변조를 이용한 이득에 의존하여, 정합된 부하 (즉, 최대 효율)는 상기 공진 주파수를 넘는 한 포인트 그리고 그 공진 주파수 아래에서의 한 포인트에서 얻어질 수 있다. 그처럼 특성 효율 및 이득 곡선은 버스트 모드 변조를 사용하는 개방-루프 및 폐-루프에서 동작되는 변압기에 대해서 매우 다르다. 변압기가 개방-루프에서 98%의 피크 효율을 공진 주파수에서 가지는 경우, 피크 효율의 이 포인트는 버스트-모드 변조를 이용하는 공진을 넘는 그리고 그 아래 두 가지 모두의 한 포인트로 매핑되며, 그리고 이런 피크들의 정확한 위치는 이득 (즉, 공급 전압 Vcc 그리고 출력 전압 사이의 비율)에 종속된다. 이는 도 18과 도 19 사이의 차이를 설명한다. 상기 공진 주파수를 넘는 포인트만이 영-볼트-스위칭과 결합하여 사용될 수 있다. 상기 공진 주파수를 넘는 피크 효율 포인트가 (도 12에 예시된 것과 같이) 영-볼트-스위칭이 얻어질 수 있는, 즉, (도 16에 예시된 것과 같이) 전력단의 효율이 피크가 되는 경우인 주파수 대역 내에 정렬되도록 상기 압전 변압기는 설계된다.
수학적으로, 버스트-모드 변조를 이용하여 정합된 부하를 에뮬레이트하는 것은 다음과 같이 설명될 수 있다: 버스트 모드 제어에 의해 출력 전압이 일정하게 유지된다고 가정하면, 등가 정류기 부하 저항은 임의 유형의 정류기 구성에 대해 발견될 수 있다. Fo{x(t)}가 시변 (time varing) 신호 x(t)의 푸리에 변환의 기본 성분 (fundamental component)을 나타내면, 도 15에서의 변압기가 보는 등가 저항은 다음과 같이 주어진다.
Figure pct00005
Vd2(t) 신호 그리고 ir(t) 신호는 각각 도 15의 압전 변압기의 출력 전압과 출력 전류이며 그리고 F0{Vd2(t)} 그리고 F0{ir(t)}는 이 전기적인 양들의 기본 푸리에 성분들이다. 상기 전류와 전압에 대한 정확한 표현은 사용되는 특정 정류기에 종속된다. 다음의 유도는 도 15에서 보여진 수동 전-브리지 정류기를 기반으로 한다. Vd2(t)의 진폭과 형상이 버스트 모드 제어에 의해 일정하게 유지되면, 등가 부하의 상대적인 크기는 ir(t)에 의해 결정되며, ir(t)는 주파수 및 전력단으로의 공급 전압 Vcc의 함수이다. 일 예로, 큰 공급 전압 Vcc는 작은 등가 부하로 귀결될 것이다.
도 15에서의 버스트 모드 전력단의 등가 출력 저항에 대한 수학적인 표현을 찾는 프로세스는 두 단계들과 결부된다. 먼저, 출력 정류기들이 전도되고 있는 시간 간격 ∏/ω-tr 을 찾을 필요가 있다. 두 번째로, 등가 부하 저항 Req에 관련될 수 있는 Iout을 찾기 위해 특정 시간 간격 내의 전류가 평균화될 필요가 있다. 상기 시간 간격 ∏/ω-t 가 압전 변압기 출력 전압 및 전류 파형 (Vd2(t) 그리고 id2(t))와 함께 도 20에서 보여진다.
2차 측 id2(t)에 관련된 LCR 지류에서의 전류는 다음과 같이 주어진다.
Figure pct00006
상기 표현은 기저 형상으로서 사인 곡선 (sinusoidal) 모습이며 그리고 위상 이동이 전혀 중요하지 않기 때문에 Zin의 절대값이 임피던스에 대해서 사용된다. Af ≒ 0.57의 값이 진폭 Vout + 2Vf의 사다리꼴 (trapezoidal) 정류기 파형을 상기 압전 변압기가 보는 기본 사인곡선 푸리에 성분으로 관련시킨다.
전류 id2(t)가 부호를 바꿀 때마다, 출력은 도 20에 도시된 것과 같이 2(Vout + 2Vf) 볼트를 회전시켜야 한다. 이는 Cd2를 충전시킴으로서 실행되고 그리고 이는 다음의 적분에 의해 표현된다.
Figure pct00007
충전 시간에 대한 솔루션은 tr에 의해 주어진다. 상기 솔루션으로부터의 표현 k가 1보다 더 커지면 출력 전압은 너무 클 것이며 그리고 상기 정류기들은 결코 도통하지 않는다. 그런 경우에, tr에서의 코사인 항목은 실제적인 의미를 전혀 가지지 않은 복소수를 나타낼 것이다. 이것이 충전 시간에 대한 솔루션에서 왜 Re(cos-1k)가 사용되는가에 대한 이유이다.
상기 충전 시간에 대한 표현과 함께, 평균 출력 전류 Iout은 다음처럼 발견될 수 있다:
Figure pct00008
마지막으로, 등가 부하 저항은 다음과 같이 발견될 수 있다:
Figure pct00009
특정 변압기에 대해 등가 부하 저항은 Vout/Vcc의 비율 (정류기 전방 전압은 무시한다) 그리고 주파수 만의 함수라는 것은 주목할만하다. 이런 방식에서, 비록 현실의 부하는 실제로는 변하고 있지만, 버스트 모드 제어는 일정한 그리고 정합된 저항을 에뮬레이트하기 위해 사용될 수 있다. 도 21에서 도시된 곡선들은 버스트 모드 변조를 이용하여 제어된 압전 변압기에 대한 등가 부하 저항 솔루션 공간의 예들이다.
도 21에서, 15 Ω의 정합된 부하 저항이 표시되었다. 몇몇의 Vout/Vcc 비율들에 대해, 부하를 정합하는 것은 올바른 주파수로 동조시키는 것에 의해 달성될 수 있다. 예를 들면, Vout/Vcc = 14V/325V 의 경우에 그런 올바른 주파수는 대략 283 kHz 또는 대략 354 kHz이다. 영 전압 스위칭을 달성하기 위해 여기 주파수가 압전 변압기의 공진 주파수보다 더 커야만 한다는 사실을 감안하면, 354 kHz 스위칭은 이 경우에는 최적의 선택이다. 압전 변압기를 이용하는 완전한 공진 전력 컨버터에 대해, 주파수 변조와 버스트 모드 변조를 각각 이용하는 완전한 전력 컨버터에 대한 특성 효율 곡선은 도 22에 예시된 것과 같이 될 것이다. 비록 부하는 변하더라도, 버스트 모드 변조를 이용함으로써 상기 효율이 일정하게 높다는 것이 그 증거이다.
버스트-모드 변조에 대한 등가 부하 저항 솔루션 공간에 대한 등식들을 이용하여, 압전 변압기는 에뮬레이트된 저항이 정합된 여기 주파수가 최적의 영-전압-스위칭이 달성될 수 있는 주파수와 일치하도록 설계될 수 있다. 이는 도 1로부터의 등가 회로에서 변환 비율 n을 조절하는 문제일 뿐이다. 압전 변합기가 전자기계적인 커플링 k31을 이용하여 방사 (radial) 모드에서 자신의 에너지의 대부분들을 전달하는 것에 대해, 도 1에서의 표시에 따른 등가 이득은 n=N2/N1 으로 주어지며, 이 경우 N1은 1차 계층 (primary layer)들의 개수이며 그리고 N2는 2차 계층 (secondary layer)들의 개수이다. 더욱이, 또한 상기 압전 변압기는 자신의 에너지의 대부분이 전자기계적인 커플링 k33을 이용하여 두께 모드에서 전달되는 유형일 수 있으며, 이 경우 도 1에서의 표기에 따른 등가 이득은 n=ep/es 으로 주어지며, 이 경우 ep는 각 1차 계층의 두께이며 그리고 es는 각 2차 계층의 두께이다. 압전 변압기의 다른 유형들 역시 변환 비율 n이 주어지면 최대 효율로 동작될 수 있을 것이며 그리고 여기 주파수는 상기 유도된 식들에 따라서 선택된다.
거의 모든 압전 변압기는 작은 댐핑을 제공하는 정합되지 않은 부하를 이용한 터미네이션을 필요로 할 수 있고 또한 소프트-스위칭의 상태를 달성하기 위해 효율을 양보할 수 있을지라도 인덕터-없는 영-볼트-스위칭을 달성할 수 있다. 높은 효율을 위해, 상기 변압기는 정합된 부하로 터미네이트 되어야만 하며, 왜냐하면 이것이 에너지의 최대 양이 상기 압전 변압기로부터 추출되는 포인트이기 때문이다. 그러나 이는 정합된 부하는 변압기로 가장 큰 가능한 양의 댐핑을 강요하는 상태라는 것을 의미하며, 이 경우 정합된 부하는 영-볼트-스위칭 능력의 관점에서는 최악인 경우인 시나리오가 된다. 아래에서의 식에서 ZVS 요소 VP가 100%를 넘으면, 정합된 부하인 경우에도 영-볼트-스위칭이 달성될 수 있으며 그리고 그처럼 아래의 식은 압전 변압기의 출력이 보는 전기적인 부하에 관해서 무조건적인 영-볼트-스위칭 능력에 대한 측정을 제공한다.
Figure pct00010
이 경우 n은 도 1에서의 표기에 따른 변환 비율이며, Cd1 및 Cd2는 각각 등가 출력 커패시턴스이며 그리고 η는 변압기의 효율이다. 실제 상기 식에서의 Cd1은 Cd1의 병렬 커패시턴스 그리고 상기 전력단에서의 제어 가능한 스위치들의 유효 와류 출력 커패시턴스로 대체되어야만 한다.
100%에 가까운 효율 및 전력단의 0에 가까운 와류 커패시턴스를 가정하면, 상기 압전 변압기의 등가 출력 커패시턴스 "Cd2"가 등가 입력 커패시턴스 "Cd1"에 변환 비율 "n"의 제곱을 곱한 것보다 적어도 13% 그리고 더 적당하게는 35% 더 크면, 압전 변압기는 어떤 부하 임피던스에 관하여 무조건적으로 영-볼트-스위칭을 위하여 적응될 수 있다. 이는 VP = 100% 그리고 VP = 120% 각각의 ZVS 요소에 대응한다. 상기 전력단의 유효 와류 출력 커패시턴스를 고려함으로써, 상기 ZVS 요소는 감소될 것이며 그리고 이는 균형잡힌 설계를 위해 레퍼런스 ZVS 요소 120%가 왜 더 적당한가의 이유이다.
서로 다른 유형의 압전 변압기들에 대한 공통의 속성은 기계적인 크기들이 높은 효율 그리고 높은 ZVS 요소 둘 다를 위해서 최적화될 수 없다는 것이다. 효율만을 위해서 최적화된 설계는 정합된 부하를 이용하여 10-45% 사이의 ZVS 요소를 가지는 것이 보통이며 (이는 댐핑에 관해서는 최악인 경우의 시나리오이다) 그리고 하드 스위칭을 피하기 위해 전력단에 하나 또는 그 이상의 직렬 또는 병렬 인덕터를 필요로 한다. 그런 설계에서 상기 ZVS 요소를 120%로 증가시키는 것은 변압기에서의 손실을 보통 50% 증가시킬 것이지만, 전력단의 효율 그리고 옵션의 직렬 또는 병렬 인덕터들을 고려할 때에, 완전한 컨버터의 효율은 무조건적인 영-볼트-스위칭을 위해 최적화된 변압기를 이용하여 몇 배 더 커질 것이다.
전기기계적인 (electromechanical) 커플링 k33을 이용하여 압전 변압기의 에너지의 대부분이 압전 변압기의 두께 모드에서 전달되는 압전 변압기에 대해, ZVS 조건은 전체 1차 전극 크기보다 적어도 13% 그리고 더 적당하게는 35% 더 큰 2차 전극(들)의 전체 크기, 즉, 이는 VP = 100% 그리고 VP = 120% 각각의 ZVS 요소에 대응한다. 이는 도 23에서 보여지는 유형 중의 반지 모양의 변환기에 대한 경우이다. 도 23에서 보여진 것들과 같은 디스크 또는 사각형 모습 역시, k33/k31 의 비율이 무한대로 다가가면, 즉, 물질이 이방성 (anisotropic) 속성들을 가진다면, 두께 모드에서 효율적으로 동작될 수 있다.
방사 모드 또는 평면 모드에서 동작되는 변압기에 대해, 에너지의 대부분은 전자기계적인 커플링 요소 k31을 사용하여 전달된다. 이 경우에, 1차 전극의 전체 크기가 2차 전극 전체 크기보다 적어도 13% 그리고 더 적당하게는 35% 더 크면, 무조건의 영-볼트-스위칭 조건이 충족된다. 이는 변압기가 자신의 두께 모드에서 동작되는 것과는 완전히 반대의 경우이다. 도 23에서 보여진 디스크 그리고 사각형 유형의 변압기 두 가지 모두는, 물질이 이방성 (anisotropic) 속성들을 가진다면, k31 계수를 활용하여 공진 주파수에서 에너지를 전달하여 가장 효율적으로 동작한다.
일반적으로, 어떤 유형의 압전 변압기는, 기계적인 레이아웃과 도 1의 표기에 따른 등가 파라미터들 n, Cd1 및 Cd2 사이의 관계가 발견될 수 있고 그리고 Cd2가 Cd1에 변환 비율 n의 제곱을 곱한 것보다 적어도 13% 그리고 더 적당하게는 35% 더 크면, 무조건적인 영-볼트-스위칭 능력을 위해서 조절될 수 있다.

Claims (24)

  1. 전력 컨버터로서,
    입력 포트 및 출력 포트를 구비하는 압전 변압기;
    공급 전압 Vcc로부터 입력 전압 신호를 생성하여 상기 압전 변압기의 입력 포트로 공급하도록 구성된 구동 회로로서, 상기 입력 전압 신호는 버스트 주파수 및 실질적으로 일정한 여기 (excitation) 주파수를 포함하는, 구동 회로; 및
    상기 압전 변압기의 출력 포트에 동작 가능하게 연결된 입력 포트를 구비하는 정류기 모듈로서, 상기 정류기 모듈은 출력 전압 Vout을 부하로 전달하도록 구성된 출력 포트를 더 포함하는, 정류기 모듈;을 포함하며,
    상기 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 기본 (fundamental) 공진 주파수보다 더 높고, 그리고
    상기 여기 주파수는, 폐-루프 버스트-모드 동작 하에서 등가 부하 저항 Req가 상기 압전 변합기의 출력 임피던스에 정합되어 상기 압전 변압기의 전력 손실을 최소화하도록 복수의 여기 주파수들 중에서 선택되며,
    상기 선택된 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 영-전압-스위칭 (zero-voltage-switching) 기능에 관한 최적의 여기 주파수 범위 내에 속하는, 전력 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 버스트 주파수는 상기 여기 주파수보다 더 낮은, 전력 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 버스트 주파수는 미리 정해진 주파수 범위 내에서 가변인, 전력 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 컨버터는,
    상기 압전 변압기의 입력 포트에 직접 연결되고 있는 제어 가능한 하나 이상의 여기 스위치들을 더 포함하는, 전력 컨버터.
  5. 제1항 내지 제4항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 부하 임피던스에 관해 무조건적으로 영-전압-스위칭하도록 구성되며, 그리고
    상기 압전 변압기의 등가 출력 커패시턴스 Cd2는 등가 입력 커패시턴스 Cd1에 변환 비율 n의 제곱을 곱한 것보다 적어도 13% 이상 더 큰, 전력 컨버터.
  6. 제1항 내지 제5항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 자신의 두께 모드 (thickness mode)에서 자신의 에너지의 대부분 (main part)을 변환하도록 구성되며, 그리고
    부하 임피던스에 관해 무조건적인 영-전압-스위칭에 대한 조건은 2차 전극의 부피를 1차 전극 부피보다 13% 더 크게 만듦으로써 충족되는, 전력 컨버터.
  7. 제1항 내지 제5항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 자신의 방사 모드 (radial mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 변환하도록 구성되며, 그리고
    부하 임피던스에 관해 무조건적인 영-전압-스위칭에 대한 조건은 1차 전극의 부피를 2차 전극 부피보다 13% 더 크게 만듦으로써 충족되는, 전력 컨버터.
  8. 제1항 내지 제7항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 제1 제어가능 여기 스위치 및 제2 제어가능 여기 스위치를 구비한 반-브리지 (half-bridge) 전력단 (power stage)을 포함하는, 전력 컨버터.
  9. 제1항 내지 제7항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 제1 제어가능 여기 스위치, 제2 제어가능 여기 스위치, 제3 제어가능 여기 스위치 및 제4 제어가능 여기 스위치를 구비한 전-브리지 (full-bridge) 전력단을 포함하는, 전력 컨버터.
  10. 제8항 또는 제9항에 있어서,
    상기 제어가능 여기 스위치들 각각은 전계 효과 트랜지스터 (field effect transistor)를 포함하는, 전력 컨버터.
  11. 제1항 내지 제10항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 링-모습의 압전 변압기인, 전력 컨버터.
  12. 전력 컨버터를 설정하는 방법으로서, 상기 방법은,
    입력 포트 및 출력 포트를 구비하는 압전 변압기를 제공하는 단계;
    공급 전압 Vcc로부터 입력 전압 신호를 생성하여 상기 압전 변압기의 입력 포트로 공급하도록 구성된 구동 회로를 제공하는 단계로서, 상기 입력 전압 신호는 버스트 주파수 및 실질적으로 일정한 여기 (excitation) 주파수를 포함하는, 단계;
    상기 압전 변압기의 출력 포트에 동작 가능하게 연결도록 구성된 입력 포트를 구비하는 정류기 모듈을 제공하는 단계로서, 상기 정류기 모듈은 출력 전압 Vout을 부하로 전달하도록 구성된 출력 포트를 더 포함하는, 단계; 및
    폐-루프 버스트-모드 동작 하에서 등가 부하 저항 Req가 상기 압전 변합기의 출력 임피던스에 정합되어 상기 압전 변압기의 전력 손실을 최소화하도록 복수의 여기 주파수들 사이에서 상기 여기 주파수를 선택하는 단계;를 포함하며,
    상기 선택된 여기 주파수는 상기 압전 변압기의 영-전압-스위칭 (zero-voltage-switching) 기능에 관한 최적의 여기 주파수 범위 내에 속하는, 전력 컨버터 설정 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 버스트 주파수는 상기 여기 주파수보다 낮은, 전력 컨버터 설정 방법.
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 버스트 주파수는 미리 정해진 주파수 범위 내에서 가변인, 전력 컨버터 설정 방법.
  15. 제12항 내지 제14항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기의 입력 포트에 제어 가능한 하나 이상의 여기 스위치들이 연결되는, 전력 컨버터 설정 방법.
  16. 제12항 내지 제15항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 부하 임피던스에 관해 무조건적으로 영-전압-스위칭하도록 동작하며, 그리고
    상기 압전 변압기의 등가 출력 커패시턴스 Cd2는 등가 입력 커패시턴스 Cd1에 변환 비율 n의 제곱을 곱한 것보다 적어도 13% 이상 더 큰, 전력 컨버터 설정 방법.
  17. 제12항 내지 제16항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 자신의 두께 모드 (thickness mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 변환하도록 동작하며, 그리고
    부하 임피던스에 관해 무조건적인 영-전압-스위칭에 대한 조건은 2차 전극의 부피를 1차 전극 부피보다 13% 더 크게 만듦으로써 충족되는, 전력 컨버터 설정 방법.
  18. 제12항 내지 제16항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 자신의 방사 모드 (radial mode)에서 자신의 에너지의 대부분을 변환하도록 동작하며, 그리고
    부하 임피던스에 관해 무조건적인 영-전압-스위칭에 대한 조건은 1차 전극의 부피를 2차 전극 부피보다 13% 더 크게 만듦으로써 충족되는, 전력 컨버터 설정 방법.
  19. 제12항 내지 제18항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 여기 주파수는 상기 압전 트랜스듀서의 기본 공진 주파수보다 더 높은, 전력 컨버터 설정 방법.
  20. 제12항 내지 제19항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 상기 압전 변환기의 입력 포트에 입력 전압 신호를 직접 제공하는, 전력 컨버터 설정 방법.
  21. 제12항 내지 제18항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 제1 제어가능 여기 스위치 및 제2 제어가능 여기 스위치를 구비한 반-브리지 (half-bridge) 전력단을 포함하는, 전력 컨버터 설정 방법.
  22. 제12항 내지 제20항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 구동 회로는 제1 제어가능 여기 스위치, 제2 제어가능 여기 스위치, 제3 제어가능 여기 스위치 및 제4 제어가능 여기 스위치를 구비한 전-브리지 (full-bridge) 전력단을 포함하는, 전력 컨버터 설정 방법.
  23. 제21항 또는 제22항에 있어서,
    상기 제어가능 여기 스위치들 각각은 전계 효과 트랜지스터 (field effect transistor)를 포함하는, 전력 컨버터 설정 방법.
  24. 제12항 내지 제23항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전 변압기는 링-모습의 압전 변압기인, 전력 컨버터 설정 방법.
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