CN102684531B - 无死区h桥级联型多电平逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及高压变频器技术，旨在提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器及控制方法。该逆变器由n个单元级联而成；对于单元i两个直流母线之间跨接直流电源或电容，母线之间并联半桥B_i1和半桥B_i2；第一级单元的半桥B₁₁中两个开关的连接点引出逆变器的端点A，最后一级单元的半桥B_n2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B；第j级单元的半桥B_j1中两个开关的连接点与第（j-1）级单元的半桥B_(j-1)2中两个开关的连接点相连。本发明使得各级联单元中各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考正弦信号频率的2倍；同时在采用本发明提供的开关管新的工作模式后，逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。

Description

无死区H桥级联型多电平逆变器及控制方法

技术领域

本发明涉及高压变频器技术领域，尤其涉及一种无死区H桥级联型多电平逆变器及控制方法。

背景技术

H桥级联型多电平逆变器适用于中高压大功率场合，已被广泛应用于功率单元串联式多电平电压源型高压变频调速系统中。它的优点在于开关管电压应力低，电压变化率（d_u/d_t）小，输出电压波形谐波含量少，不存在输入电容均压或飞跨电容电压控制问题，易于模块化设计等。

H桥级联型多电平逆变器传统的调制方式特点是各级联单元中每个桥臂上下开关管的调制信号是互补关系，由于功率开关管存在开通及关断时间，为防止同一桥臂两开关管同时导通与直流侧发生短路，上下开关管的调制信号必需加入死区时间。死区的加入会使逆变器输出电压的基波分量与参考调制信号存在偏差，死区时间越长输出电压基波幅值跌落越明显。当所用开关管的功率等级越高，则需加入的死区时间越长，因而不能最大限度的使用当前现有的高功率开关器件，这不利于变频器的扩容。同时，死区时间会使输出电压波形总谐波畸变（THD）变大，死区引起的附加谐波会引起电动机的发热增加、转矩脉动、机械噪声、机械振动等，严重时还会引起系统的共振。为弥补死区对输出电压THD的影响，需使用更大体积的滤波器或者级联更多的单元模块使输出电平数增加，不管使用哪种方法都会导致整个系统成本的上升。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服H桥级联型逆变器传统开关管工作模式及有死区调制技术的不足，提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器及其控制方法，使输出电压质量不受死区的影响，同时提供的开关管新的工作模式在每个开关周期内H桥四个开关管至多只有两个开关管工作，使系统的开关损耗降低。

为解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器，包括直流母线及用于组成半桥的含反并联续流二极管的全控型电力电子开关，该逆变器由n个单元级联而成；对于单元i（i=1,2…n），直流母线P_i与Q_i之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线P_i、 Q_i之间并联半桥B_i1和半桥B_i2；半桥B_i1由全控型电力电子开关S_i1、S_i2串联而成，开关S_i1反并联二极管D_i1，开关S_i2反并联二极管D_i2；半桥B_i2由全控型电力电子开关S_i3、S_i4串联而成，开关S_i3反并联二极管D_i3，开关S_i4反并联二极管D_i4；第一级单元的半桥B₁₁中两个开关的连接点引出逆变器的端点A，最后一级单元的半桥B_n2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B；第j(1＜j≤n)级单元的半桥B_j1中两个开关的连接点与第（j -1）级单元的半桥B_(j-1)2中两个开关的连接点相连。

本发明进一步提供了基于前述逆变器的控制方法，是采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度，对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，两半桥参考正弦电压信号幅值与频率相同，相位互差π电角度，获得各单元中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内各单元输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。

上述方法，具体包括以下步骤：

（1）采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度；对于单元i（i=1,2…n），对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，半桥B_i1参考正弦电压信号u_Ar与半桥B_i2参考正弦电压信号u_Br幅值、频率相同，相位互差π电角度，对于逆变器输出电压u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr幅值是u_Ar的2n倍，相位和频率与u_Ar相同，获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关S_i1的调制信号为P_i1，开关S_i3的调制信号为P_i3；

（2）对于单元i（i=1,2…n），将上一步得到的调制信号P_i1与P_i3作异或处理，得到表征每个开关周期内单元i输出电压u_AiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi；

（3）根据当前u_ABr的值与逆变器输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态，将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0，i_AB与0比较，当i_AB大于0则表示当前输出电流为正，标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则表示当前输出电流为负，标记逻辑变量IPN为0，若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11，若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10，若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01，若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00；

（4）根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号，对于单元i（i=1,2…n），当X为11时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平，选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，当X为10时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平，选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为01时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平，选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为00时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平，选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi；

（5）将上一步中得到的各单元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。

本发明中，各单元优化前后对应每个开关时间内输出平均电压相等，各单元各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间,加入死区的频率是参考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。

本发明中，逆变器各级联单元在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管工作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。这使得逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。

本发明中，n个级联单元中一旦有某个单元采用本发明提出的方案对调制信号进行优化，其余单元都需要以同一原则对各自的调制信号进行优化。

本发明的有益效果是：

提出的适用于H桥级联型多电平逆变器的调制方法，使得各级联单元中各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考正弦信号频率的2倍，这与开关频率相比所加死区对输出电压的THD及基波幅值的影响几乎可以忽略不计；同时在采用本发明提供的开关管新的工作模式后，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，各单元四个开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，各单元四个开关管在开关周期内仅有一个开关管工作，这使得逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。

附图说明：

图1为H桥级联型多电平逆变器主电路图；

图2为表征各级联单元输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图；

图3为各级联单元开关管调制信号无死区优化框图。

具体实施方式

本发明的实现基础是，基于H桥级联型多电平逆变器，由n个单元级联而成，对于单元i（i=1,2…n），直流母线P_i与Q_i之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线P_i、 Q_i之间并联半桥B_i1与半桥B_i2。半桥B_i1由全控型电力电子开关S_i1、S_i2串联而成，S_i1反并联二极管D_i1，S_i2反并联二极管D_i2。半桥B_i2由全控型电力电子开关S_i3、S_i4串联而成，S_i3反并联二极管D_i3，S_i4反并联二极管D_i4。

本发明的具体工作过程按如下步骤进行：

1) 采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度。对于单元i（i=1,2…n），对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，半桥B_i1参考正弦电压信号u_Ar与半桥B_i2参考正弦电压信号u_Br幅值、频率相同，相位互差π电角度。对于逆变器输出电压u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr幅值是u_Ar的2n倍，相位和频率与u_Ar相同。获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关S_i1的调制信号为P_i1，开关S_i3的调制信号为P_i3。

2) 对上一步中获得的各单元开关管调制信号以同一原则各自进行独立优化，改变同一桥臂上下管互补导通的传统工作模式，优化后的开关管调制信号能够使得同一桥臂上下开关管在每个开关周期内至多只有一个开关管工作，这样的开关管调制信号特点是无需加入死区时间。优化的核心原则是优化前与优化后在对应每个开关周期内各单元输出电压的平均值相等。对于单元i（i=1,2…n），将上一步得到的调制信号P_i1与P_i3作异或处理，得到表征每个开关周期内单元i输出电压u_AiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi，PAi在某个开关周期内的占空比为Di，则当前开关周期内u_AiBi输出平均电压的绝对值为母线电压E与Di的乘积。

3) 根据当前u_ABr的值与逆变器输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态。将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0。i_AB与0比较，当i_AB大于0则标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则标记逻辑变量IPN为0。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11；若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10；若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01；若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00。

4）根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号。

当X为11时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平；选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，若选择S_i1始终导通时，PAi为高电平时u_AiBi输出正电平E，PAi为低电平时u_AiBi输出零电平，电流可以由开关管S_i1和与二极管D_i3续流。若选择S_i4始终导通时，PAi为高电平时u_AiBi输出正电平E，PAi为低电平时u_AiBi输出零电平，电流可以由开关管S_i4和与二极管D_i2续流。

当X为10时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平；选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，若选择S_i2工作，PAi的取反信号为高电平时电流由S_i2与D_i4续流，u_AiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由二极管D_i1和二极管D_i4续流，u_AiBi输出正电平E，若选择S_i3工作，PAi的取反信号为高电平时电流由S_i3与D_i1续流，u_AiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由二极管D_i1和二极管D_i4续流，u_AiBi输出正电平E。

当X为01时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平；选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，若选择S_i1工作，PAi的取反信号为高电平时电流由S_i1与D_i3续流，u_AiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由二极管D_i2和二极管D_i3续流，u_AiBi输出负电平-E，若选择S_i4工作，PAi的取反信号为高电平时电流由S_i4与D_i2续流，u_AiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由二极管D_i2和二极管D_i3续流，u_AiBi输出负电平-E。

当X为00时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平；选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，若选择S_i2始终导通时，PAi为高电平时u_AiBi输出负电平-E，PAi为低电平时u_AiBi输出零电平，电流可以由开关管S_i2和与二极管D_i4续流。若选择S_i3始终导通时，PAi为高电平时u_AiBi输出负电平-E，PAi为低电平时u_AiBi输出零电平，电流可以由开关管S_i3和与二极管D_i1续流。

5）将上一步中得到的各单元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。

下面结合附图和进一步说明本发明。

图1所示为H桥级联型多电平逆变器主电路图，它由n个单元级联而成，对于单元i（i=1,2…n），直流母线P_i与Q_i之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线P_i、 Q_i之间并联半桥B_i1与半桥B_i2。半桥B_i1由全控型电力电子开关S_i1、S_i2串联而成，S_i1反并联二极管D_i1，S_i2反并联二极管D_i2。半桥B_i2由全控型电力电子开关S_i3、S_i4串联而成，S_i3反并联二极管D_i3，S_i4反并联二极管D_i4。

图2 所示为表征各级联单元输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图，采用移相载波技术，各级联单元三角载波C_i(i=1,2…n)幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度。对于单元i（i=1,2…n），对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，半桥B_i1参考正弦电压信号u_Ar与半桥B_i2参考正弦电压信号u_Br幅值、频率相同，相位互差π电角度。对于逆变器输出电压u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr幅值是u_Ar的2n倍，相位和频率与u_Ar相同。获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关S_i1的调制信号为P_i1，开关S_i3的调制信号为P_i3。将调制信号P_i1与P_i3作异或处理，得到表征单元i输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形。

图3所示为级联单元i（i=1,2…n）的开关管调制信号无死区优化框图，根据当前等效参考正弦电压信号u_ABr的值与输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态。将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示在当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示在当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0。i_AB与0比较，当i_AB大于0则标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则标记逻辑变量IPN为0。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11；若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10；若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01；若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00。当X为11时，当前开关周期内开关管S_i2调制信号PWM_S_i2为低电平，开关管S_i3调制信号PWM_S_i3为低电平；选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PAi，图中选择S_i4始终导通，开关管S_i4调制信号PWM_S_i4为高电平，开关管S_i1调制信号PWM_S_i1为PAi。当X为00时，当前开关周期内开关管S_i1调制信号PWM_S_i1为低电平，开关管S_i4调制信号PWM_S_i4为低电平；选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PAi，图中选择S_i3始终导通，开关管S_i3调制信号PWM_S_i3为高电平，开关管S_i2调制信号PWM_S_i2为PAi。当X为10时，当前开关周期内开关管S_i1调制信号PWM_S_i1为低电平，开关管S_i4调制信号PWM_S_i4为低电平；选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PAi取反后的信号，图中选择S_i2工作，开关管S_i2调制信号PWM_S_i2为PAi取反后的信号，开关管S_i3调制信号PWM_S_i3为低电平。当X为01时，当前开关周期内开关管S_i2调制信号PWM_S_i2为低电平，开关管S_i3调制信号PWM_S_i3为低电平；选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PAi取反后的信号，图中选择S_i1工作，开关管S_i1调制信号PWM_S_i1为PAi取反后的信号，开关管S_i4调制信号PWM_S_i4为低电平。图中得到的单元i中各桥臂上下开关管调制信号在逆变器输出电流换向处加入死区时间。

Claims (3)

1.一种无死区H桥级联型多电平逆变控制方法，其特征在于，是基于下述无死区H桥级联型多电平逆变器实现的：包括直流母线及用于组成半桥的含反并联续流二极管的全控型电力电子开关，其特征在于，该逆变器由n个单元级联而成；对于单元i，其中i=1,2…n，直流母线P_i与Q_i之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线P_i、Q_i之间并联半桥B_i1和半桥B_i2；半桥B_i1由全控型电力电子开关S_i1、S_i2串联而成，开关S_i1反并联二极管D_i1，开关S_i2反并联二极管D_i2；半桥B_i2由全控型电力电子开关S_i3、S_i4串联而成，开关S_i3反并联二极管D_i3，开关S_i4反并联二极管D_i4；第一级单元的半桥B₁₁中两个开关的连接点引出逆变器的端点A，最后一级单元的半桥B_n2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B；第j级单元的半桥B_j1中两个开关的连接点与第j-1级单元的半桥B_(j-1)2中两个开关的连接点相连，其中1＜j≤n；

该方法是采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度，对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，两半桥参考正弦电压信号幅值与频率相同，相位互差π电角度，获得各单元中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内各单元输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号；具体包括以下步骤：

（1）采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/n电角度；对于单元i，其中i=1,2…n，对半桥B_i1与半桥B_i2分别作双极性SPWM调制，半桥B_i1参考正弦电压信号u_Ar与半桥B_i2参考正弦电压信号u_Br幅值、频率相同，相位互差π电角度，对于逆变器输出电压u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr幅值是u_Ar的2n倍，相位和频率与u_Ar相同，获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关S_i1的调制信号为P_i1，开关S_i3的调制信号为P_i3；

（2）对于单元i，其中i=1,2…n，将上一步得到的调制信号P_i1与P_i3作异或处理，得到表征每个开关周期内单元i输出电压u_AiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi；

（3）根据当前u_ABr的值与逆变器输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态，将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0，i_AB与0比较，当i_AB大于0则表示当前输出电流为正，标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则表示当前输出电流为负，标记逻辑变量IPN为0，若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11，若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10，若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01，若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00；

（4）根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号，对于单元i，其中i=1,2…n，当X为11时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平，选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，当X为10时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平，选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为01时，当前开关周期内开关管S_i2、S_i3调制信号为低电平，选择开关管S_i1、S_i4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为00时，当前开关周期内开关管S_i1、S_i4调制信号为低电平，选择开关管S_i2、S_i3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi；

（5）将上一步中得到的各单元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，各单元优化前后对应每个开关时间内输出平均电压相等，各单元各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间,加入死区的频率是参考电压频率的2倍。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，逆变器各级联单元在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管工作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。