CN101640498A - 有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子变流器领域，公开了一种有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器。它包括直流侧正极、负极和零电平，直流侧正极和零电平之间连接有第一滤波电容，负极和零电平之间连接有第二滤波电容；每相桥臂包含依次串联的第一、第二、第三、第四开关器件，连接在第一、第二开关器件公共节点和零电平之间的第五开关器件，以及连接在第三、第四开关器件公共节点和零电平之间的第六开关器件；其特征在于，在第一、第二开关器件公共节点和第三、第四开关器件公共节点之间连接有由辅助开关器件和辅助二极管组成辅助串联电路，辅助开关器件、辅助二极管的公共节点和第二、第三开关器件公共节点之间连接有依次串联的谐振电容和谐振电感。

Description

有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器

技术领域

本发明涉及电力电子变流器领域，具体地说是一种有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器。

背景技术

近年来，以逆变器(将直流电变换为交流电的装置)和整流器(将交流电变换为直流电的装置)为主要代表的三相和单相电力电子变流器得到了人们越来越多的重视和广泛应用。在电力电子变流器的典型应用场合，如不间断电源、电机的变频驱动器以及风能、太阳能等新能源发电等，对电力电子变流器的性能提出了许多要求，如：高运行效率、高功率密度、低输出谐波、低电磁干扰等。目前电力电子变流器大多都采用“硬开关”的PWM技术，电力电子功率开关器件需要在高电压大电流下开关动作，每次开通与关断过程中所承受的电压与流过的电流会出现相乘不为零的重叠部分，因而产生开关损耗。电力电子功率开关器件的开关损耗又可以细分为开关管的开通损耗、开关管的关断损耗以及二极管的反向恢复损耗。随着开关频率的提高，开关损耗会急剧增加，系统效率会急剧下降，如果开关损耗过大还会导致电力电子开关器件结温过高以至损坏器件，而过低的开关频率则会带来输出谐波大、动态响应慢、功率密度低等问题，因此，开关损耗限制了变流器开关频率的提高和性能的改善，如果采用无源缓冲电路，只是把开关损耗转移到电阻电容上，系统的效率仍然不高。硬开关过程不仅产生开关损耗，还会引起很大的电流变化率，在开关器件关断时器件上会产生很大的电压尖峰，为了保证安全，开关器件需要降额使用。此外硬开关还产生高频的电磁干扰，影响周围电子设备的正常运行。于是人们研究提出了采用“软开关”技术来解决上面的问题，所谓“软开关”是利用了谐振的原理，在电压或者电流谐振过零的时刻执行开关动作，从而大大减少开关损耗。

零电流转换软开关技术是一种新型的软开关技术，其基本的思想是在主开关管动作之前通过辅助电路触发谐振将即将关断的开关管和二极管的电流谐振到零然后，再关断开关管和二极管。零电流转换技术不仅减少了开关管的关断损耗和二极管的反向恢复损耗，也有助于减少开关管的开通损耗，且辅助电路中的开关器件都是在零电流零电压条件下开关，所以采用零电流转换技术可以有效地减少开关损耗，从而提高变流器的效率和开关频率。此外零电流转换软开关技术大大减少了开关过程的电流变化率，消除了器件关断时的电压尖峰，减少了电磁干扰问题。因此，零电流转换软开关技术特别适用于大功率的逆变器和整流器中。

多电平的变流器与两电平变流器相比有许多优点，从上个世纪80年代以来一直是研究的热点之一。目前二极管中点电压钳位三电平变流器应用比较广泛，在市场中占有较大的份额，其三相逆变器电路如图1所示，其主要的优点有：开关器件只承受一半的直流电压应力，因而可以选择电压等级较低的开关器件；其输出的等效开关频率是器件实际开关频率的两倍，因而减少了滤波器的体积和重量，提高了系统的功率密度；其电压电流的变化率也为两电平的一半，因而电磁干扰问题有所缓解。

如何进一步减少中点电压钳位三电平变流器的损耗、提高其性能是人们研究比较多的一个问题。已有技术[1]，见IEEE Transaction on industrial electronics杂志2005年第52卷第三期刊登的“The Active NPC Converter and Its Loss-balancing Control”一文(作者Thomas Brückner等)，该技术采用有源的电力电子开关器件替换无源的二极管作为中点电压钳位的器件，其三相逆变电路如图2所示。采用有源中点电压钳位的三电平变流器具有以下特点：无论输出相电流的方向，其输出零电平的开关状态由一种增加到两种，这两种零电平开关状态会在不同的开关管和二极管上产生开关损耗，所以通过选择合理分配这两种零电平的开关状态，可以将损耗平均地分布在内侧和外侧的开关器件上，克服了采用二极管钳位中点电压钳位三电平变流器损耗分布不平均的问题，减少了外侧开关管上的热应力，从而可以提高了开关频率和系统性能。但该技术只是把损耗均匀地分布在不同的开关器件上，并没有减少变流器总的开关损耗，系统的效率并没有提高。

已有技术[2]，见IEEE Transactions on Industry Applications杂志2006年第42卷第5期刊登的”A generalized zero-current-transition concept to simplifymultilevel ZCT converters”一文(作者Yong Li等)，该逆变器原理图如图3所示。该技术在公知的二极管中点电压钳位三电平变流器的每相桥臂中加入一组零电流转换软开关辅助电路，该辅助电路只在输出电平转换时工作，将输出相电流从主开关管转移到辅助谐振支路中，使得主开关管在零电流条件下关断，从而减少了主开关管的开关损耗。该拓扑的优点是主开关器件的损耗得到很大的减少，同时所有辅助开关管也是零电压零电流开关，且辅助开关器件的容量远小于主开关器件。但该技术的缺点是辅助电路太复杂，每组辅助电路包含2个辅助开关器件、2个辅助二极管、2个谐振电感、2个谐振电容。

发明内容

针对上述已有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种高效率的结构简单的有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现。

一种有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器，包括直流侧正极、负极和零电平，直流侧正极和零电平之间连接有第一滤波电容，负极和零电平之间连接有第二滤波电容；直流侧正极和负极之间连接有并联的两相桥臂或三相桥臂；每相桥臂包含依次串联的第一、第二、第三、第四开关器件，连接在第一、第二开关器件公共节点和零电平之间的第五开关器件，以及连接在第三、第四开关器件公共节点和零电平之间的第六开关器件；其特征在于，在第一、第二开关器件公共节点和第三、第四开关器件公共节点之间连接有由辅助开关器件和辅助二极管组成辅助串联电路，辅助开关器件、辅助二极管的公共节点和第二、第三开关器件公共节点之间连接有依次串联的谐振电容和谐振电感；所述辅助二极管的电流流向直流侧正极，所述辅助开关器件、以及第一、第二、第三、第四、第五、第六开关器件均由电流流向直流侧负极的开关管以及与开关管反并联的二极管组成。

本发明的有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器，在每相桥臂增加了一组的零电流转换软开关电路，每组软开关辅助电路仅包括1个辅助开关器件、1个辅助二极管、1个谐振电感、1个谐振电容，与已有技术[2]相比每组的软开关辅助电路节省了1个辅助二极管，1个辅助开关器件、1个谐振电感和1个谐振电容。此外，本发明能够保持已有技术[2]中零电流转换软开关技术的优点，可以实现所有输出电平转换过程中开关器件的零电流转换，大大减少了主开关器件上的开关损耗，且的辅助开关器件容量远小于主开关器件。因此，本发明具有效率高、结构简单、易于模块化设计、可靠性更高，更易于实用化等优点。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明。

图1是公知技术二极管中点电压钳位三电平三相逆变器电路图。

图2是已有技术[1]的有源中点电压钳位三电平三相逆变器电路图。

图3是已有技术[2]的二极管中点电压钳位三电平零电流转换软开关三相逆变器电路图。

图4是采用本发明第一种拓扑结构的单相逆变器电路图。

图5是采用本发明第一种拓扑结构的单相整流器电路图。

图6是采用本发明第二种拓扑结构的单相逆变器电路图。

图7是采用本发明第二种拓扑结构的单相整流器电路图。

图8是采用本发明第一种拓扑结构的三相逆变器电路图。

图9是采用本发明第一种拓扑结构的三相整流器电路图。

图10是采用本发明第二种拓扑结构的三相逆变器电路图。

图11是采用本发明第二种拓扑结构的三相整流器电路图。

图12是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路图。

图13是本发明第二种拓扑的单相桥臂电路图。

图14(a)是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平零电流转换过程各个开关管的驱动脉冲信号图。

图14(b)是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平零电流转换过程各个开关管的驱动脉冲信号图。

图15(a)是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平零电流转换过程各个开关管的驱动脉冲信号图。

图15(b)是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平零电流转换过程各个开关管的驱动脉冲信号图。

图16是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与正电平之间零电流转换过程中的相关电压电流波形图。

图17是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与正电平之间零电流转换过程中的各个电路状态图。

图18是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与正电平之间零电流转换过程中的相关电压电流波形图。

图19是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的正半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与正电平之间零电流转换过程中的各个电路状态图。

图20是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与负电平之间零电流转换过程中的相关电压电流波形图。

图21是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为正时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与负电平之间零电流转换过程中的各个电路状态图。

图22是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与负电平之间零电流转换过程中的相关电压电流波形图。

图23是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，在输出相电压的负半周输出相电流方向为负时，一个PWM开关周期中输出电平在零电平与负电平之间零电流转换过程中的各个电路状态图。

具体实施方式

参照图1，为公知技术二极管中点电压钳位三电平三相逆变器电路，在直流侧正极P和零电平0之间连接第一滤波电容C1，负极N和零电平0之间连接第二滤波电容C2；直流侧正极P和负极N之间连接并联三相桥臂；每相桥臂包含依次串联的第一、第二、第三、第四开关器件Q1、Q2、Q3、Q4，连接在第一、第二开关器件Q1、Q2公共节点和零电平0之间的第一二极管，以及连接在第三、第四开关器件Q3、Q4公共节点和零电平0之间的第一二极管。每相桥臂的第二、第三开关器件Q2、Q3公共节点作为该相输出。

参照图2，是已有技术[1]的有源中点电压钳位三电平三相逆变器电路，与公知技术二极管中点电压钳位三电平三相逆变器电路的区别在于，每个桥臂的第一、第二二极管分别由第五、第六开关器件Q5、Q6代替。

参照图3，是已有技术[2]的二极管中点电压钳位三电平零电流转换软开关三相逆变器电路，与公知技术二极管中点电压钳位三电平三相逆变器电路的的区别在于，每个桥臂设置有包含2个辅助开关器件、2个辅助二极管、2个谐振电感、2个谐振电容的辅助电路。

参照图4，是采用本发明第一种拓扑结构的单相逆变器电路，参照图5，是采用本发明第一种拓扑结构的单相整流器电路，它们的每个桥臂的电路结构相同。与已有技术[1]的有源中点电压钳位三电平三相逆变器电路的区别在于，每个桥臂中，在第一、第二开关器件Q1、Q2公共节点和第三、第四开关器件Q3、Q4公共节点之间连接有依次串联的辅助二极管Dx、辅助开关器件Qx，辅助二极管Dx、辅助开关器件Qx的公共节点和第二、第三开关器件Q2、Q3的公共节点之间连接依次串联的谐振电容和谐振电感；辅助二极管Dx的电流流向直流侧正极P，辅助开关器件Qx、以及第一、第二、第三、第四、第五、第六开关器件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6均由电流流向直流侧负极的开关管以及与开关管反并联的二极管组成。

参照图6，是采用本发明第二种拓扑结构的单相逆变器电路，与第一种拓扑结构的单相逆变器电路相比，其区别在于辅助二极管Dx和辅助开关器件Qx位置进行了互换。同样，参照图7，是采用本发明第二种拓扑结构的单相整流器电路图。与第一种拓扑结构的单相整流器电路相比，其区别在于也在于辅助二极管Dx和辅助开关器件Qx位置进行了互换。

参照图8，是采用本发明第一种拓扑结构的三相逆变器电路，参照图9是采用本发明第一种拓扑结构的三相整流器电路图，它们的单相桥臂结构相同；并且与采用本发明第一种拓扑结构的单相逆变器电路和采用本发明第一种拓扑结构的单相整流器电路的单相桥臂结构相同。

参照图10，是采用本发明第二种拓扑结构的三相逆变器电路，参照图11是采用本发明第二种拓扑结构的三相整流器电路图，它们的单相桥臂结构相同；并且与采用本发明第二种拓扑结构的单相逆变器电路和采用本发明第二种拓扑结构的单相整流器电路的单相桥臂结构相同。

本发明中，变流器包括逆变器与整流器，并且逆变器与整流器具有相同的电路结构，以下以逆变器为对象分析本发明电路的工作原理，其分析同样适用于整流器。同时，参照图12，是本发明第一种拓扑的单相桥臂电路，参照图13，是本发明第二种拓扑的单相桥臂电路，它们的主电路相同，其区别仅在于辅助二极管Dy和辅助开关器件Qx(包含Tx和Dx)位置进行了互换，其控制方法相同。

因每相桥臂的软开关辅助电路是独立工作的，现以如图12所示为第一种拓扑结构的有源中点电压钳位三电平零电流转换软开关逆变器一个桥臂的电路为例说明输出电平转换过程中电路工作的各个状态。参照图12，其中T1，T2，T3，T4，Tp，Tn是主电路桥臂的开关管，D1，D2，D3，D4，Dp，Dn为相应开关管的反并联二极管；Tx为辅助电路的辅助开关管，Dx为Tx的反并联二极管，Dy为与Tx串联的辅助二极管；Lr为辅助电路的谐振电感，Cr为辅助电路的谐振电容，Lr与Cr串联后再与辅助开关电路中点B及主开关管T2、T3的中点A相连接。

根据中点电压钳位三电平逆变器PWM调制原理，当某相输出相电压在正半周时，该相逆变桥臂的输出电平在正电平与零电平之间转换；当某相输出相电压在负半周时，该相逆变桥臂的输出电平在负电平与零电平之间转换。这两类转换中需要不同的开关管进行开通与关断。

(1)、输出电平在正电平与零电平之间转换。当有源中点电压钳位三电平零电流转换软开关逆变桥臂输出正电平时，开关管T1、T2、Tn给开通信号，开关管T3、T4、Tp给关断信号；而当输出零电平时，开关管T1、T3和Tn给开通信号，开关管T2、T4、Tp给关断信号。输出电平在零电平与正电平之间转换过程中，输出相电流需要在一个开关管和一个二极管之间进行换流，并在管子上产生开关损耗，当输出相电流为正时(流出逆变桥臂)开关损耗出现在T2、D3，而当输出相电流为负时(流入逆变桥臂)开关损耗出现在T3、D2。

(2)、输出电平在负电平与零电平之间转换。当有源中点电压钳位三电平零电流转换软开关逆变器输出负电平时，开关管T3、T4、Tp给开通信号，开关管T1、T2、Tn给关断信号；而当输出零电平时，开关管T2、T4、Tp给开通，开关管T1、T3、Tn给关断信号。当负载电流为正时(流出逆变桥臂)开关损耗出现在T2、D3，而当负载电流为负(流入逆变桥臂)时开关损耗出现在T3、D2。

可见通过选择开通和关断上述的开关管，无论是输出电平在正电平与零电平之间转换还是在负电平与零电平之间转换，开关损耗都只出现在开关管T2、T3及其反并联二极管D2、D3上面。

要实现T2、T3、D2、D3的零电流转换软开关，需要通过对辅助开关管Tx的控制引入谐振，使得主开关关断时其电流先被谐振到零再关断。对辅助开关管Tx的控制时序参见图14和图15。图14为输出相电压正半周时相关开关管的控制时序，其中图14(a)为输出相电流为正情况，图14(b)为输出相电流为负情况。图15为输出相电压负半周时相关开关管的控制时序，其中图15(a)为输出相电流为正情况，图15(b)为输出相电流为负情况。图中Tr为谐振周期，Td为死区时间。以下分别对输出相电压在正半周和负半周时，输出相电流为正和为负的四种情况说明本发明电路拓扑的工作原理和实施方法。

由于一个PWM开关周期与逆变器的输出相电压周期相比很小，而接电机等感性负载和接电网时都可以认为逆变器的输出是一个电流源特性，因此，为了分析方便可以认为在一个PWM开关周期内输出相电流恒定不变的。

(1)输出相电压正半周且输出相电流为正时

参见图16，输出相电压正半周当输出相电流为正时，一个PWM周期中逆变桥臂的输出电平在正电平与零电平之间进行零电流转换过程相应电压电流波形。我们可以将一个PWM周期中的整个过程根据时间顺序分为8个电路状态，参见图17。

1)t0时间以前电路状态参见图17(a)。t0时刻之前逆变桥臂输出零电平，开关管T3处于开通状态，开关管T2处于关断状态，相电流通过二极管D3和开关管Tn流通。

2)t0～t2时间段电路状态参见图17(b)。在t0时刻，开通辅助开关管Tx，引入一个包括Tx、Lr、Cr、D3的谐振回路，谐振电感的电流Ir开始正向增加(参考方向以流出逆变桥臂为正)，经过半个谐振周期到达t1时刻谐振电流过零，然后反向通过Tx的反并联二极管Dx流通，再经过1/4个谐振周期达到t2时刻谐振支路电流Ir达到负的峰值，如果谐振过程没有损耗，则该峰值可以达到相电流大小，如果考虑谐振回路的损耗，则电流峰值虽然不能达到相电流，但二极管D3的导通电流达到最小，此时开通主开关管T2开通并关断辅助开关管Tx，即可以实现了减少D3关断过程的反向恢复损耗，且Tx没有关断损耗，同时T2的开通电流以谐振电流的速率上升，电流上升速率变慢，其开通损耗也得到了减少。

3)t2～t3时间段电路状态参见图17(c)。t2时刻开关管T2开通之后，谐振回路变成由T1、T2、Dx、Lr、Cr、Tn以及上半直流电容组成的回路，由于谐振回路里的电容电压极性与谐振电流方向相反，所以谐振支路电流Ir减少，并在t3时刻降为零，Dx自然关断。

4)t3～t5时间段电路状态参见图17(d)。t3时刻Dx自然关断后，而此时由于谐振电容上电压(参考方向为左正右负)为负值，于是形成一个包含Dy、T2、Lr、Cr的谐振回路，经过半个谐振周期达到t4时刻，谐振电流再次降为零，Dy自然关断，谐振过程结束。t4时刻以后谐振停止，辅助电路停止工作，相电流完全通过T1、T2流通，由零电平到正电平的零电流转换软开关过程结束。

5)t5～t6时间段电路状态参见图17(e)。从正电平转换到零电平的零电流转换过程从t5时刻开始，开通辅助开关Tx形成一个包含T1、T2、Lr、Cr、Tx、Dn以及上半直流电容的谐振回路，谐振电流开始正向增大。经过半个谐振周期，达到t6时刻时，谐振电流Ir过零然后反向通过Dx流通。

6)t6～t8时间段电路状态参见图17(f)。谐振电流Ir过零反向后再经过1/4个谐振周期到达t7时刻时，Ir达到其负向峰值且该峰值大于相电流，其大于相电流的那部分电流通过T2的反并联二极管D2流通，此时T2的电流为零两端电压也为零，可以实现T2的零电流零电压关断。同时关断Tx也实现了零电流零电压关断。从t7到t8时间段，谐振电流下降，但仍然大于相电流。

7)t8～t10时间段电路状态参见图17(g)。到t8时刻，谐振电流降为相电流大小，D2自然关断，此时T2在t7时刻已经关断，D3承受反压不能开通，相电流只能通过Tp、Dx、Lr、Cr一条支路流通，并对谐振电容进行线性充电。到t9时刻谐振电容的电压Vr被充到小于零，此时二极管D3开始承受正向压降而导通，形成包含Dx、Cr、Lr、D3的新谐振回路，谐振支路的电流Ir开始减少，D3的电流开始增加。

8)t10时间段以后电路状态参见图17(h)。到达t10时刻谐振电路Ir减少为零，Dx自然关断，谐振停止，输出相电流完全由Tn和D3导通，辅助电路不工作。输出电平从正电平向零电平的零电流转换软开关过程结束。

(2)输出相电压正半周且输出相电流为负时

输出相电流为负时的控制时序波形与输出相电流为正时并不对称，其相关的电压电流波形参见图18，采用与相电流为正时相同的分析方法，我们也可以得到输出电平在正电平与零电平之间进行零电流转换时，一个PWM开关周期中的八个不同的电路状态。

1)t0时间之前电路状态参见图19(a)。t0时刻之前逆变桥臂输出正电平，负载电流通过二极管D1、D2流通。

2)t0～t1时间段电路状态参见图19(b)。在t0时刻，辅助开关管Tx开通，形成包含Lr、Cr、Tx、D1、D2、Dn以及上半直流电容的谐振回路，谐振支路电流Ir开始增加。经过半个谐振周期达到t1时刻，谐振支路电流达到正向最大值，此时通过D1、D2的电流最小，如果整个谐振回路中没有电阻引起的损耗，该最大值可以达到相电流，则此时二极管D2上的电流降为零，如果谐振支路存在损耗则该峰值不能达到相电流，则D2上的电流到达最小值，在此时开通主开关管T3就实现了减少D2的反向恢复损耗，同时T3的开通电流以谐振速率上升，其上升速率变慢，开通损耗也得到了减少。

3)t1～t3时间段电路状态参见图19(c)。在t1时刻开通T3，关断D2之后，由于电感上还有电流能量需要释放，因而形成了一个包含Tx、Cr、Lr、T3的新谐振回路。在t2时刻谐振电流降为零然后反向通过Tx的反并联二极管Dx流通，在Dx流通的时间段可以零电流零电压关断Tx，经过半个谐振周期达到t3时谐振电流Ir再次过零，Dx自然关断。

4)t3～t4时间段电路状态参见图19(d)。由于t3时刻谐振电容Cr上的电压为负且大小大于一半的输入直流电压Vdc/2，所以又形成一个包含Lr、Cr、Dy、D1、上半直流电容、T3、Dn的新的谐振回路。经过半个谐振周期达到t4时刻谐振电流Ir过零，Dy自然关断，由于谐振电流不能反向流通，谐振结束。t4时刻以后输出相电流完全通过T3、Dn流通，辅助电路不工作，从正电平到零电平的零电流转换过程结束。

5)t5～t7时间段电路状态参见图19(e)。从零电平到正电平的零电流转换软开关过程从t5时刻开始，t5时刻辅助开关管Tx开通，形成一个包含T3、Lr、Cr、Tx的谐振回路。谐振电流Ir开始正向增大，经过1/4个谐振周期后达到t6时刻，谐振电流达到正向峰值且大于输出相电流，大于相电流的部分通过T3的反并联二极管D3流通，所以在t6时刻关断T3就实现了零电流零电压条件下关断。t6到t7时段谐振电流开始下降，但仍然大于输出相电流。

6)t7～t8时间段电路状态参见图19(f)。到t7时刻，谐振电流降为输出相电流大小，流过D3的电流降为零，D3自然关断。由于T3已经在t6时刻关断，而二极管D2还承受反压不能开通，所以输出相电流只能通过Lr、Cr、Tx、D3一条支路流通，对谐振电容线性充电。

7)t8～t10时间段电路状态见参图19(g)。到达t8时刻谐振电容Cr的电压被充到大于Vdc/2，二极管D2开始承受正向电压导通，从而形成了一个包含Tx、Cr、Lr、D2、D1、上半直流电容、Dn的谐振回路，谐振支路电流Ir开始减少，D1、D2的电流开始增加。到达t9时刻谐振支路电流Ir降为零，然后反向通过Dx、Tn流通，此时可以零电流零电压关断Tx，再经过半个谐振周期到达t10时刻，谐振电流再次降为零后Dx自然关断，谐振结束。

8)t10时刻以后电路状态参见图19(h)。t10时刻以后，负载电流完全经D1、D2流通，辅助电路不工作，输出电平从零电平向正电平的零电流转换过程结束。

(3)输出相电压为负半周且输出相电流为正时

参见图20，在输出相电压的负半周当输出相电流为正时，一个PWM周期中逆变桥臂输出电平在负电平与零电平之间进行零电流转换过程的相应电压电流波形。我们可以将一个PWM周期中的整个过程分按时间顺序分为8个电路状态，参见图21。

1)t0时间以前电路状态参见图21(a)。t0时刻之前逆变桥臂输出负电平，开关管T3、T4、Tp处于开通状态，开关管T1、T2、Tn处于关断状态，输出相电流通过二极管D3和D4流通。

2)t0～t2时间段电路状态参见图21(b)。在t0时刻，开通辅助开关管Tx，引入一个包括Tx、Lr、Cr、D3的谐振回路，谐振电流Ir开始正向增加(参考方向以流出逆变桥臂为正)，经过半个谐振周期到达t1时刻，谐振电流Ir过零，然后反向通过Tx的反并联二极管Dx流通，再经过1/4个谐振周期到达t2时刻，谐振电流Ir达到负的峰值。如果谐振过程没有损耗，则该峰值可以达到相电流大小二极管D3导通电流为零，如果考虑实际情况中谐振回路有损耗，则该电流峰值不能达到输出相电流，此时二极管D3的导通电流不为零但为最小值。在此刻开通主开关管T2并关断辅助开关管Tx，即可以实现了减少D3关断过程的反向恢复损耗，且Tx是在零电流零电压条件下关断，同时T2开通电流是以谐振的速率上升，上升速率变慢，T2的开通损耗也得到了减少。

3)t2～t3时间段电路状态参见图21(c)。t2时刻开关管T2开通之后，谐振回路变成由Dp、T2、Lr、Cr、Dx、D4以及下半直流电容组成的回路，由于谐振回路里的电容电压与谐振电流方向相反，所以谐振电流Ir减少，并在t3时刻降为零，Dx自然关断。

4)t3～t5时间段电路状态参见图21(d)。t3时刻由于谐振电容Cr上电压Vr(参考方向左正右负)为一负电压，所以形成一个包含Dy、T2、Lr、Cr的谐振回路，经过半个谐振周期到达t4时刻，谐振电流Ir降为零，Dy自然关断，谐振过程结束。t4～t5时间段辅助电路停止工作，输出相电流完全通过Dp、T2流通，从负电平到零电平的零电流转换过程结束。

5)t5～t6时间段电路状态参见图21(e)。从零电平到负电平的零电流转换过程从t5时刻开始。t5时刻开通辅助开关Tx形成一个包含Dp、T2、Lr、Cr、Tx、T4以及下半直流电容的谐振回路，谐振电流Ir开始正向增大。经过半个谐振周期达到t6时刻后，谐振电流Ir过零并反向通过Dx流通。

6)t6～t8时间段电路状态参见图21(f)。Ir过零反向后再经过1/4个谐振周期到达t7时刻时，谐振电流Ir达到其负向峰值且该峰值大于输出相电流，大于输出相电流的那部分电流通过T2的反并联二极管D2流通，所以此时T2的电流为零两端电压也为零，在此刻关断T2就实现了零电流零电压关断。这时关断Tx也实现零电流零电压条件的关断。从t7到t8时间段，谐振电流Ir下降，但仍然大于相电流。

7)t8～t10时间段电路状态参见图21(g)。到达t8时刻时，谐振电流Ir等于输出相电流，D2自然关断，由于T2在t7时刻已经关断，而二极管D3还承受反压，相电流只能通过Tp、Dx、Lr、Cr一条支路流通，相电流对谐振电容进行线性充电，直到t9时刻谐振电容的电压Vr被充到小于零，此时二极管D3开始承受正压而导通，又形成包含Dx、Cr、Lr、D3的谐振回路，谐振电流Ir开始减少，D3的电流开始增加。

8)t10时间以后电路状态见图21(h)。到达t10时刻谐振电路Ir减少为零，Dx自然关断，谐振停止，辅助电路不工作。输出相电流完全通过D3和D4流通，输出电平从零电平到负电平的零电流软开关转换过程结束。

(4)输出相电压为负半周且输出相电流为负时

输出相电流为负时一个PWM开关周期里相关的电压电流波形参见图22。如图23所示在一个PWM开关周期里当输出电平在正电平与零电平之间进行零电流转换时，整个过程可以分为八个不同的电路状态。

1)t0时间之前电路状态参见图23(a)。t0时刻之前逆变桥臂输出零电平，负载电流通过二极管Tp、D2流通。

2)t0～t1时间段电路状态参见图23(b)。在t0时刻，辅助开关管Tx开通，形成包含Lr、Cr、Tx、Tp、D2、T4以及下半直流电容的谐振回路，谐振支路电流Ir开始增加。经过半个谐振周期达到t1时刻，谐振支路电流达到正向最大值，此时通过Tp、D2的电流最小，如果整个谐振回路中没有电阻引起的损耗，该最大值可以达到输出相电流，则此时二极管D2上的电流降为零，如果考虑实际电路中的损耗该最大值不能达到输出相电流，则此时二极管D2的电流是一个大于零的最小电流，在此时开通主开关管T3，就实现了减少D2关断过程的反向恢复损耗，同时T3的开通电流以谐振速率上升其开通损耗也得到了减少。

3)t1～t3时间段电路状态参见图23(c)。在t1时刻开通T3，关断D2之后，由于电感上还有能量需要释放，因而形成了一个包含Tx、Cr、Lr、T3的新谐振回路。谐振电流减少并在t2时刻谐振电流降为零然后反向通过Tx的反并联二极管Dx流通，在Dx开始导通后就可以零电流零电压关断Tx。再经过半个谐振周期达到t3时谐振电流Ir再次过零，Dx自然关断。

4)t3～t4时间段电路状态参见图23(d)。由于t3时刻谐振电容Cr上的电压为负且大小大于一半的输入直流电压Vdc/2，所以又形成一个包含Lr、Cr、Dy、Tp、下半直流电容、T3、T4的新谐振回路。经过半个谐振周期达到t4时刻谐振电流Ir过零，Dy自然关断，由于谐振电流不能反向流通，谐振结束。t4时刻以后输出相电流完全通过T3、T4流通，辅助电路不工作，从零电平到负电平的零电流转换过程结束。

5)t5～t7时间段电路状态参见图23(e)。从负电平到零电平的零电流转换软开关过程从t5时刻开始，t5时刻辅助开关管Tx开通，形成一个包含T3、Lr、Cr、Tx的谐振回路。谐振电流Ir开始正向增大，经过1/4个谐振周期后达到t6时刻，谐振电流达到正向峰值且大于输出相电流，大于相电流的部分通过T3的反并联二极管D3流通，所以在t6时刻关断T3就实现了零电流零电压条件下关断。t6到t7时段谐振电流开始下降，但仍然大于输出相电流。

6)t7～t8时间段电路状态参见图23(f)。到t7时刻，谐振电流Ir降为输出相电流大小，流过D3的电流降为零，D3自然关断。由于T3已经在t6时刻关断，而二极管D2还承受反压不能开通，所以输出相电流只能通过Lr、Cr、Tx、T4这一支路流通，并对谐振电容Cr线性充电。

7)t8～t10时间段电路状态参见图23(g)。到达t8时刻谐振电容Cr的电压被充到大于Vdc/2，二极管D2开始承受正向电压导通，从而形成了一个包含Tx、Cr、Lr、D2、Tp、下半直流电容、T4的谐振回路，谐振支路的电流Ir开始减少，Tp、D2的电流开始增加。到达t9时刻谐振支路电流Ir降为零，然后反向通过Dx、Tn流通，此时可以零电压零电流关断Tx，再经过半个谐振周期到达t10时刻，谐振电流再次降为零后Dx自然关断，谐振结束。

8)t10时刻以后电路状态参见图23(h)。t10时刻以后，负载电流完全经D2、Tp流通，谐振辅助电路不工作，输出电平从负电平向零电平的零电流转换过程结束。

Claims (1)

1、一种有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器，包括直流侧正极、负极和零电平，直流侧正极和零电平之间连接有第一滤波电容，负极和零电平之间连接有第二滤波电容；直流侧正极和负极之间连接有并联的两相桥臂或三相桥臂；每相桥臂包含依次串联的第一、第二、第三、第四开关器件，连接在第一、第二开关器件公共节点和零电平之间的第五开关器件，以及连接在第三、第四开关器件公共节点和零电平之间的第六开关器件；其特征在于，在第一、第二开关器件公共节点和第三、第四开关器件公共节点之间连接有由辅助开关器件和辅助二极管组成辅助串联电路，辅助开关器件、辅助二极管的公共节点和第二、第三开关器件公共节点之间连接有依次串联的谐振电容和谐振电感；所述辅助二极管的电流流向直流侧正极，所述辅助开关器件、以及第一、第二、第三、第四、第五、第六开关器件均由电流流向直流侧负极的开关管以及与开关管反并联的二极管组成。

Images