CN101515763B - 可串并联输出三电平半桥逆变器及其半周期滞环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种可串并联输出三电平半桥逆变器及其半周期滞环控制方法，本发明所述逆变器包括电源、第一三电平半桥逆变器、第二三电平半桥逆变器、输出滤波电路和负载。本发明所述方法每个三电平半桥逆变器均是独立工作的，在输出电感电流为正的半个周期里，每个三电平半桥逆变器的上桥臂工作，在输出电感电流为负的半个周期里，每个三电平半桥逆变器的下桥臂工作。本发明所述逆变器在半周期电流滞环控制模式下，不存在环流，减少了体二极管导通的次数，从而减小了由于二极管反恢复引起的损耗，可以提高电路的效率和开关频率，进一步减小滤波器体积和重量，同时电路在整个工作过程中可以实现无死区工作。

Description

可串并联输出三电平半桥逆变器及其半周期滞环控制方法

技术领域

本发明涉及一种三电平半桥逆变器及其控制方法，尤其涉及一种可串并联输出三电平半桥逆变器及其半周期滞环控制方法。

背景技术

三电平半桥逆变器在应用中，由于直通问题存在，在常见的控制方法(如单极性SPWM)都要设置死区时间，在死区时间里，桥臂输出电压的状态发生变化，波形质量会变差。另外由于工作过程中体二极管导通问题严重，会带来一系列的损耗等方面问题，如2004.07.01申请的公开号为CN1595782的发明：双输出双降压式半桥逆变器及控制、调制方法。

对于目前常见的可串并联双输出逆变器方案有以下几种：

1、两电平半桥型双输出逆变器

这种双输出逆变器由两路半桥逆变器输入侧并联输出侧串联组合而成，它的主要缺陷在于：存在桥臂直通问题，可靠性低；利用功率开关管的体二极管续流，体二极管性能较差，反向恢复造成了较大的损耗，限制了开关频率的提高，从而体积重量难以降低；

2、全桥型双输出逆变器

这种双输出逆变器由两路全桥逆变器共用其中一个桥臂，输入侧并联输出侧串联组合而成，它的主要缺陷和半桥型双输出逆变器基本相同，并且功率开关管数量多，成本较高。只有串联输出，没有并联输出，系统资源没有得到充分利用。

3、双输出双降压式半桥逆变器

这种双输出双降压式半桥逆变器由两个完全相同的双BUCK电路组成，桥臂无直通，无体二极管反恢复问题，效率高，但其输出桥臂输出为两电平电压，谐波含量大，而且主电路拓扑中有四个电感，体积重量很大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是针对现有技术存在的缺陷提出一种可串并联输出三电平半桥逆变器及其半周期滞环控制方法。

本发明可串并联输出三电平半桥逆变器，包括电源、第一三电平半桥逆变器、输出滤波电路和负载，其中电源由第一电源串接第二电源构成，第一三电平半桥逆变器包括四个功率开关管、四个体二极管和二个续流二极管，第一功率开关管的漏极接第一体二极管的阴极构成第一三电平半桥逆变器的正输入端，第一功率开关管的源极分别接第一体二极管的阳极、第一续流二极管的阴极、第二功率开关管的漏极和第二体二极管的阴极，第二功率开关管的源极分别接第二体二极管的阳极、第四功率开关管的源极、第四体二极管的阴极构成第一三电平半桥逆变器的输出端，第一三电平半桥逆变器的输出端接输出滤波电路的输入端，第四功率开关管的漏极分别接第四体二极管的阳极、第二续流二极管的阳极、第三功率开关管的源极和第三体二极管的阴极，第三功率开关管的漏极接第三体二极管的阳极构成第一三电平半桥逆变器的负输入端，第一续流二极管的阳极与第二续流二极管的阴极连接接地构成第一三电平半桥逆变器的接地点；

其特征在于还包括与第一三电平半桥逆变器结构相同的第二三电平半桥逆变器，电源的正极分别接第一三电平半桥逆变器的正输入端和第二三电平半桥逆变器的正输入端，电源的负极分别接第一三电平半桥逆变器的负输入端和第二三电平半桥逆变器的负输入端，第一电源与第二电源的串接点接第一三电平半桥逆变器的接地点，第一三电平半桥逆变器的输出端、第二三电平半桥逆变器的输出端分别接输出滤波电路的输入端，输出滤波电路的两个输出端与负载并联或串联，具体连接方式如下：

并联：负载的一端分别接输出滤波电路的一个输出端、输出滤波电路的另一个输出端，负载的另一端接输出滤波电路的接地端；

串联：输出滤波电路的两个输出端间串接负载。

所述的可串并联输出三电平半桥逆变器的半周期滞环控制方法，其特征在于所述第一三电平半桥逆变器、第二三电平半桥逆变器采用相同的控制方法分别独立控制，具体控制方法如下：

将输出电压采样信号与给定的电压基准信号经电压电压误差放大器得到电流环的给定信号；将采样的输出滤波电感电流与电流环的给定信号经过电流调节器得到PWM波形信号；将输出电压采样信号经过第二过零比较器得到高低电平电压驱动信号；

在输出滤波电感电流大于零的半个周期内，将采样的输出滤波电感电流经过第一过零比较器得到高电平电流驱动信号，将所述PWM波形信号、高低电平电压驱动信号和高电平电流驱动信号经过控制逻辑生成电路得到第一三电平半桥逆变器的驱动信号导通第一三电平半桥逆变器的上桥臂，并关断第一三电平半桥逆变器的下桥臂；

在输出滤波电感电流小于零的半个周期内，将采样的输出滤波电感电流经过第一过零比较器得到低电平电流驱动信号，将所述PWM波形信号、高低电平电压驱动信号和高电平电流驱动信号经过控制逻辑生成电路得到第一三电平半桥逆变器的驱动信号关断第一三电平半桥逆变器的上桥臂，并导通第一三电平半桥逆变器的下桥臂。

本发明进一步提高效率和开关频率，减小滤波器的体积和重量，改善半桥电路中体二极管导通所引起的一系列问题，实现无死区工作，同时桥臂能输出谐波含量小的三电平波形，并以此为基本单元研制一种既可并联工作也可串联工作的双输出逆变器，从而使该逆变器满足不同国家或地区用电设备的要求，成为一种国内外通用的产品。

本发明提出的可实现上述目的的可串并联输出三电平半桥逆变器基本单元为三电平半桥逆变器。采用半周期电流滞环控制模式的三电平半桥逆变器体二极管工作次数大大减少，改善了体二极管导通引起的损耗等问题，而且在工作过程中可以实现无死区工作，控制简单，桥臂输出电压为三电平，谐波含量小、滤波器体积重量小，可提高效率和开关频率，开关管的电压应力为输入直流母线的一半，是在高压输入场合实现可串并联双输出逆变器的一个较优选择。可串并联输出三电平半桥逆变器主电路拓扑如图1所示，由两路三电平半桥逆变器构成，输入为带中点的直流输入电压，两路三电平半桥逆变器输入侧并联，在输出侧可根据用电设备的需要并联或是串联输出。采用的半周期电流滞环控制模式可以使两个三电平半桥电路相互独立工作。当输出需要并联时，只要将图1中A、B两点连接作为输出电压的正端，地作为输出电压的负端，使两个三电平半桥电路输出正弦波电压幅值相同、相位相同的输出电压即可；当输出需要串联时，只要将图1中A点作为输出电压的正端，而B点作为输出电压的负端，同时使两个三电平半桥电路输出正弦波电压幅值相同、相位差180度即可，串联后输出电压幅值为单路输出幅值的两倍。对于输出电压极性的选择可在控制电路中由模拟电路或是由数字电路通过改变基准电压给定信号实现。应用于这种可串并联输出三电平半桥逆变器的半周期电流滞环控制方案可实现电路中不存在环流，因而消除了由于环流能量而产生的损耗，同时，由于电路功率开关管体二极管工作次数减小，二极管反恢复引起的损耗小，故效率相对较高，可进一步提高开关频率。

本发明的具有下述优点：1)输出即可以选择并联也可以选择串联，并且实现简单，从而可满足不同国家或地区用电设备的需要，成为一种通用的产品；2)采用半周期电流滞环控制技术，控制方法简单，可高频率高效率运行；3)桥臂输出为三电平调制波形，输出正弦波谐波含量小，滤波器体积小重量轻；4)功率开关管的压降只为输出直流母线电压的一半，适合用于高电压输入的场合；5)可构成多并联、双串联双输出逆器，从而方便容量扩充。

附图说明

图1：可串并联输出三电平半桥逆变器主电路拓扑图；

图2：(a)二极管箝位型三电平开关示意图，

(b)二极管箝位型三电平半桥逆变器主电路拓扑图；

图3：半周期滞环电流控制模式下三电平半桥逆变器工作状态及桥臂输出图；

图4：(a)工作区I的两个工作模态图；

(b)工作区II的两个工作模态图；

(c)工作区III的两个工作模态图；

(d)工作区IV的两个工作模态图；

图5半周期电流滞环控制三电平半桥逆变器控制框图；

图6半周期电流滞环控制模式下电流和电压过零情况图；

图7：(a)并联输出等效电路图，

(b)串联输出等效电路图；

图8：可串并联输出三电平半桥逆变器电感电流工作波形图；

图9：不同频率可串并联输出三电平半桥逆变器实施方案图；

图10：(a)并联三电平半桥逆变器仿真波形图，

(b)串联三电平半桥逆变器仿真波形图。

上述图中的符号名称：

S₁₁、S₁₂、...S₁₄，S₂₁、S₂₂、...S₂₄——功率开关管，D_S11、D_S12、...D_S14，D_S21、D_S22、...D_S24——对应功率开关管的体二积管，D₁₁、D₁₂、D₂₁、D₂₂——功率二极管，U_d1、U_d2——直流电源，C_f1、C_f2——输出滤波电容，L、L₁、L₂——输出滤波电感，u₀、u₀₁、u₀₂、u_0串、u_0并——逆变器输出电压，U₀₁、U₀₂——桥臂输出电平，u_f为输出电压采样电压，u_e为电压误差放大器输出信号，u_r——输出电压基准信号，i_L1、i_L2——输出滤波电感电流，i₀——输出负载电流。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，可串并联输出三电平半桥逆变器是由两路完全相同的三电平半桥逆变器组合而成，两路三电平半桥逆变器输入侧并联，输出侧可根据实际需要可以并联也可以串联输出。由于工作于半周期电流滞环控制的两路三电平半桥逆变器是相互独立工作的，故两路互不干扰。逆变器引出三个输出端：A、B和地，如主电路拓扑图1所示。并联工作时，A点和B点短接后作为输出正弦波的正端，负端接地，u₀₁与u₀₂一起并联输出；串联工作时，A点作为输出正弦波的正端，B点作为输出正弦波的负端，u₀₁与u₀₂之差作为输出电压。不论并联还是串联工作，两路三电平半桥逆变器均输出一半总输出功率。

本发明同时能实现多并联双串联双输出，从而构成更大功率可串并联双输出逆变电路。另外由于功率开关管的电压应力为直流母线的一半，所以特别适用于高电压输入大功率输出场合。多并联双串联双输出三电平半桥逆变器的实现方式与控制方法与两路三电平半桥逆变器并联和串联相同，在此不再敖述。

半周期电流滞环控制：

下面先描述半周期电流滞环控制模式下三电平半桥工作原理(以图1中第一三电平半桥逆变器来分析)：

在传统半桥电路的基础上将功率开关管由图2(a)所示换成两个功率开关管和一个箝位二极管连接方式，从而实现桥臂输出电平为“+U_d”、“-U_d”、“0”；从而得到如图2(b)所示的三电平半桥逆变器的主电路拓扑。

图3为该三电平半桥逆变器工作在半周期滞环电流控制模式下的工作状态图。

(1)工作区I：电感电流i_L1＞0，输出电压u₀₁＜0，在这个区间桥臂输出为“0”电平和“-U_d”电平，如图4(a)。

此时电路在两个工作模态M1和M2之间切换。

工作模态M1：

如图所示，此模态时，上桥臂功率开关管D₁₁、S₁₂开通，其它所有功率管和二极管均关断。电流流经箝位二极管D₁₁、功率开关管S₁₂、输出滤波电感、输出滤波电容到地，由于此时u₀＜0，电感电流i_L是正向线性增加的，桥臂输出电压为“0”电平。这个模态一直持续到S₁₂的关断信号到来，然后进入工作模态M2。

工作模态M2：

如图所示，此模态时，所有功率开关管和箝位二极管均关断，S₁₃、S₁₄体二极管D_S13、D_S14续流导通。电流由直流电压U_d2的阴极流出，经过体二极管D_S13、D_S14、输出滤波电感、输出滤波电容到U_d2的阳极(也即地线)。桥臂输出电压为“-U_d”电平，从而电感电流i_L1是正向线性减小的。这个模态一直持续到S₁₂的开通信号到来，然后又切换到工作模态M1。

(2)工作区II：电感电流i_L1＞0，输出电压u₀＞0，在这个区间桥臂输出为“0”电平和“+U_d”电平，如图4(b)。

此时电路在两个工作模态M1和M3之间切换。

工作模态M1：

如图所示，此模态时，上桥臂功率开关管D₁₁、S₁₂开通，其它所有功率管和二极管均关断。电流流经箝位二极管D₁₁、功率开关管S₁₂、输出滤波电感、输出滤波电容到地，由于此时u₀＞0，电感电流i_L1是正向线性减小的，桥臂输出电压为“0”电平。这个模态一直持续到S₁₁的开通信号到来，S₁₁和S₁₂同时开通，然后进入工作模态M3。

工作模态M1：

如图所示，此模态时，上桥臂的两个功率开关管S₁₁和S₁₂同时开通，其它所有功率开关管和箝位二极管均关断，电流从直流电压U_d1阳极流出，经过功率开关管S₁₁、功率开关管S₁₂、输出滤波电感、输出滤波电容到直流电压U_d1的阴极(也即地)。桥臂输出电压为“+U_d”电平，从而此时电感电流i_L1是正向线性增加的。这个模态一直持续到功率开关管S₁₁关断信号到来，电路又进入工作模态M1。

(3)工作区III：电感电流i_L1＜0，输出电压u₀＞0，在这个区间桥臂输出为“0”电平和“+U_d”电平，如图4(c)。

此时电路在两个工作模态M4和M5之间切换。

工作模态M4：

如图所示，此模态时，下桥臂功率开关管D₁₂、S₁₄开通，其它所有功率管和二极管均关断。电流从输出滤波电容正极流出，经输出滤波电感、功率开关管S₁₄、箝位二极管D₁₂、输出滤波电容的负极(也即地)，由于此时u₀＞0，电感电流i_L1是负向线性增加的，桥臂输出电压为“0”电平。这个模态一直持续到功率开关管S₁₄的关断信号到来，然后进入工作模态M5。

工作模态M5：

如图所示，此模态时，上桥臂两个功率开关管S₁₁、S₁₂的体二极管D_S11、D_S12开通，其它所有功率管和箝位二极管均关断。电流从直流输入电压U_d1阴极(也即地)流出，经输出滤波电容、输出滤波电感、体二极管D_S11和D_S12到直流输入电压U_d1的阳极，此时桥臂输出电压为“+U_d”电平，电感电流i_L1是负向线性减小的。这个模态一直持续到功率开关管S₁₄的开通信号到来，然后进入工作模态M4。

(4)工作区IV：电感电流i_L1＜0，输出电压u₀＜0，在这个区间桥臂输出为“0”电平和“-U_d”电平，如图4(d)。

此时电路在两个工作模态M4和M6之间切换。

工作模态M4：

如图所示，此模态时，下桥臂功率开关管D₁₂、S₁₄开通，其它所有功率管和二极管均关断。电流从输出滤波电容正极流出，经输出滤波电感、功率开关管S₁₄、箝位二极管D₁₂、输出滤波电容的负极(也即地)，由于此时u₀＜0，电感电流i_L1是负向线性减小的，桥臂输出电压为“0”电平。这个模态一直持续到功率开关管S₁₃的开通信号到来，然后功率开关管S₁₃和S₁₄同时开通，进入工作模态M6。

工作模态M6：

如图所示，此模态时，下桥臂两个功率开关管S₁₃、S₁₄开通，其它所有功率管和箝位二极管均关断。电流从直流输入电压U_d2阳极(也即地)流出，经输出滤波电容、输出滤波电感、功率开关管S₁₃和S₁₄到直流输入电压U_d2的阴极，此时桥臂输出电压为“-U_d”电平，电感电流i_L1是负向线性增加的。这个模态一直持续到功率开关管S₁₃的关断信号到来，然后进入工作模态M4。

图5为该半周期滞环电流控制框图。

如图所示，输出电压采样信号u_f与电压基准信号u_r经过电压误差放大器，得到电流环的给定信号u_e，该信号与输出滤波电感电流i_L1经过电流调节器，在此处，电流调节器采用滞环控制器，使电感电流i_L1在所设定的环宽内变化，输出PWM调制波形，该PWM调制波同输出滤波电压u₀及电感电流i_L1经过零比较器得到的信号一起通过逻辑控制电路产生四个功率开关管的驱动信号，实现电路正常工作。

综上所述，在输出滤波电感电流i_L1＞0的半个周期里，即在工作区I、II里，控制上桥臂两个功率开关管S₁₁、S₁₂的驱动信号，实现三个模态M1、M2、M3之间的相互交替工作；在输出滤波电感电流i_L1＜0的半个周期里，即在工作区III、IV里，控制下桥臂两个功率开关管S₁₃、S₁₄的驱动信号，实现三个模态M4、M5、M6之间的相互交替工作。从而实现该三电平半桥逆变器半周期工作。

同时，从上述工作模态分析可以看出，当电路在工作模态M2和M5工作时，由于四个功率开关管和两个箝位二极管均不导通，此时会存在电感电流i_L1从功率开关管的体二极管流过的情况，从而会出现二极管的反恢复问题，这种情况只会出现在u₀*i_L1＜0的工作区，即工作区I和III，相对于其它控制方法来实现的三电平半桥电路，二极管反恢复次数大大减少，改善了体二极管反恢复引起的损耗等问题。

图6为半周期电流滞环控制模式下电流和电压过零时工作模态切换的情况，在电路由工作区I向工作区II过渡的时候，输出滤波电感电流i_L1＞0，输出电压u₀由负变正，工作区I是在工作模态M1和M2之间切换，M2模态时桥臂输出电平为“-U_d”，M1模态时，桥臂输出为“0”电平，此时由u₀保证电感电流i_L1上升，由于u₀值很小，所以此时M1模态时电感电流i_L1变化的很慢，直到进入u₀＞0后从逻辑电路控制使之进入工作区II的模态M3，使电感电流i_L1继续上升，之后电路便在工作区II内由M1和M3交替工作；在电路由工作区II向工作区III过渡的时候，输出电压u₀＞0，电感电流i_L1由正变负，工作区II是在工作模态M1和M3之间切换，M3模态时桥臂输出电平为“+U_d”，此时电感电流i_L1是正向上升的，而在电感电流由正向负过渡时，最后一个状态一定是电感电流i_L1下降的状态，也即工作区II的M1状态，此时桥臂输出为“0”电平，电感电流i_L1下降到零后，由于电压误差放大器的输出u_e(即电流滞环比较器的给定)仍在变化，从而滞环的上下环宽也在变化，当i_L1达到滞环环宽，便会由逻辑电路控制使之工作区由II向III转换，选择由工作区III中M4使电感电流i_L1继续负向增加，此时桥臂输出电平仍为“0”电平，之后电路便在M4和M5之间相互交替工作。在电路由工作区III向工作区IV、工作区IV向工作区I转换时原理也同前面相同，不再敖述。

由前面四个工作区共六个工作模态相互交替工作过程可以看出，不存在功率开关管S₁₁、S₁₂导通和功率开关管S₁₃、S₁₄导通，即M3和M6之间相互切换的过程，同时也不存在功率开关管S₁₂导通和功率开关管S₁₃、S₁₄导通，即M1和M6之间相互切换的过程和功率开关管S₁₄导通和功率开关管S₁₁、S₁₂导通，即M4和M3之间相互切换的过程，所以工作在该半周期电流滞环控制的三电平半桥逆变器不用在开关功率管驱动信号中加死区时间。

下表为工作于半周期电流滞环控制模式下三电平半桥逆变器开关管及工作状态对应关系。

表1  半周期工作的三电平单电感双降压式半桥逆变器工作状态

本发明提出的这种可串并联输出三电平半桥逆变器是由基于上述半周期电流滞环模式控制的三电平半桥逆变器组成的。

并联输出：

当电路需要并联输出时，等效电路如图7(a)所示，采用图5所示半周期电流滞环控制，使两路三电平半桥逆变器独立工作，输出幅值和相位完全相同的正弦波，再将两个电路的输出滤波电容并联起来即可。电路正常工作时， $i_{L1}=i_{L2}=\frac{1}{2}{i}_0,$ u_0并＝u₀₁＝u₀₂，在输出电流大于零的半个周期里，两个电路均由上桥臂工作，在输出电流小于零的半个周期里，两个电路均由下桥臂工作，所以可以看出，在并联输出时，整个电路不存在环流。

串联输出：

当电路需要串联输出时，等效电路如图7(b)所示，采用图5所示半周期电流滞环控制，使两路三电平半桥逆变器独立工作，输出幅值相同，相位相差180度的正弦波，这样输出电压从图示A点和B点取出：u_0串＝u₀₁-u₀₂。电路正常工作时，i_L1＝-i_L2＝i₀在输出电流大于零的半个周期里，左边一个三电平半桥逆变电路上桥臂工作，右边一个三电平半桥逆变电路下桥臂工作，在输出电流小于零的半个周期里，左边一个三电平半桥逆变电路下桥臂工作，右边一个三电平半桥逆变电路上桥臂工作，所以可以看出，在串联输出时，整个电路也不存在环流。

不同频率可串并联输出三电平半桥逆变器

如图8所示，为可串并联输出三电平半桥逆变器电感电流工作波形图，本发明所述基于半周期电流滞环控制模式的可串并联输出三电平半桥逆变器，串联输出与并联输出时输出电压幅值相差一倍，而频率相同。通常，不同国家或地区电网电压大多为120V/60HZ或240V/50HZ，所以希望可串并联输出三电平半桥逆变器能输出不同频率的正弦电压。由前面的分析可知，两个电路是独立工作的，所以只要对每个三电平半桥逆变器的控制电路中将基准电压u_r切换成所需幅值和频率的正弦波电压即可，具体实施方案如图9所示。即通过模拟开关，在并联输出时选通60HZ的基准作为基准电压，而在串联输出时则选通50HZ的基准作为基准电压，从而实现不同频率可串并联输出三电平半桥逆变器。这里模拟开关的功能同样可通过硬件或是软件实现，视控制电路是模拟电路还是数字电路而定。

如图10(a)和(b)所示，串并联三电平半桥逆变器仿真波形图，针对上述基于半周期电流滞环控制模式的可串并联输出三电平半桥逆变器具体实施方案，作如下小结：

(一)可串并联输出三电平半桥逆变器运行模式：半周期电流滞环控制模式。

(二)每个三电平半桥逆变电路均独立工作，控制电路相同，工作时电路无环流存在，同时可扩展应用于多个三电平半桥逆变器并联输出的逆变器。

(三)对于不同频率串并联输出三电平半桥逆变器的要求，通过模拟开关改变控制电路中电压基准u_r给定的频率和幅值即可。

(四)由于属于二极管箝位型三电平电路，开关管的电压应力为直流母线的一半，桥臂输出为三电平，谐波含量小。

(五)采用该半周期电流滞环控制模式的可串并联输出三电平半桥逆变器，电路工作过程中不用设置死区时间，同时体二极管导通的次数少，大大改善了体二极管反恢复引起的问题。

Claims (1)

1.一种可串并联输出三电平半桥逆变器的半周期滞环控制方法，所述逆变器包括电源、第一三电平半桥逆变器、输出滤波电路和负载，其中电源由第一电源串接第二电源构成，第一三电平半桥逆变器包括四个功率开关管、四个体二极管和二个续流二极管，第一功率开关管的漏极接第一体二极管的阴极构成第一三电平半桥逆变器的正输入端，第一功率开关管的源极分别接第一体二极管的阳极、第一续流二极管的阴极、第二功率开关管的漏极和第二体二极管的阴极，第二功率开关管的源极分别接第二体二极管的阳极、第四功率开关管的源极、第四体二极管的阴极构成第一三电平半桥逆变器的输出端，第一三电平半桥逆变器的输出端接输出滤波电路的输入端，第四功率开关管的漏极分别接第四体二极管的阳极、第二续流二极管的阳极、第三功率开关管的源极和第三体二极管的阴极，第三功率开关管的漏极接第三体二极管的阳极构成第一三电平半桥逆变器的负输入端，第一续流二极管的阳极与第二续流二极管的阴极连接接地构成第一三电平半桥逆变器的接地点；

还包括与第一三电平半桥逆变器结构相同的第二三电平半桥逆变器，电源的正极分别接第一三电平半桥逆变器的正输入端和第二三电平半桥逆变器的正输入端，电源的负极分别接第一三电平半桥逆变器的负输入端和第二三电平半桥逆变器的负输入端，第一电源与第二电源的串接点接第一三电平半桥逆变器的接地点，第一三电平半桥逆变器的输出端、第二三电平半桥逆变器的输出端分别接输出滤波电路的输入端，输出滤波电路的两个输出端与负载并联或串联，具体连接方式如下：

并联：负载的一端分别接输出滤波电路的一个输出端、输出滤波电路的另一个输出端，负载的另一端接输出滤波电路的接地端；

串联：输出滤波电路的两个输出端间串接负载；

其特征在于所述第一三电平半桥逆变器、第二三电平半桥逆变器采用相同的控制方法分别独立控制，具体控制方法如下：

将输出电压采样信号(u_f)与给定的电压基准信号(u_r)经电压误差放大器得到电流环的给定信号(u_e)；将采样的输出滤波电感电流与电流环的给定信号(u_e)经过电流调节器得到PWM波形信号；将输出电压采样信号(u_f)经过第二过零比较器得到高低电平电压驱动信号；

在输出滤波电感电流大于零的半个周期内，将采样的输出滤波电感电流经过第一过零比较器得到高电平电流驱动信号，将所述PWM波形信号、高低电平电压驱动信号和高电平电流驱动信号经过控制逻辑生成电路得到第一三电平半桥逆变器的驱动信号导通第一三电平半桥逆变器的上桥臂，并关断第一三电平半桥逆变器的下桥臂；

在输出滤波电感电流小于零的半个周期内，将采样的输出滤波电感电流经过第一过零比较器得到低电平电流驱动信号，将所述PWM波形信号、高低电平电压驱动信号和高电平电流驱动信号经过控制逻辑生成电路得到第一三电平半桥逆变器的驱动信号关断第一三电平半桥逆变器的上桥臂，并导通第一三电平半桥逆变器的下桥臂。

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