CN100384072C

CN100384072C - 双输出双降压式半桥逆变器及控制、调制方法

Info

Publication number: CN100384072C
Application number: CNB2004100411363A
Authority: CN
Inventors: 朱成花; 严仰光; 王慧贞; 龚春英
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2004-07-01
Filing date: 2004-07-01
Publication date: 2008-04-23
Anticipated expiration: 2024-07-01
Also published as: CN1595782A

Abstract

一种涉及双输出双降压式半桥逆变器，由两路双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧既可并联或串联所组成，能满足不同国家或地区用电设备需求。为消除环流能量造成的损耗，逆变器工作在半周期运行模式，采用同步开关型半周期SPWM调制方法、或交错开关型半周期SPWM调制方法、或滞环电流型调制方法实现。通过选择不同频率的基准电压，可实现不同频率双输出双降压式半桥逆变器。为提升逆变器的功率等级，可构成多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器。本逆变器不存在半桥型或全桥型双输出逆变器桥臂直通问题，可靠性高；逆变器是通过同一桥臂上串联的功率二极管续流，有利于提高开关频率；还由于逆变器工作在半周期运行模式，电路中不存在环流能量，有利于提高效率。

Description

双输出双降压式半桥逆变器及控制、调制方法

技术领域

本发明涉及一种双输出双降压式半桥逆变器及控制、调制方法属电力电子变换器。

背景技术

双输出逆变器传统方法有以下两种：

1、半桥型双输出逆变器

这种双输出逆变器由两路半桥逆变器输入侧并联输出侧串联组合而成，它的主要缺陷在于：存在桥臂直通问题，可靠性低；利用功率开关管的体二极管续流，体二极管性能较差，反向恢复造成了较大的损耗，限制了开关频率的提高，从而体积重量难以降低；只有串联输出，没有并联输出，系统资源没有得到充分利用。

2、全桥型双输出逆变器

这种双输出逆变器由两路全桥逆变器共用其中一个桥臂，输入侧并联输出侧串联组合而成，它的主要缺陷和半桥型双输出逆变器基本相同，并且功率开关管数量多，成本较高。

发明内容

本发明的目的在于在研究上述现有技术存在缺陷的基础上，研制一种既可并联也可串联输出的双输出逆变器，实现逆变器高可靠性、高频率、高效率运行，从而使该逆变器满足不同国家或地区用电设备的要求，成为一种国内外通用产品。

实现上述目的的双输出双降压式半桥逆变器基本单元为双降压式半桥逆变器(以下简称双BUCK逆变器)。双BUCK逆变器具有高可靠性、可高频率、高效率运行的优点，是实现双输出逆变器的一个较优选择。具体组成包括主电路和开关逻辑电路两部分，主电路由两路双BUCK逆变器输入侧并联，输出侧串联或并联，输入端连于带中点直流输入电源所组成。开关逻辑电路由PWM调制器输出两路驱动信号通过驱动电路直接驱动第一路双BUCK逆变器两个功率开关管，同时通过两个模拟开关送到第二路双BUCK逆变器两个功率开关管的驱动电路，模拟开关的输出由选通信号控制：选通信号为并联信号时，第二路双BUCK逆变器两路驱动信号与第一路双BUCK逆变器两路驱动信号一致；选通信号为串联信号时，第二路双BUCK逆变器两路驱动信号与第一路双BUCK逆变器两路驱动信号相反，从而根据选通信号实现逆变器输出侧并联或是串联。

为扩充逆变器容量，增大逆变器功率等级，还可组成多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器，即由两组双降压式半桥逆变器组成，每组由多路(两路或两路以上)双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧并联，两组双降压式逆变器输入侧并联，输出侧并联或串联，输入端连于带中点的直流输入电源。

本发明的双输出双降压式半桥逆变器通过开关逻辑电路的控制实现逆变器输出侧并联或串联输出的目的。

本发明的双输出双降压式半桥逆变器采用同步开关型半周期SPWM调制方法或交错开关型半周期SPWM调制方法或是采用滞环电流型调制方法来实现逆变器半周期运行模式，消除传统SPWM调制方法下电路中存在的环流能量，达到提高逆变器效率的目的。

本发明的双输出双降压式半桥逆变器有下述优点：1)既可并联输出也可串联输出，从而满足不同国家或地区用电设备的需要，成为一种通用的产品；2)本逆变器由于不存在半桥型或全桥型双输出逆变器桥臂直通问题，提高了可靠性；由于逆变器不通过功率开关管的体二极管而是通过同一桥臂上串联的功率二极管续流，功率开关管和功率二极管可分别优化，有利于提高开关频率，从而减小体积重量；还由于本逆变器工作在半周期运行模式，电路中不存在环流能量，提高了逆变器的效率；总之，本逆变器可靠性高，可高频率高效率运行，体积重量小；3)可构成多并联、双串联双输出逆变器，从而方便容量扩充；4)可应用成熟的逆变器控制技术，控制简单。

附图说明

图1双输出双BUCK逆变器原理图电路，其中图(a)为主电路原理图，图(b)为开关逻辑电路原理框图。

图2多并联双串联双输出双BUCK逆变器原理电路图，其中图(c)为主电路原理图，图(d)为开关逻辑电路原理框图

图3并联输出半周期运行模式，其中图(e)为并联输出等效电路，图(f)为电感电流与输出电流波形图。

图4串联输出半周期运行模式，其中图(g)为串联输出等效电路，图(h)为电感电流与输出电流波形图。

图5同步开关型半周期SPWM调制方法原理框图。

图6同步开关型半周期SPWM调制方法关键电路波形图，其中图(i)、(j)分别为载波与调制波，图(k)为并联输出关键电路波形图，图(l)为串联输出关键电路波形图。

图7交错开关型半周期SPWM调制方法原理框图。

图8交错开关型半周期SPWM调制方法关键电路波形，其中图(m)、(n)分别为载波与调制波，图(o)为并联输出关键电路波形图，图(p)为串联输出关键电路波形图。

图9滞环电流型调制方法示意图，其中图(q)为控制框图，图(r)为关键电路波形图。

图10不同频率双输出双BUCK逆变器实施方法框图。

上述图中的符号名称：

S₁、S₂、...S_2n——功率开关管，D_s1、D_s2、...D_s2n——对应功率开关管的体二积管，D₁、D₂、...D_2n——功率二极管，U_d1、U_d2——直流电源，C₁、C₂——电容，L₁、L₂、...L_2n——电感

具体实施方式

本发明的双输出双BUCK逆变器的主电路是由两路双BUCK逆变器组合而成，两路双BUCK逆变器输入侧并联，输出侧可并联、也可串联，如图1(a)所示。两路双BUCK逆变器独立工作，互不干扰。逆变器引出三个输出端：U_a、U₀、U_b。并联工作时，U_a、U_b短接后与U₀一起输出；串联工作时，U_a、U_b输出。不论并联或串联工作，两路双BUCK逆变器均输出一半总输出功率。四只功率开关管的开关逻辑电路如图1(b)所示。输出侧需要并联时，模拟开关H₁与模拟开关K₁的选通信号送入并联信号，让模拟开关H₁选通驱动信号1，模拟开关K₁选通驱动信号2，这时两路双BUCK逆变器对地输出电压U_a、U_b是同相位同幅值的，因此可实现输出侧直接并联。输出侧需要串联时，模拟开关H₁与模拟开关K₁的选通信号送入串联信号，让模拟开关H₁选通驱动信号2，模拟开关K₁选通驱动信号1，两路双BUCK逆变器对地输出电压U_a、U_b同幅值、相位差为180°，串联后输出幅值为单路输出幅值的两倍。模拟开关H₁与模拟开关K₁的功能既可硬件实现也可软件实现，视控制电路由模拟电路实现还是由数字电路实现而定。

本发明的多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器的主电路如图2(c)所示，它是由两组双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧并联或串联、输入端连于带中点的直流输入电源，每组由两路或两路以上的双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧并联所组成。多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器的开关逻辑电路及逻辑控制方法如图2(d)所示，其原理与图1所示的基本双输出双降压式半桥逆变器相同，这里不再赘述。多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器适用于大功率输出场合。图2中n≥2。

下面以图1所示的双输出双BUCK逆变器为例，主要就实现双输出双BUCK逆变器输出侧并联、串联的具体实施方法作详细介绍。分析前假定功率开关管与功率二极管均为理想器件，不考虑滤波电感与滤波电容的寄生参数，并且有：

L₁＝L₂＝L₃＝L₄＝L，C₁＝C₂＝C。

1、工作模式：半周期运行模式

传统SPWM调制方法的双BUCK逆变器电路中存在很大的环流能量，是其效率不能提高的主要原因。本发明的双输出双BUCK逆变器将采用半周期运行模式，能有效抑制环流，从而提高系统的效率。下面分别就并联输出与串联输出对半周期运行模式作较为详细的说明。

并联输出

并联输出时，等效电路如图3(e)所示。选择合适的调制方式，可使两路逆变器两个桥臂在半个周期内交替工作，如图3(f)所示。在输出电流正半周期，只有功率开关管S₁与功率二极管D₁构成的桥臂及功率开关管S₃与功率二极管D₃构成的桥臂工作，这时流过电感L₁与L₃的电流i_L1、i_L3与输出电流i_o之间有如下关系：

i_{L 1} = i_{L 3} = \frac{1}{2} i_{o}

。在输出电流负半周期，只有功率开关管S₂与功率二极管D₂构成的桥臂及功率开关管S₄与功率二极管D₄构成的桥臂工作，这时流过电感L₂与L₄的电流i_L2、i_L4与输出电流i_o之间有如下关系：

i_{L 2} = i_{L 4} = \frac{1}{2} i_{o}

。由于四个桥臂在半个周期内交替工作，电路中不存在环流能量，消除了由于环流能量造成的损耗。

串联输出

串联输出时，等效电路如图4(g)所示。选择合适的调制方式，可使两路逆变器两个桥臂在半个周期内交替工作，如图4(h)所示。在输出电流正半周期，只有功率开关管S₁与功率二极管D₁构成的桥臂及功率开关管S₄与功率二极管D₄构成的桥臂工作，这时流过电感L₁与L₄的电流i_L1、i_LA与输出电流i_o之间有如下关系：i_L1＝-i_L4＝i_o。在输出电流负半周期，只有功率开关管S₂与功率二极管D₂构成的桥臂及功率开关管S₃与功率开关管D₃构成的桥臂工作，这时流过电感L₂与L₃的电流i_L2、i_L3与输出电流i_o之间有如下关系：i_L2＝-i_L4＝i_o。由于四个桥臂在半个周期内交替工作，电路中不存在环流能量，消除了由于环流能量造成的损耗。

2、半周期运行模式的实现

A、半周期SPWM调制方法

载波交截SPWM是一种广泛应用的线性控制方法，其开关频率恒定，谐波频谱固定，可有效消除低次谐波。但传统SPWM调制方法应用于双BUCK逆变器时，电路中存在很大的环流能量，使逆变器的效率很难提高。这里给出两种半周期SPWM调制方法，这两种调制方法均实现了双输出双BUCK逆变器半周期运行模式，从而消除环流能量带来的损耗。

同步开关型半周期SPWM调制方法：

控制原理框图如图5所示，模拟开关的开关逻辑如图1(b)所示。有两路峰峰值相等的三角载波U_t1、U_t2，大于零的称为正三角载波，小于零的称为负三角载波。根据两路三角载波相位不同，又有两种方法，如图6(i)、(j)所示，图6(i)所示的两路三角载波相位差为零，图6(j)所示两路三角载波相位差为180°，两种方法控制原理相同。当调制信号U_e为正时，只与正三角载波交截，产生驱动信号1。驱动信号1分为两路，一路驱动功率开关管S₁，另一路则通过模拟开关，并联输出时驱动功率开关管S₃，串联输出时驱动功率开关管S₄；当调制信号U_e为负时，只与负三角载波交截，产生驱动信号2。驱动信号2也分为两路，一路驱动功率开关管S₂，另一路则通过模拟开关，并联输出时驱动功率开关管S₄，串联输出时驱动功率开关管S₃。这样无论串联输出或是并联输出，均实现了半周期运行模式。以输出电流正半周为例，给出并联输出与串联输出时电路关键波形如图6(k)、(l)所示。由图可见，并联输出时，功率开关管S₁与S₃同步开关，输出电流i_o纹波是电感电流i_L1纹波的两倍，输出电压谐波含量大。串联输出时，功率开关管S₁与S₄同步开关，输出电流i_o纹波等于电感电流i_L1纹波，输出电压纹波是单路输出电压纹波的两倍，输出电压总谐波含量大。

同步开关型半周期SPWM调制方法，是将逆变器的输出电压信号引入到电压反馈电路，电压反馈电路的输出信号经电压调节器与输入此电压调节器的正弦基准电压信号比较后，其误差输出信号作为电流给定信号送入电流调节器，将逆变器的输出电流信号经电流反馈电路后通过电流调节器与电流给定信号相比较产生调制信号U₄分别送入到两个比较器X₁与X₂，当调制信号U_e为正时，只与正三角载波交截，由比较器X₁产生驱动信号1，驱动信号1分为两路，一路直接经驱动电路驱动功率开关管S₁，另一路分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，逆变器串联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄；当调制信号U_e为负时，只与负三角载波交截，由比较器X₂产生驱动信号2，驱动信号2也分为两路，一路直接经驱动电路驱动功率开关管S₂，另一路分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄，逆变器串联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，实现了逆变器并联或串联输出的半周期运行模式。

交错开关型半周期SPWM调制方法：

控制原理框图如图7所示。根据四路三角载波相对位置不同，也有两种方法，如图8(m)、(n)所示，两路正三角载波相位差180°，两路负三角载波相位差也为180°。当调制信号U_e为正时，分别与两路正三角载波交截，产生驱动信号1与驱动信号3。驱动信号1经驱动电路直接驱动功率开关管S₁，驱动信号3则通过模拟开关，并联输出时驱动功率开关管S₃，串联输出时则驱动功率开关管S₄。当调制信号U_e为负时分别与两路负三角载波交截，产生驱动信号2与驱动信号4。同样，驱动信号2经驱动电路直接驱动功率开关管S₂，驱动信号4则通过模拟开关，并联输出时驱动功率开率开关管S₄，串联输出时则驱动功率开关管S₃。这样无论串联输出或是并联输出，均实现了半周期运行模式。以正半周为例，给出并联输出与串联输出时电路关键波形如图8(o)、(p)所示。可见，并联输出时，功率开关管S₁与S₃交错开关，相位差180°，输出电流i_o纹波频率是电感电流i_L1纹波频率的一倍，而输出电流i_o纹波则是电感电流i_L1纹波的一半，输出电流谐波含量相比于同步开关型大大减小，同时，输出电压纹波量小，有利于减小输出电压总谐波含量。串联输出时，功率开关管S₁与S₄交错开关，相位差180°，输出电流i_o纹波等于电感电流i_L1纹波，输出电压(U_a-U_b)纹波频率是单路输出电压的两倍，而纹波大小则是单路输出电压纹波的一半，说明串联输出时输出电压谐波含量小，有利于减小输出电压总谐波含量。

交错开关型半周期SPWM调制方法，是将逆变器的输出电压信号引入到电压反馈电路，电压反馈电路的输出信号经电压调节器与输入此电压调节器的正弦基准电压信号比较后，其误差输出信号作为电流给定信号送入电流调节器，将逆变器的输出电流信号经电流反馈电路后通过电流调节器与电流给定信号相比较产生调制信号U_e分别送入到四个比较器X₁、X₂、X₃与X₄，当调制信号U_e为正时，分别与两路正三角载波交截，由比较器X₁和比较器X₃分别产生驱动信号1和驱动信号3，驱动信号1经驱动电路直接驱动功率开关管S₁，驱动信号3分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，逆变器串联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄；当调制信号为负时，分别与两路负三角载波交截，由比较器X₂和比较器X₄产生驱动信号2和驱动信号4，驱动信号2经驱动电路直接驱动功率开关管S₂，驱动信号4分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄，逆变器串联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，实现了逆变器并联或串联输出的半周期运行模式。

上述分析表明，交错开关型半周期SPWM调制方法和同步开关型SPWM半周期调制方法相比，有利于减小并联输出或是串联输出时输出电压纹波，从而减小输出电压总谐波含量，或是减小输出滤波器件。图5所示的控制原理框图稍加修改，也可实现交错开关型半周期SPWM调制方法：图中输出A与输出B分别通过-延时电路，相位延时180°后再送入驱动电路。控制原理与图7所示相同，只是实现方法不同，这里不再详细说明。上述两种半周期SPWM调制方法也完全适用于单路双BUCK逆变器，实现单路双BUCK逆变器的半周期运行模式，从而消除因传统SPWM调制方法存在的环流能量，降低因环流能量造成的损耗，提高逆变器的效率。

B、滞环电流型调制方法

滞环电流型调制方法是一种典型的非线性电流型PWM调制技术，动态响应速度快，电流跟踪精度高，硬件电路实现简单。双输出双BUCK逆变器实现半周期运行模式的滞环电流型调制方法控制原理框图如图9(q)所示，模拟开关的开关逻辑如图1(b)所示，电路关键波形如图9(r)所示。其原理是反馈其中一路逆变器两只电感电流信号U_iL1、U_iL2分别在半个周期内交替与电流给定信号U_ie相比较，产生两路驱动信号1、2，使电感电流i_L1、i_L2分别在正负环宽h内跟踪给定电流变化。并联输出时，i_L1＝i_L3，i_L2＝i_L4；串联输出时，i_L1＝-i_L4，i_L2＝-i_L3。因此电感电流i_L3、i_L4也在正负环宽内跟踪给定电流变化，这样自然实现了双输出双BUCK逆变器半周期运行模式，电路中没有环流能量存在。

3、不同频率双输出双BUCK逆变器

上述几种双输出双BUCK逆变器的实现方法，串联输出与并联输出时输出电压幅值相差一倍，而频率相同。通常，不同国家或地区电网电压大多为120V/60Hz或240V/50Hz，所以希望双输出双BUCK逆变器能输出不同频率的正弦电压。具体实施方法如图10所示。即通过模拟开关，在并联输出时选通60Hz的基准作为基准电压，而在串联输出时则选通50Hz的基准作为基准电压，从而实现不同频率双输出双BUCK逆变器。显然，改变电压基准的选通信号与前述方法中的选通信号是一致的，不需另外设置选通信号。这里模拟开关的功能同样可通过硬件或是软件实现，视控制电路是模拟电路还是数字电路而定。

4、多并联双串联双输出双BUCK逆变器

多并联双串联双输出双BUCK逆变器具体实施方法与双输出双BUCK逆变器类似，这里不再详细说明。

针对上述双输出双BUCK逆变器具体实施方法，作如下小结：

(一)双输出双BUCK逆变器运行模式：半周期运行模式。

(二)双输出双BUCK逆变器三种控制方法：同步开关型半周期SPWM双输出双BUCK逆变器；交错开关型半周期SPWM双输出双BUCK逆变器；滞环电流型双输出双BUCK逆变器。

(三)不同频率双输出双BUCK逆变器实施方法：通过模拟开关改变电压基准的频率实现。

(四)双输出双BUCK逆变器的具体实施方法均可扩展应用于多并联双串联双输出双BUCK逆变器。

Claims

1.一种双输出双降压式半桥逆变器，包括主电路和开关逻辑电路，其特征在于，所述主电路由两路双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧并联或串联，输入端连于带中点的直流输入电源所组成；所述开关逻辑电路由PWM调制器产生的两路驱动信号分别直接连于与第一路双降压式半桥逆变器两个功率开关管S₁与S₂相连的驱动电路输入端，从而驱动功率开关管S₁和S₂；同时PWM调制器产生的所述两路驱动信号又各自分别经模拟开关H₁与K₁连于与第二路双降压式半桥逆变器两个功率开关管S₃与S₄相连的驱动电路输入端，从而驱动功率开关管S₃和S₄。

2.一种多并联双串联双输出双降压式半桥逆变器，其特征在于，有两组双降压式半桥逆变器，每组由多路双降压式半桥逆变器输入侧并联、输出侧并联而成；两组双降压式半桥逆变器输入侧并联，输出侧并联或串联；输入为带中点的直流输入电源，从而扩充逆变器容量，提升逆变器功率等级。

3.一种双输出双降压式半桥逆变器输出侧串、并联的逻辑控制方法，其特征在于，当逆变器的输出侧需要并联时，模拟开关H₁和模拟开关K₁的选通信号送入并联信号，让模拟开关H₁选通驱动信号1，模拟开关K₁选通驱动信号2，两路双降压式逆变器对地的输出电压U_a、U_b是同相位同幅值的；当双输出双降压式半桥逆变器的输出侧需要串联时，模拟开关H₁与模拟开关K₁的选通信号送入串联信号，让模拟开关H₁选通驱动信号2，模拟开关K₁选通驱动信号1，两路双降压式逆变器对地的输出电压U_a、U_b同幅值、相位差为180°。

4.一种如权利要求1所述的双输出双降压式半桥逆变器的工作方法，其特征在于，采用同步开关型半周期SPWM调制方法、交错开关型SPWM半周期调制方法或滞环电流型调制方法实现双输出双降压式半桥逆变器的半周期运行模式；当逆变器并联输出时，在输出电流正半周期，只有功率开关管S₁与功率二极管D₁构成的桥臂及功率开关管S₃与功率二极管D₃构成的桥臂工作；在输出电流负半周期，只有功率开关管S₂与功率二极管D₂构成的桥臂及功率开关管S₄与功率二极管D₄构成的桥臂工作；实现了逆变器半周期运行模式；当逆变器串联输出时，在输出电流正半周期，只有功率开关管S₁与功率二极管D₁构成的桥臂及功率开关S₄与功率二极管D₄构成的桥臂工作；在输出电流负半周期，只有功率开关管S₂与功率二极管D₂构成的桥臂及功率开关管S₃与功率二极管D₃构成的桥臂工作，实现了逆变器半周期运行模式。

5.根据权利要求4所述的双输出双降压式半桥逆变器的工作方法，其特征在于，同步开关型半周期SPWM调制方法，是将逆变器的输出电压信号引入到电压反馈电路，电压反馈电路的输出信号经电压调节器与输入此电压调节器的正弦基准电压信号比较后，其误差输出信号作为电流给定信号送入电流调节器，将逆变器的输出电流信号经电流反馈电路后通过电流调节器与电流的给定信号相比较产生调制信号U_e分别送入到两个比较器X₁与X₂，当调制信号U_e为正时，只与正三角载波交截，由比较器X₁产生驱动信号1，驱动信号1分为两路，一路直接经驱动电路驱动功率开关管S₁，另一路分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，逆变器串联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄，当调制信号U_e为负时，只与负三角载波交截，由比较器X₂产生驱动信号2，驱动信号2也分两路，一路直接经驱动电路驱动功率开关管S₂，另一路分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄，逆变器串联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，实现了逆变器并联或串联输出的半周期运行模式。

6.根据权利要求4所述的双输出双降压式半桥逆变器的工作方法，其特征在于，所述交错开关型SPWM半周期调制方法，是将逆变器的输出电压信号引入电压反馈电路，电压反馈电路的输出信号经电压调节器与输入此电压调节器的正弦基准电压信号比较后，其误差输出信号作为电流给定信号送入电流调节器，将逆变器的输出电流信号经电流反馈电路后通过电路调节器与电流给定信号相比较产生调制信号U_e分别送入到四个比较器X₁、X₂、X₃与X₄，当调制信号U_e为正时，分别与两路正三角载波交截，由比较器X₁和比较器X₃分别产生驱动信号1和驱动信号3，驱动信号1经驱动电路直接驱动功率开关管S₁，驱动信号3分别经模拟开关H₁与K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，逆变器串联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄；当调制信号为负时，分别与两路负三角载波交截，由比较器X₂和比较器X₄产生驱动信号2和驱动信号4，驱动信号2经驱动电路直接驱动功率开关管S₂，驱动信号4分别经过模拟开关H₁和K₁，逆变器并联输出时，通过模拟开关K₁驱动功率开关管S₄，逆变器串联输出时，通过模拟开关H₁驱动功率开关管S₃，实现了逆变器并联或串联输出的半周期运行模式。