CN101197547B - 三相并网交流产生电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种三相并网交流产生电路及其控制方法。该电路包括三电平升压电路及三电平逆变电路，该三电平升压电路连接于输入电源并包括正升压部分及负升压部分，该三电平逆变电路连接于该三电平升压电路，并包括正逆变部分及负逆变部分；其中当该输入电源为低电压时，该低电压先通过该三电平升压电路进行升压，再通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；当该输入电源为高电压时，该高电压直接通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；且该正升压部分与该正逆变部分构成第一升压-降压电路，用以输出正半周电流波形，而该负升压部分与该负逆变部分构成第二升压-降压电路，用以输出负半周电流波形。本发明可以提高逆变电路的效率。

Description

三相并网交流产生电路及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相并网交流产生电路及其控制方法，特别是涉及一种应用于输入电压变化范围较宽的太阳能、燃料电池和风力发电系统中的三相并网交流产生电路。

背景技术

自从能源危机发生以来，实现能源、环境与经济三者间的协调发展已经成为世界各国能源建设的目标。此外，随着负载的快速增长，传统的集中式(centralized)发电技术逐渐暴露出很多弊端，而分布式发电技术与其相比则具有发电方式灵活、环保性能好等优点。将分布式发电技术应用于传统的电力系统，既可以满足电力系统和用户的特定要求，又可以提高系统的灵活性、可靠性和经济性。

目前，分布式发电系统(distributed power generation system)的主要发电形式有太阳能电池发电、燃料电池发电以及风力发电等等。分布式发电技术主要包括两种模式：独立运行模式以及与电力系统并联运行模式；其中，前者主要用在大型电网没有到达的地方，后者主要用于电网中负载快速增加的区域。交流产生电路是并网分布式发电系统中的一个重要部分。

请参阅图1(a)，其为一种现有的三相并网交流产生电路的电路图。由于这种三相并网交流产生电路10为单级的电路结构，因此虽然可以达到较高的效率，但缺点则是需要较高的电池电压。

请参阅图1(b)，其为另一种现有的三相并网交流产生电路的电路图。这种三相并网交流产生电路11为两级的电路架构；亦即先通过前级转换器111将电池电压转换成某一设定值，再通过后级逆变器112进行输出。其中，前级转换器111的典型拓扑为升压(boost)电路或是降压-升压(buck-boost)电路。

采用图1(b)的这种电路，可以极大地扩充输入电压的变化范围，但缺点也很明显：两级的电路结构效率较低、且无法避免由于中间的储能大电容所带来的诸多负面影响。此外，后级逆变器112所采用的是传统的半桥结构，其在高压应用场合时本身效率就较低，且由于传统的半桥开关元件的反向并联二极管必须充当续流回路，因此在开关元件导通时二极管必然发生反向恢复。为了减小该反向恢复所引起的损耗，一般不会采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)充当开关元件，这是因为金属氧化物半导体场效应晶体管在充当开关元件时本身的寄生二极管特性不够好所导致。由于不能采用MOSFET充当开关元件，因此无法利用其所呈现的电阻的通态特性而通过并联来减小其通态损耗，也无法利用其良好的开关特性来减小系统的开关损耗。

三电平逆变电路通常被认为适用于高直流输入电压场合，而在低电压场合却无任何优势。这是因为三电平逆变电路能够减小开关元件的耐压，从而提高高压场合的效率，故经常被用于不断电系统和电机驱动的领域。但是由于在不断电系统和电机驱动的领域中，三电平逆变电路的输出端是连接至用电装置，而这些用电装置的负载特性会随着用电装置运行状态的变化而改变。这说明了三电平逆变电路的输出电压及电流的相位是可变的；亦即可能出现能量双向传输的情况。

请参阅图2(a)，其为单相三电平逆变电路带有电感性负载时对于四个开关元件进行驱动的驱动信号波形图。其中开关元件Sx1、Sx4为主控元件，而开关元件Sx2、Sx3的驱动信号则分别与开关元件Sx4、Sx1的驱动信号互补。图2(b)-图2(e)则为该三电平逆变电路在不同状态下工作的电路图。

图2(b)与图2(d)为该三电平逆变电路处于能量传输模式下的电路图，以下通过图2(b)为例来说明其工作过程。在图2(b)中，开关元件Sx1高频切换，开关元件Sx3的驱动信号则与其互补，开关元件Sx2常通，而开关元件Sx4常开。当开关元件Sx1导通时，输入端通过开关元件Sx1、Sx2和电感Lx而向输出端传输能量。而当开关元件Sx1关断时，电感电流iLx通过二极管Dx12和开关元件Sx2续流。

同理可知图2(d)的工作过程。

图2(c)与图2(e)为该三电平逆变电路处于能量反馈模式下的电路图，以下通过图2(c)为例来说明其工作过程。在图2(c)中，开关元件Sx1高频切换，开关元件Sx3的驱动信号则与其互补，开关元件Sx2常通，而开关元件Sx4常开。当开关元件Sx1导通时，由于此时电感电流iLx为负，因此电流实际上是通过开关元件Sx1与Sx2的反向并联二极管进行流通，此时输出端向输入端反馈能量。而当开关元件Sx1关断且开关元件Sx3导通时，电感电流iLx则通过开关元件Sx3与二极管Dx34续流。

同理可知图2(e)的工作过程。

由以上的分析可知，当三电平逆变电路处于能量传输模式(例如图2(b))时，由于开关元件Sx3无需充当续流元件，因此实际上可以采用低频切换——即切换频率等于输出电压的频率——的方式。而在处于能量反馈模式时，由于开关元件Sx3需充当续流元件，因此必须采用高频切换的方式。另一方面，由于不断电系统和电机驱动的领域中同时存在着能量传输模式和能量反馈模式两种情况，亦即存在着能量双向流动的情况，因此开关元件Sx3必须采用高频切换模式。同理开关元件Sx2也必须采用高频切换模式。

此外，当三电平逆变电路处于能量反馈模式(例如图2(c))时，由于开关元件Sx1和Sx2的反向并联二极管都会流过电流，当开关元件Sx1关断而开关元件Sx3导通时，开关元件Sx1和Sx2的反向并联二极管会发生反向恢复。由于MOSFET本身存在着寄生二极管，且其寄生二极管的反向恢复特性非常差，因此在不断电系统和电机驱动的领域中采用三电平逆变电路时，一般并不会使用MOSFET作为其开关元件。由于无法采用MOSFET充当开关元件，因此无法利用其所呈现的电阻的通态特性而通过并联来减小其通态损耗，也无法利用其良好的开关特性来减小系统的开关损耗。

此外，由于太阳能电池、燃料电池等向电网供电的直流电源的电压变化范围一般都很大，其最高输入电压与最低输入电压可以相差至好几倍(例如3倍以上)，所以通常无法直接选用三电平逆变电路来向电网供电。

发明内容

鉴于以上不足，提出本发明。

为实现上述目的，一种三相并网交流产生电路，包括：三电平升压电路，连接于输入电源，该三电平升压电路包括正升压部分及负升压部分；及三电平逆变电路，连接于该三电平升压电路，该三电平逆变电路包括正逆变部分及负逆变部分；其中当该输入电源为低电压时，该低电压先通过该三电平升压电路进行升压，再通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；当该输入电源为高电压时，该高电压直接通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；其中，该正升压部分与该正逆变部分构成第一升压-降压电路，用以输出正半周电流波形，而该负升压部分与该负逆变部分构成第二升压-降压电路，用以输出负半周电流波形。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平升压电路包括：至少一个电感，连接于该输入电源的高压端及低压端其中之一；利用第一中点彼此串联的第一开关与第二开关，连接到所述至少一个电感；及利用第二中点彼此串联的第一电容与第二电容，共同通过彼此反向设置的第三开关与第四开关而并联于该第一开关与该第二开关，且该第二中点与该第一中点相连接。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平升压电路为常规升压电路。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该常规升压电路包括：第一电感，连接于该连接于该输入电源的高压端；第一开关，一端连接于该第一电感，另一端连接于该输入电源的低压端；及利用第二中点彼此串联的第一电容与第二电容，通过第三开关而连接于该第一电感及该第一开关。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该第一、二开关为金属氧化物半导体场效应晶体管，且该第三、四开关为二极管。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平逆变电路包括：利用该第二中点彼此串联的该第一电容与该第二电容；及至少二个彼此并连的逆变器，每一逆变器包括：利用第三中点彼此反向串联的第五开关与第六开关，该第五开关的另一端连接于第七开关与第八开关之间的第四中点，该第六开关的另一端连接于第九开关与第十开关之间的第五中点，而该第三中点与该第二中点相连接，且该第八开关与该第九开关之间的第六中点用以提供单相输出。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该第七、八、九、十开关为金属氧化物半导体场效应晶体管，且该第五、六开关为二极管。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中每一该第六中点还连接于第三电感及第三电容。

如上所述的三相并网交流产生电路，应用于三相三线式电力系统。

如上所述的三相并网交流产生电路，应用于三相四线式电力系统。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该第二中点与该第三中点还连接于三相输出。

如上所述的三相并网交流产生电路，其中该输入电源包括太阳能电池、燃料电池、风力发电、普通电池及蓄电池。

为实现上述目的，本发明还提供一种三相并网交流产生电路的控制方法，应用于所述的三相并网交流产生电路，该控制方法包括：检测该三相并网交流产生电路的电流回路与直流总线电压回路，以产生控制信号；及利用脉冲宽度调制技术，根据该控制信号的正负，以决定对该第一升压-降压电路或该第二升压-降压电路进行控制。

为实现上述目的，本发明还提供一种三相并网交流产生电路的控制方法，应用于所述的三相并网交流产生电路，该控制方法包括：当该输入电压在高电压与低电压之间转换时，使得该第一升压-降压电路及该第二升压-降压电路分别工作在升压状态与降压状态。

本发明一方面提出一种高效率的三相并网交流产生电路，其由三电平升压电路及三电平逆变电路所构成。其中逆变电路采用MOSFET作为开关元件，使得逆变电路的效率可以提高。根据电网电压的极性及此时实际运作的电路部分，该交流产生电路可区分为正半部分和负半部分，该正半部分和该负半部分可以分别被视为第一升压-降压电路及第二升压-降压电路，分别产生注入电网的正、负半周的电流波形。

该三相并网交流产生电路非常适用于输入电压变化范围较宽的场合。

当处于输入电压较低的低电压模式时，升压电路首先对输入电压进行升压，再通过逆变电路优化运作后输出。在这种模式下，任何时刻逆变电路只有电压绝对值最小的那一相做高频切换，其余的两相其开关元件皆运作于低频模式，故其效率较高。

而当处于输入电压较高的高电压模式时，升压电路常通，输入电压直接通过逆变电路进行高频切换后输出。由于升压电路只存在通态损耗，因此其效率也较高。

在本发明中在高电压模式和低电压模式之间，还存在着一种中间电压模式。在这种模式下，正半部分与负半部分工作于不同的模式，即正半部分处于高电压模式而负半部分处于低电压模式、或是正半部分处于低电压模式而负半部分处于高电压模式。

随着输入电压的变化，该三相并网交流产生电路会运行在不同的工作模式，但不论哪种工作模式，该交流产生电路最多仅有三个开关元件在做高频切换，而使得在输入电压的全范围内，该交流产生电路具有很高的效率。

本发明另一方面提出了一种控制方法，使得该交流产生电路能在高电压模式、中间电压模式和低电压模式之间进行无缝式转换。

采用了这种运作方式，对于直流总线上的电容来说，便不再需要充当中间储能环节，因此可采用小容量的电容即可；由于不需要诸如电解电容等大容量的储能元件，因此系统的体积和成本可以减小，可靠性及寿命亦会显著增加。

在本发明中，该直流输入源可以来自于太阳能电池、燃料电池、风力发电、常规电池以及蓄电池等，而该三相并网交流产生电路既适用于三相三线式电力系统，也适用于三相四线式电力系统。

本发明可以提高逆变电路的效率，并可以在输入电压变化范围较宽的场合使用。

通过本发明的下列附图及详细说明，以得到更深入的了解。

附图说明

图1(a)为一种现有的三相并网交流产生电路的电路图；

图1(b)为另一种现有的三相并网交流产生电路的电路图；

图2(a)为单相三电平逆变电路带由电感性负载时对于四个开关元件进行驱动的驱动信号波形图；

图2(b)～(e)为图2(a)的三电平逆变电路在不同状态下工作的电路图；

图3为本发明所提出三相并网交流产生电路的第一优选实施例的电路图；

图4为图3的三电平逆变电路32的单相的四个开关的驱动信号的波形图；

图5为图3的三相并网交流产生电路处于高电压模式下的等效电路图；

图6(a)为三相电网的电压波形以及图3的三相交流产生电路在低电压模式下所有的总线电压的电压波形图；

图6(b)为图3的三相并网交流产生电路处于30度至90度区间内的低电压模式下的等效电路图；

图7为本发明所提出控制方法的方块示意图；

图8为本发明所提出三相并网交流产生电路的第二优选实施例的电路图；

图9为本发明所提出三相并网交流产生电路的第三优选实施例的电路图；

图10为本发明所提出三相并网交流产生电路的第四优选实施例的电路图；及

图11为本发明所提出三相并网交流产生电路的第五优选实施例的电路图。

其中，附图标记说明如下：

10三相并网交流产生电路

11三相并网交流产生电路

111前级转换器

112后级逆变器

30三相并网交流产生电路

31三电平升压电路

32三电平逆变电路

33第一升压-降压电路

34第二升压-降压电路

50三相并网交流产生电路

60三相并网交流产生电路

70控制电路

71调节器

72PWM产生器

711电流回路控制器的输出信号

712电压回路控制器的输出信号

713控制信号

80三相并网交流产生电路

81三电平升压电路

82三电平逆变电路

90三相并网交流产生电路

91常规的升压电路

92三电平逆变电路

100三相并网交流产生电路

101三电平升压电路

102三电平逆变电路

110三相并网交流产生电路

111常规的升压电路

112三电平逆变电路

具体实施方式

请参阅图3，其为本发明所提出三相并网交流产生电路的第一优选实施例的电路图。在图3中，三相并网交流产生电路30主要由三电平升压电路31及三电平逆变电路32所构成，其中三电平升压电路31连接于输入电源Vbat并包括正升压部分及负升压部分，三电平逆变电路32连接于该三电平升压电路31，并包括正逆变部分及负逆变部分。该正升压部分与该正逆变部分共同构成第一升压-降压电路33，用以输出正半周电流波形，而该负升压部分与该负逆变部分共同构成第二升压-降压电路34，用以输出负半周电流波形。

在图3的第一优选实施例中，三电平升压电路31包括两个电感L1、L2，其分别连接于该连接于输入电源Vbat的高、低压端(由于电感L1、L2是串联连接的，因此除了本实施方式之外，其它的实施方式还可以包括省略电感L1、L2中任何一个的电路结构)；此外，三电平升压电路31还包括了利用第一中点彼此串联的开关S1与开关S2，二者连接于电感L1与L2之间。此外，三电平升压电路31还包括了利用第二中点彼此串联的电容Cp与Cn，其共同通过彼此反向设置的开关(图中为二极管)D1与D2而并联于开关S1与S2，且该第二中点与该第一中点相连接。

而在三电平逆变电路32中则包括了电容Cp与Cn、以及三个彼此并连的逆变器。以最左侧的逆变器来做说明，其包括了利用第三中点彼此反向串联的开关(图中为二极管)Da12与Da34，开关Da12的另一端连接于开关Sa1与开关Sa2(图中为金属氧化物半导体场效应晶体管)之间的第四中点，开关D34的另一端连接于开关Sa3与开关Sa4(图中为金属氧化物半导体场效应晶体管)之间的第五中点，而该第三中点与该第二中点相连接，且开关Sa2与开关Sa3之间的第六中点用以提供单相输出a。同样结构亦用以构成另外两支逆变器，以分别提供单相输出b与c。

三相并网交流产生电路30非常适用于输入电压范围较宽的场合。当输入电压较低时，称为低电压模式，此时升压电路31首先对其进行升压，再通过逆变电路32优化运作后输出。而当输入电压较高时，称为高电压模式，在此模式下，升压电路31不做高频切换，输入电压直接通过逆变电路32进行高频切换后输出。

此外，在高电压模式和低电压模式之间还存在着一种中间电压模式，在此种模式下，正半部分的第一升压-降压电路33与负半部分的第二升压-降压电路34工作于不同的模式，即正半部分的第一升压-降压电路33处于高电压模式时、负半部分的第二升压-降压电路34处于低电压模式，或是正半部分的第一升压-降压电路33处于低电压模式时、负半部分的第二升压-降压电路34处于高电压模式。通过后面说明的控制方法，交流产生电路30便能在高电压模式、中间电压模式和低电压模式之间进行无缝式转换，从而使得整个系统变得非常简单而可靠。

下面对所提出的三相并网交流产生电路30进行详细说明。为了简化说明，下面的分析均以x来代表a、b、c三相，因此若无特殊说明，则x就等于a、b或c三相。

在本发明所提出利用MOSFET所构成的三电平逆变电路32中，由于三电平逆变电路32的电压应力只有传统半桥电路的一半，因此采用本发明的拓扑将有助于系统效率的提高。在并网交流产生电路30的应用场合下，为了减小对电网的不利影响，一方面会控制注入电网的电流波形，使其谐波含量尽可能少；另一方面也会控制注入电网的电流的相位，使其尽可能与电网电压同步，从而减小无功电流的注入。一般来说，当并网交流产生电路的输出功率达到一定程度时，注入电网的电流ix要比流经输出滤波电容的电流大很多，这说明了电感电流iLx与输出电流ix的大小和相位都差不多。

另一方面，若忽略电容电流，则电感电流iLx可看成与电网电压vx同相，这说明了逆变电路只存在着能量传输模式。正如现有技术中所阐述的，当三电平逆变电路32只存在着能量传输模式时，开关Sx2和Sx3采用低频切换的方式即可，此时切换频率等于输出电压的频率。同时，由于不存在能量反馈模式，因此开关的反向并联二极管便不再需要充当续流元件，故可采用MOSFET充当开关，从而可以大幅减小逆变电路32的通态损耗和开关损耗。

图4为图3的三电平逆变电路32的单相的四个开关的驱动信号的波形图，其中横轴为时间，纵轴由上至下还对应了输出电压vx与电感Lx的电流iLx的波形。此时，Sx2、Sx3为低频开关，而Sx1、Sx4则分别为正逆变部分和负逆变部分的主控元件。该三电平逆变电路32只存在两种工作情况，即vx＞0、iLx＞0的情况以及vx＜0、iLx＜0的情况。

当vx＞0、iLx＞0时，逆变电路32的工作情况如图2(b)所示。此时开关Sx1高频切换，开关Sx2常通，而开关Sx3、Sx4则常开。当开关Sx1导通时，输入端通过开关Sx1、Sx2和电感Lx而向电网输送能量，但当开关Sx1关断时，电感电流iLx通过二极管Dx12而续流。

当vx＜0、iLx＜0时，逆变电路32工作情况如图2(d)所示。此时开关Sx4高频切换，开关Sx3常通，而开关Sx1、Sx2常开。当开关Sx4导通时，输入端通过开关Sx3、Sx4和电感Lx向电网输送能量，但当开关Sx4关断时，电感电流iLx通过二极管Dx34而续流。

由以上的分析可知，在任何时刻，电流都不会通过开关Sx1、Sx2、Sx3和Sx4的反向并联二极管，因此其反向并联二极管就不会发生反向恢复的问题，所以本发明可以采用MOSFET充当开关元件。虽然MOSFET的寄生二极管特性极差，但是受到工作过程的影响并不会发生反向恢复的现象。由于MOSFET的通态呈现了电阻特性，因此采用开关元件并联的方式，可以将其通态损耗大大地减小。同时，由于MOSFET与其它一些全控器件(如IGBT等)相比具有更好的开关特性，因此其开关损耗也可以显著减小。因此，本发明采用MOSFET之后，对于电路的通态损耗与开关损耗两方面来说都可以显著地提高系统效率。

(1)高电压模式

当输入电压较高时，称为高电压模式。在此模式下，升压电路31直通，输入电压直接通过逆变电路32经高频切换后输出。图3的三相并网交流产生电路处于高电压模式下的等效电路如图5所示。在此种模式下，升压电路31的开关S1和S2常开，电流直接通过电感L1、L2和二极管D1、D2流通。故在升压电路31上只有通态损耗而无开关损耗，而逆变电路32进行正常切换。

根据以上的分析，在高电压模式时各开关的工作情况如下所示：

S1和S2常开；

vx＞0时，开关Sx1高频切换，开关Sx2常闭，开关Sx3、Sx4常开；及

vx＜0时，开关Sx4高频切换，开关Sx3常闭，开关Sx1、Sx2常开。

由此可知在高电压模式下，在任何时刻仅有三个开关元件做高频切换，因此系统效率可以变得较高。

(2)低电压模式

当输入电压较低时，称为低电压模式，此时升压电路31首先对其进行升压，再通过逆变电路32调制后输出。在低电压模式时，升压电路31和逆变电路21都作高频切换，但通过优化运作，同样可提高系统效率。

图6(a)为三相电网的电压波形以及图3的三相交流产生电路在低电压模式下所有的总线电压(Vbus＝vp+vn)的电压波形图。其中横轴为一个周期，以下以30度至90度的区间为例来说明低电压模式下的工作情况。

图6(b)为图3的三相并网交流产生电路处于30度至90度区间内的低电压模式下的等效电路图。在该区间内，A相电压为正的最大，开关Sa1、Sa2常闭，开关Sa3、Sa4常开，B相电压为负的最大，开关Sb3、Sb4常闭，Sb1、Sb2常开。因此总线电压Vbus等于线电压vab。而C相电压则处于两者之间，桥臂做高频切换。当vc＞0时，开关Sc1高频切换，开关Sc2常闭，开关Sc3、Sc4常开；但当vc＜0时，开关Sc4高频切换，开关Sc3常闭，开关Sc1、Sc2常开。此时，升压电路31的两个开关S1、S2均做高频切换，并将电池电压(Vbat)升至总线电压(Vbus＝vab)。以下对该区间(30度至90度)的情况做总结如下：

开关S1和S2高频切换；

A相：开关Sa1、Sa2常闭，开关Sa3、Sa4常开；

B相：开关Sb3、Sb4常闭，开关Sb1、Sb2常开；及

C相：vc＞0时，开关Sc1高频切换，开关Sc2常闭，开关Sc3、Sc4常开，但vc＜0时，开关Sc4高频切换，开关Sc3常闭，开关Sc1、Sc2常开。

同理可以得知其它区间内的工作情况。

由以上的分析可知在低电压模式下，任何时刻也仅有三个开关元件做高频切换，因此系统效率可达到较高。同时，由于逆变电路32做高频切换的那一相处于其输出电压电流的过零点附近，故有助于进一步地减小开关损耗。

(3)中间电压模式

在高电压模式和低电压模式之间，存在着一种中间电压模式。这种情况下，正半部分的第一升压-降压电路33与负半部分的第二升压-降压电路34工作在不同的模式，即正半部分的第一升压-降压电路33处于高电压模式、而负半部分的第二升压-降压电路34处于低电压模式，或是正半部分的第一升压-降压电路33处于低电压模式、而负半部分的第二升压-降压电路34处于高电压模式。理论上考虑到对称性，正半部分与负半部分应该是同样的工作模式，但在实际调节过程中输入电压在临界点( $\mathrm{Vbat}=(\frac{3\sqrt{2}}{2}~\sqrt{6})V_o,$ Vo为电网相电压有效值；电网电压为220V时临界点为466～538V左右)附近时，正负两部分有可能出现不同的工作模式。因此结合上面所阐述的高压模式与低压模式的工作情况，下面以正半部分的第一升压-降压电路33处于高电压模式而负半部分的第二升压-降压电路34处于低电压模式、且工作区间为30度至60度(va＞vc＞0＞vb)为例来说明中间电压模式的工作情况：

正半部分的第一升压-降压电路33为高电压模式(a相与c相)：

S1常开；

vx＞0，开关Sx1高频切换，开关Sx2常闭，开关Sx3、Sx4常开，x分别等于a、c；

负半部分的第二升压-降压电路34为低电压模式(b相)：

开关S2高频切换；

开关Sb3、Sb4常闭，开关Sb1、Sb2常开；

其它区间情况以此类推。同样也可推得中间电压模式的另一种情况；亦即正半部分的第一升压-降压电路33处于低电压模式而负半部分的第二升压-降压电路34处于高电压模式在不同区间内的工作情况。

通过以上的分析可知，在中间电压模式，任何时刻也仅有三个开关元件做高频切换，系统效率同样可以做到较高。

由于本发明的三相并网交流产生电路存在以上三种工作模式，通过一种统一控制方法可以实现这三种工作模式之间的自然无缝转换，从而使得输入电压在较宽范围内变化时系统能可靠运行。请参阅图7，其为本发明所提出控制方法的方块示意图，图中的控制电路70由调节器71与PWM产生器72所组成。

调节器71由电流回路控制器和直流总线电压回路控制器所构成。电流回路控制器用于控制注入电网的三相电流，使其谐波含量尽可能减少，同时又能维持较高的输出功率因数。而电压回路控制器用来将正负总线电压(即vp、vn)控制成设定的波形。

电流回路控制器的输出711与电压回路控制器712的输出共同成为交流产生电路的升压电路与逆变电路中的三相开关元件的控制信号dx，为了安全起见将dx值通过限幅处理限定在某一范围内，例如-d_limit≤dx≤d_limit。

如前所述，根据电网电压的极性以及此时实际运作的电路部分，该交流产生电路可区分为正半部分的第一升压-降压电路和负半部分的第二升压-降压电路，分别用以产生注入电网的正、负半周的电流波形。所以当dx≥0时，控制的是正半部分的第一升压-降压电路的特性，而当dx≤0，控制的是负半部分的第二升压-降压电路的特性。根据三相三电平逆变电路的特性，da、db、dc一定有正有负，但在实际运作中，根据dx的正负极性及大小关系对dx进行相应的处理，即可实现三相交流产生电路的升压电路部分与逆变电路部分之间的协调运作，以实现其在三种工作模式间的自然无缝转换。

当电流回路控制器输出711与电压回路控制器输出712之和dx(x＝a，b，c)的绝对值均小于1时，说明了仅靠逆变电路部分就能实现三相的正常输出，而三相交流产生电路工作在高电压模式。升压电路部分的S1、S2常开，此时逆变电路部分的开关元件直接用dx控制即可。

但当输出711与712之和dx(x＝a，b，c)中至少各有一个正值和负值的绝对值大于1时，说明了此时仅靠逆变电路部分无法实现三相的正常输出，三相交流产生电路必须工作在低电压模式。升压电路部分首先对输入电压进行升压，再依靠逆变电路部分实现三相的正常输出。通过对三相交流产生电路的占空比dx作相应处理，即可得到升压电路部分和逆变电路部分的开关元件的控制信号。

而当输出711与712之和dx(x＝a，b，c)中至少有一个正值大于1且负值的绝对值均小于1、或是至少有一个负值的绝对值大于1且正值均小于1，说明了三相交流产生电路工作在中间电压模式。这时结合正半部分与负半部分各自的工作模式及前面所介绍的高压及低压模式的占空比处理方式，很容易地就能实现中间电压模式的占空比处理方式。

通过以上描述可看出，当输入电压发生变化时，通过所提出的统一控制方法，系统可在不同模式之间自由地进行无缝式转换。同时，通过对各种工作模式进行优化处理，便可以保证系统在输入电压的全范围之内都具有较高的效率。

此外，采用了这种运作方式，对于直流总线上的电容Cp、Cn来说，其不再需要充当中间储能环节，故采用小容量的电容即可。而正由于不再需要采用诸如电解电容等大容量的储能元件，因此不但系统的体积和成本会减小，其可靠度及寿命也会显著增加。

值得一提的是，本发明的直流输入源可来自于太阳能电池、燃料电池、风力发电、常规电池以及蓄电池等，而本发明所提出的三相并网交流产生电路及其控制方法既适用于三相三线式(3P3W)系统也适用于三相四线式(3P4W)系统，以下提出多个示例加以说明。

请参阅图8，其为本发明所提出三相并网交流产生电路的第二优选实施例的电路图，图中是将三相并网交流产生电路80应用于三相三线式系统的一种实施方法。升压电路81为三电平升压电路，而逆变电路82则为双桥臂三电平逆变电路。由于三相三线式系统只有两相电流是独立的，因此只要控制两相电流就能实现对第三相电流的控制，因此这种双桥臂逆变电路可以确保对三相输出电流进行的完美控制。

请参阅图9，其为本发明所提出三相并网交流产生电路的第三优选实施例的电路图，图中将三相并网交流产生电路90应用于三相三线式系统的另一种实施方法。升压电路91为常规的升压电路，而逆变电路92为三电平逆变电路。在这种情况下，正升压电路与负升压电路是同一部分。

请参阅图10，其为本发明所提出三相并网交流产生电路的第四优选实施例的电路图，图中是将三相并网交流产生电路100应用于三相四线式系统的一种实施方法。其中，升压电路101为三电平升压电路，而逆变电路102则为三电平逆变电路，且开关S1与S2之间的第二中点以及电容Cp与Cn之间的第三中点同时还连接于三相输出。

请参阅图11，其为本发明所提出三相并网交流产生电路的第五优选实施例的电路图，图中是将三相并网交流产生电路110应用于三相四线式系统的另一种实施方法。其中，升压电路111为常规的升压电路，而逆变电路112则为三电平逆变电路。

综上所述，本发明提出一种高效率的三相并网交流产生电路，是由三电平升压电路及三电平逆变电路所构成。其中逆变电路采用MOSFET作为开关元件，使得逆变电路的效率可以提高；该三相并网交流产生电路非常适用于输入电压变化范围较宽的场合。

本发明可由所属领域技术人员作各种修饰，然其皆不脱离后附的权利要求所要保护的范围。

Claims (14)

1.一种三相并网交流产生电路，包括：

三电平升压电路，连接于输入电源，该三电平升压电路包括正升压部分及负升压部分；及

三电平逆变电路，连接于该三电平升压电路，该三电平逆变电路包括正逆变部分及负逆变部分；其中

当该输入电源为低电压时，该低电压先通过该三电平升压电路进行升压，再通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；

当该输入电源为高电压时，该高电压直接通过该三电平逆变电路进行逆变而输出；

其特征在于，该正升压部分与该正逆变部分构成第一升压-降压电路，用以输出正半周电流波形，而该负升压部分与该负逆变部分构成第二升压-降压电路，用以输出负半周电流波形。

2.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平升压电路包括：

至少一个电感，连接于该输入电源的高压端及低压端其中之一；

利用第一中点彼此串联的第一开关与第二开关，连接到所述至少一个电感；及

利用第二中点彼此串联的第一电容与第二电容，共同通过彼此反向设置的第三开关与第四开关而并联于该第一开关与该第二开关，且该第二中点与该第一中点相连接。

3.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平升压电路为常规升压电路。

4.如权利要求3所述的三相并网交流产生电路，其中该常规升压电路包括：

第一电感，连接于该输入电源的高压端；

第一开关，一端连接于该第一电感，另一端连接于该输入电源的低压端；及

利用第二中点彼此串联的第一电容与第二电容，通过第三开关而连接于该第一电感及该第一开关。

5.如权利要求2或权利要求4所述的三相并网交流产生电路，其中该第一、二开关为金属氧化物半导体场效应晶体管，且该第三、四开关为二极管。

6.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，其中该三电平逆变电路包括：

利用第二中点彼此串联的第一电容与第二电容；及

至少二个彼此并连的逆变器，每一逆变器包括：

利用第三中点彼此反向串联的第五开关与第六开关，该第五开关的另一端连接于第七开关与第八开关之间的第四中点，该第六开关的另一端连接于第九开关与第十开关之间的第五中点，而该第三中点与该第二中点相连接，且该第八开关与该第九开关之间的第六中点用以提供单相输出。

7.如权利要求6所述的三相并网交流产生电路，其中该第七、八、九、十开关为金属氧化物半导体场效应晶体管，且该第五、六开关为二极管。

8.如权利要求6所述的三相并网交流产生电路，其中每一该第六中点还连接于第三电感及第三电容。

9.如权利要求6所述的三相并网交流产生电路，其中该第二中点与该第三中点还连接于三相输出。

10.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，应用于三相三线式电力系统。

11.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，应用于三相四线式电力系统。

12.如权利要求1所述的三相并网交流产生电路，其中该输入电源包括太阳能电池、燃料电池、风力发电、普通电池及蓄电池。

13.一种三相并网交流产生电路的控制方法，应用于权利要求1所述的三相并网交流产生电路，该控制方法包括：

检测该三相并网交流产生电路的电流回路与直流总线电压回路，以产生控制信号；及

利用脉冲宽度调制技术，根据该控制信号的正负，以决定对该第一升压-降压电路或该第二升压-降压电路进行控制。

14.一种三相并网交流产生电路的控制方法，应用于权利要求1所述的三相并网交流产生电路，该控制方法包括：

当该输入电压在高电压与低电压之间转换时，使得该第一升压-降压电路及该第二升压-降压电路分别工作在升压状态与降压状态。

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