CN103187879B - 基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法，基于导抗网络的双向直流变换器，包括蓄电池、低压侧滤波电容、第一有源全桥电路、导抗网络、高频变压器、第二有源全桥电路和高压母线侧滤波电容；数字控制系统，包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括BUCK控制器、BOOST控制器、信号调理器、第一选择开关和第二选择开关。利用导抗网络的基本特征，实现双向直流变换器中两个有源全桥电路的高功率因数运行，可大大降低开关管的电流应力；本发明的系统及方法结合导抗网络的特征，实现了高压侧有源全桥电路的所有开关器件的零电流开通和零电流关断，提高变换器的效率。

Description

基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法

技术领域

本发明涉及一种基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法，属于电力电子变换器及其控制领域。

背景技术

由于双向直流变换器可以实现电路输入、输出侧的能量双向流动，可减小变换器的重量、体积和成本，因而受到广泛的重视。由光伏电池、风电机组作为主要能量来源的新能源发电系统中，在孤岛运行模式下，新能源发电提供电量小于本地负载所需功率时，不足的能量由存储设备通过功率变换器变换后供给；新能源提供电量大于本地负载所需功率时，多余的能量通过变换器储存在存储设备中。因而，新能源发电系统中的存储设备的充、放电可用一套双向DC/DC变换器来实现。

用正激、反激等基本电路构成的双向直流变换器由于变压器磁芯部分磁化，限制了其功率较小。利用半桥、全桥电路结构组成的双向直流变换器可以处理较大的功率，通常可以将其分为电流源双向直流变换器和电压源双向直流变换器，由于电流源双向直流变换器的开关管电压尖峰问题，限制了其广泛使用。通常，电压源型双向直流变换器中变压器两侧都为有源全桥电路，两个全桥电路都采用固定的0.5占空比控制，通过控制全桥电路之间的相移来实现能量的流动大小以及方向，该控制策略的一个缺点是变压器侧的功率因数较小，即存在回流到输入源的电流，器件承受的电流应力较大，直接降低了变换器的效率。为提高变换效率，将变压器两侧全桥都采用移相控制，并且两个全桥电路之间需要移相，虽然该方法取得较好的效果，但控制复杂，且变压器侧功率因数也不是在所有情况下都等于1；或者可以采用一种PWM+移相控制策略，可大大提高变压器侧的功率因数，但是该控制策略针对的是变压器两侧为半桥电路，对传统的全桥电路结构并不适用。

LCL谐振电路在工作频率与其谐振频率相等时，具有导抗网络的特性，即LCL-T型谐振变换器可将输入端的电压源转换为输出端的电流源。目前导抗网络已经取得较广泛的应用，如恒流源供电，电容充电，新型逆变器等，但目前还未发现导抗网络应用于双向直流变换器的相关文献。

发明内容

发明目的：本发明的目的是提供一种适合新能源发电系统应用的基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法；采用导抗网络的基本特性来克服传统的双向直流变换器功率因数低、电流应力大和电压应力大的缺点；同时用较简单的数字控制系统实现高功率因数的功率变换，以减小开关器件的电流应力、提高变换效率。

技术方案：一种基于导抗网络的双向直流变换器，包括低压侧蓄电池、低压侧滤波电容和移相控制的第一有源全桥电路，其中第一有源桥电路包括带反并二极管和体电容的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；所述低压侧蓄电池的正极与低压侧滤波电容一端连接，并且连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；蓄电池的负极与低压侧滤波电容另一端连接，并且连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；基于导抗网络的双向直流变换器还包括导抗网络、高频变压器、第二有源全桥电路和高压母线侧滤波电容；

所述导抗网络包括第一电感、第二电感和谐振电容，其中，第一电感一端连接在第一开关管源极与第三开关管漏极之间，第一电感另一端同时与第二电感一端、谐振电容一端连接；谐振电容的另一端连接在第二开关管源极与第四开关管漏极之间；

所述第二有源桥电路包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；所述高压直流母线滤波电容的一端连接在第五开关管的漏极与第六开关管的漏极之间，高压直流母线滤波电容的另一端连接在第七开关管的源极与第八开关管的源极之间；

所述高频隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，其中原边绕组的同名端与导抗网络第二电感的另一端连接，原边绕组的异名端则同时与导抗网络的谐振电容、第二开关管的源极、第四开关管的漏极连接；副边绕组的同名端连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，副边绕组的异名端连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间。

一种基于导抗网络的双向直流变换器的数字控制系统，包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括BUCK控制器、BOOST控制器、信号调理器、第一选择开关和第二选择开关；

第一电压传感器的输入端连接在低压侧蓄电池的两端，第二电压传感器的输入端连接在高压侧滤波电容的两端，电流传感器输入端与低压侧蓄电池相串联；

BUCK控制器包括第一减法器、第二减法器、蓄电池电压调节器和蓄电池充电电流调节器，其中，第一减法器的正输入端接蓄电池充电最高电压的基准值，第一减法器的负输入端接第一电压传感器的输出端，第一减法器的输出端接蓄电池电压调节器的输入端；第二减法器的正输入端接蓄电池电压调节器的输出端，第二减法器的负输入端接上述电流传感器的输出端，第二减法器的输出端接蓄电池充电电流调节器的输入端；

BOOST控制器包括第三减法器、第四减法器、直流母线电压调节器、蓄电池放电电流调节器和第一反相器，其中，第三减法器的正输入端接直流母线电压基准值，第三减法器的负输入端接第二电压传感器的输出端，第三减法器的输出端接直流母线电压调节器的输入端；第一反相器的输入端接电流传感器的输出端；第四减法器的正输入端接直流母线电压调节器的输出端，第四减法器的负输入端接第一反相器的输出端，第四减法器的输出端接蓄电池放电电流调节器的输入端；

第一选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，所述蓄电池充电电流调节器输出端接第一选择开关的第二端子，所述蓄电池放电电流调节器输出端接第一选择开关第三端子；

信号调理器的第一端子接所述第一选择开关的第一端子，信号调理器的第二端子输出第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号；

第二选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，第二选择开关的第二端子接低电平信号“0”，第二选择开关的第三端子接上述信号调理器的第三端子，第二选择开关的第一端子输出第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。

一种基于导抗网络的双向直流变换器的数字控制方法，包括如下步骤：

采用第一电压传感器检测蓄电池电压的反馈信号，采用电流传感器检测蓄电池的充电电流的反馈信号，将蓄电池最高电压的基准值与蓄电池电压反馈信号相减，得到第一电压误差信号，将第一电压误差信号作为蓄电池电压调节器的输入信号，而蓄电池电压调节器的输出信号作为蓄电池充电电流的基准值，将蓄电池充电电流的基准值与蓄电池充电电流的反馈信号相减得到蓄电池充电电流误差信号，将该蓄电池充电电流误差信号作为蓄电池充电电流调节器的输入信号，蓄电池充电电流调节器的输出信号作为第一备用调制信号；

利用第一反相器将蓄电池的充电电流的反馈信号反相，得到蓄电池的放电电流反馈信号，将高压直流母线电压的基准值与蓄电池的放电电流反馈信号相减，得到第二电压误差信号，将第二电压误差信号作为直流母线电压调节器的输入信号，而高压直流母线电压调节器的输出信号作为蓄电池放电电流的基准值，将蓄电池放电电流的基准值与蓄电池放电电流的反馈信号相减得到蓄电池放电电流误差信号，将该蓄电池放电电流误差信号作为蓄电池放电电流调节器的输入信号，蓄电池放电电流调节器的输出信号作为第二备用调制信号；

通过第一选择开关确定最终的调制信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么蓄电池充电电流调节器的输出信号作为最终调制信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么蓄电池放电电流调节器的输出信号作为最终调制信号；

通过第二选择开关确定最终的第五开关管～第八开关管的驱动信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的第一端子和第三端子接通，那么信号调理器的第三端子输出第五开关管～第八开关管的选择驱动信号传递到第二选择开关的第一端子，并作为第五开关管～第八开关管的驱动信号；当电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么第五开关管～第八开关管的驱动信号都为低电平“0”，第五开关管～第八开关管都处于截止状态，只有对应的反并二极管工作。

有益效果：本发明提供的基于导抗网络的双向直流变换器及其数字控制系统和方法，利用导抗网络的基本特性实现了变压器原边和副边侧的单位功率因数、降低了开关器件的电压和电流应力，实现了变压器副边侧有源全桥电路全部开关器件的零电流开关，极大地提高了功率变换的效率。

附图说明

图1为本发明实施例的双向直流变换器电路及其数字控制系统框图；

图2为本发明实施例应用于光伏并网发电系统中的示意图；

图3为本发明实施例系统信号调理器调理波形图；

图4为导抗网络电路图；

图5为本发明实施例系统在BUCK模式下，一个开关周期内的主要波形图；

图6为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态0时等效电路图；

图7为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态1时等效电路图；

图8为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态2时等效电路图；

图9为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态3时等效电路图；

图10为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态4时等效电路图；

图11为本发明实施例系统在BUCK模式下，模态5时等效电路图；

图12为本发明实施例系统在BOOST模式下，一个开关周期内的主要波形图；

图13为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态0时等效电路图；

图14为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态1时等效电路图；

图15为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态2时等效电路图；

图16为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态3时等效电路图；

图17为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态4时等效电路图；

图18为本发明实施例系统在BOOST模式下，模态5时等效电路图；

图中符号名称：U_in——蓄电池电压；I_in——蓄电池充电电流；C₁——低压蓄电池侧滤波电容；S1～S4——组成第一有源全桥电路的开关管；u₁——第一有源桥电路交流侧电压；i₁——第一有源桥电路交流侧电流；L₁——导抗网络的第一电感；C——导抗网络的谐振电容；L₂——导抗网络的第二电感；T——高频隔离变压器；W1——高频隔离变压器原边绕组；W2——高频隔离变压器副边绕组；n——高频隔离变压器的变比；u_p——高频隔离变压器原边电压；i₁——高频隔离变压器原边电流；u_s——高频隔离变压器副边电压；i_s——高频隔离变压器副边电流；S5～S8——组成第二有源全桥电路的开关管；C₂——高压直流母线侧滤波电容；U_o——高压直流母线侧电压；U_inr——蓄电池充电最高电压基准值；U_inf——蓄电池电压反馈信号；U_ine——蓄电池电压反馈误差信号；u_cr——蓄电池电压调节器输出电压；u_bf——蓄电池充电电流反馈信号；u_ce——蓄电池充电电流反馈误差信号；u_r1——BUCK控制器输出调理电压；U_or——高压直流母线基准值；U_of——高压直流母线电压反馈信号；U_oe——高压直流母线电压反馈误差信号；u_dr——直流母线电压调节器输出电压；u_bnf——蓄电池放电电流反馈信号；u_de——蓄电池放电电流反馈误差信号；u_r2——BOOST控制器输出调理电压；u_S5a～u_S8a——开关管S5～S8的选择驱动信号；u_S1～u_S8——开关管S1～S8的驱动信号。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

如图1所示，基于导抗网络的双向直流变换器，包括低压侧蓄电池、低压侧滤波电容C1、移相控制的第一有源全桥电路、导抗网络、高频变压器T、第二有源全桥电路和高压母线侧滤波电容C₂，以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。

第一有源桥电路具有移相调制特性，包括四个带反并二极管和体电容的开关管S1-S4，其中，开关管S1的源极与开关管S3的漏极连接(在本实施例中，所有开关管的栅极均悬空，故不再赘述)，开关管S2的源极与开关管S4的漏极连接，且开关管S1的漏极连接开关管S2的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的源极；低压侧蓄电池的正极与低压侧滤波电容C₁一端连接，低压侧蓄电池的正极分别连接开关管S1的漏极和开关管S2的漏极；低压侧蓄电池的负极与低压侧滤波电容C₁另一端连接，并且低压侧蓄电池的负极分别连接开关管S3的源极和开关管S4的源极。

导抗网络包括电感L₁，电感L₂，导抗网络的谐振电容C，其中，电感L₁分别连接开关管S1的源极和开关管S3的漏极，电感L₁的另一端同时与电感L₂的一端、电容C的一端连接；电容C的另一端分别连接开关管S2的源极和开关管S4的漏极；

第二有源桥电路包括四个带反并二极管的开关管S5-S8，开关管S5的源极与开关管S7的漏极连接，开关管S6的源极与开关管S8的漏极连接，且开关管S5的漏极连接开关管S6的漏极，开关管S7的源极连接开关管S8的源极；高压直流母线滤波电容C₂的一端分别连接开关管S5的漏极和开关管S6的漏极，高压直流母线滤波电容C₂的另一端分别连接开关管S7的源极和开关管S8的源极；

高频隔离变压器包括原边绕组W1和副边绕组W2，其中W1的同名端与电感L₂的另一端连接，原边绕组W1的异名端则同时与电容C的另一端、开关管S2的源极、开关管S4的漏极连接；副边绕组W2的同名端分别连接开关管S5的源极和开关管S7的漏极，副边绕组W2的异名端分别连接开关管S6的源极和开关管S8的漏极；

基于前述导抗网络的双向DC/DC变换器的数字控制系统，配合图1所示，控制系统包括电压传感器1、电压传感器2、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括BUCK控制器、BOOST控制器、信号调理器、第一选择开关K1和第二选择开关K2；

电压传感器1的输入端连接在低压侧蓄电池的两端，电压传感器2的输入端连接在高压侧滤波电容C₂的两端，电流传感器输入端与低压侧蓄电池相串联；

BUCK控制器包括第一减法器、第二减法器、蓄电池电压调节器、蓄电池充电电流调节器，其中，第一减法器的正输入端接蓄电池充电的最高电压基准值U_inr，第一减法器的负输入端接上述电压传感器1的输出端，第一减法器的输出端接蓄电池电压调节器的输入端；第二减法器的正输入端接蓄电池电压调节器的输出端，第二减法器的负输入端接上述电流传感器的输出端，第二减法器的输出端接蓄电池充电电流调节器的输入端；

BOOST控制器包括第三减法器、第四减法器、直流母线电压调节器、蓄电池放电电流调节器、第一反相器，其中，第三减法器的正输入端接直流母线电压基准值U_or，第三减法器的负输入端接上述电压传感器2的输出端，第三减法器的输出端接直流母线电压调节器的输入端；第一反相器的输入端接上述电流传感器的输出端；第四减法器的正输入端接直流母线电压调节器的输出端，第四减法器的负输入端接第一反相器的输出端，第四减法器的输出端接蓄电池放电电流调节器的输入端；

第一选择开关K1为一个三端数字单刀双掷开关，蓄电池充电电流调节器输出端接开关K1的端子2，蓄电池放电电流调节器输出端接开关K1的端子3；

信号调理器的端子1接上述第一选择开关K1的端子1，信号调理器的端子2输出开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号u_S1、u_S2、u_S3、u_S4；

第二选择开关K2为一个三端数字单刀双掷开关，开关K2的端子2接低电平信号“0”，开关K2的第三端子接上述信号调理器的端子3，开关K2的端子1输出开关管S5、S6、S7、S8的驱动信号。

本实施例工作时，首先采用电压传感器1检测蓄电池电压U_in的反馈信号U_inf，采用电流传感器检测蓄电池的充电电流I_in的反馈信号u_bf，将蓄电池最高电压的基准值U_inr与蓄电池电压反馈信号U_inf相减，得到电压误差信号U_ine，将电压误差信号U_ine作为蓄电池电压调节器的输入信号，而蓄电池电压调节器的输出信号u_cr作为蓄电池充电电流的基准值，将蓄电池充电电流的基准值u_cr与蓄电池充电电流的反馈信号u_bf相减得到蓄电池充电电流误差信号u_ce，将该蓄电池充电电流误差信号u_ce作为蓄电池充电电流调节器的输入信号，蓄电池充电电流调节器的输出信号为u_r1，信号u_r1作为第一备用调制信号；

利用第一反相器将蓄电池的充电电流I_in的反馈信号u_bf反相，得到蓄电池的放电电流反馈信号u_bnf，将高压直流母线电压的基准值U_or与蓄电池的放电电流反馈信号u_bnf相减，得到电压误差信号U_oe，将电压误差信号U_oe作为直流母线电压调节器的输入信号，而高压直流母线电压调节器的输出信号u_dr作为蓄电池放电电流的基准值，将蓄电池放电电流的基准值u_dr与蓄电池放电电流的反馈信号u_bnf相减得到蓄电池放电电流误差信号u_de，将该蓄电池放电电流误差信号u_de作为蓄电池放电电流调节器的输入信号，蓄电池放电电流调节器的输出信号为u_r2，信号u_r2作为第二备用调制信号；

通过第一选择开关K1确定最终的调制信号；当电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的端子1和端子2接通，那么信号u_r1作为最终调制信号；当电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的端子1和端子3接通，那么信号u_r2作为最终调制信号；

通过第二选择开关K2确定最终的开关管S5～S8的驱动信号；当电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的端子1和端子3接通，那么信号调理器的端子3输出信号u_S5a～u_S8a传递到开关K2的1端，并作为开关管S5～S8的驱动信号u_S5～u_S8；当电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的端子1和端子2接通，那么开关管S5～S8的驱动信号u_S5～u_S8都为低电平“0”，开关管S5～S8都处于截止状态，只有对应的反并二极管工作。

将本上述实施例应用于光伏并网发电系统如图2所示，光伏电池通过防反二极管接到实现最大功率点跟踪(MPPT)的直流变换器输入端，该直流变换器的输出即为高压直流母线端，高压直流母线作为并网逆变器的输入，并网逆变器的输出接本地负载，并且通过静态开关连接至交流电网。本发明所提基于导抗网络的双向直流变换器一侧接低压蓄电池，另一侧接高压直流母线。当电网正常工作时，通过逻辑判断，双向直流变换器处于BUCK模式，光伏电池所发电能一方面给蓄电池充电，多余的能量通过并网逆变器输送给本地负载和电网；当电网故障时，通过逻辑判断，光伏电池所提供能量不足以完全供给本地负载时，双向直流变换器处于BOOST模式，本地负载所需能量的不足部分由蓄电池提供。

图1中，信号调理器实现方法的示意图如图3所示（其中，T1CTR～T3CTR——DSP中计时器T1～T3的计时值；T1PR～T3PR——DSP中计时器T1～T3的周期值；）。三个数字计时器T1～T3，计时器T1、T2的周期相等，即T1PR=T2PR，并且设置为增、减计时模式，T3设置为连续增计数模式，并且周期为T1、T2周期的两倍，即

2×T1PR=2×T2PR=T3PR    （1）

且计时器T1、T2、T3的保持同步。在计时器T1、T2增计时时，对应计时器T1、T2的比较值CMPR1、CMPR2为

CMPR1=0.5×u_r    （2）

CMPR2=T1PR-0.5×u_r    （3）

在计时器T1、T2减计时时，对应计时器T1、T2的比较值CMPR1、CMPR2为

CMPR1=T1PR-0.5×u_r    （4）

CMPR2=0.5×u_r    （5）

根据CMPR1、CMPR2的值确定开关管S1～S4的驱动信号。计时器T3的比较值CMPR3为

CMPR3=0.5×T3PR    （6）

按照式(2)～式(6)的调理关系，可以得到第一有源全桥电路是移相控制的，并且得到的第一有源全桥电路交流侧电压u₁的波形如图3所示。

导抗网络部分的电路结构如图4所示，图中令L₁=L₂=L，则u₁、u_p、i₁和i_p之间的关系为

$\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ i_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}& \mathrm{j\ωL}(2-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC})\\ \mathrm{j\ωC}& 1-{\mathrm{\ω}}^2\mathrm{LC}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_p\\ i_p\end{array}\right]$     (7)

如果u₁的频率等于导抗变换器的谐振频率ω_r，即

${\mathrm{\ω}}_r=1/\sqrt{\mathrm{LC}}$     (8)

式(7)可以简化成

$\left[\begin{array}{c}{u}_i\\ i_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& j{Z}_0\\ j/Z_0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_t\\ i_2\end{array}\right]$     (9)

其中

$Z_0=\sqrt{L/C}$     (10)

Z₀为谐振阻抗。可以看出导抗网络的输出电流i_p与输入电压u₁严格的呈现线性关系，并且相位滞后90°。因此输入电压源经过导抗变换器后变成了幅值成比例、相位滞后90°的输出电流源；此外，还可以看出，导抗网络的输入电流i₁与输出电压u_p严格的呈现线性关系，并且相位超前90°。因此导抗网络的输入电流与输出电流受输出电压与输入电压的控制，利用该特性，通过对开关管的控制，可实现能量的不同方向流动。

基于导抗网络的双向直流变换器，其工作模式有BUCK模式和BOOST模式，以下将对本发明的工作模态进行详细分析。

当本发明电路处于BUCK模式时，一个开关周期内的波形如图5所示，由于导抗网络兼有滤波器的功能，因此导抗网络的输入电流和输出电流近似为正弦波：

开关模态0（配合图6所示）：

t₀时刻以前，S1、S4、S6、S7同时导通，导抗网络输入电压u₁等于U_in，输出电压u_p等于-(U_o/n)，其中，n为变压器变比，导抗网络输入电流i₁为负，输出电流i_p为正，因此，S1、S4的反并二极管导通，能量从高压侧流向低压侧。t₀时刻，开关管S1关断，不影响电路工作状态。

开关模态1（配合图7所示）：

t₁时刻，开关管S3开通，电流从开关管S1反并二极管换流到开关管S3，电路其余状态不变，从高压侧输出的能量存储在导抗网络中。

开关模态2（配合图8所示）：

t₂时刻，流过导抗网络的电流由负变正，则流经开关管S3和流经开关管S4反并二极管的电流换流到开关管S3的反并二极管和开关管S4中，电路其余状态不变，从高压侧输出的能量存储在导抗网络中。

开关模态3（配合图9所示）：

t₃时刻，开关管S4关断，电感L₁与开关管S3、S4的体电容发生谐振，开关管S3两端电压逐渐减小，而开关管S4两端电压逐渐增大，因此开关管S4为零电压关断。

开关模态4（配合图10所示）：

t₄时刻，开关管S3两端电压减小到零，开关管S4端电压增加到输入电压U_in，此时开关管S2的反并二极管导通，因此，开关管S2为零电压开通。t₅时刻，开关管S2开通，电路工作状态不变。

开关模态5（配合图11所示）：

t₆时刻，导抗网络输出电流极性由正变负，并且开关管S6、S7关断，开关管S5、S8开通，因此开关管S6、S7为零电流关断，开关管S5、S8零电流开通。

t₇时刻，开关管S3关断，下半个工作周期开始，与前面5个开关模态工作相对称，这里不再赘述。

当本发明电路处于BOOST模式时，一个开关周期内的波形如图12所示，由于导抗网络兼有滤波器的功能，因此导抗网络的输入电流和输出电流近似为正弦波：

]开关模态0（配合图13所示）：

t₀时刻以前，S1、S4同时导通，导抗网络输入电压u₁等于U_in，电流i₁为正，导抗网络输出电流i_p为正，因此，开关管S5、S8的反并二极管开通，导抗网络输出电压u_p等于(U_o/n)，其中，n为变压器变比。

开关模态1（配合图14所示）：

t₀时刻，S1关断，L₁与开关管S1、S3的体电容谐振，S1两端电压线性上升，S1为零电压关断。由于L₁相对于开关管体电容的数量级很大，所以本谐振过程基本不影响导抗网络内部的谐振。t₁时刻，S1两端电压等于0，开关管S3的反并二极管零电压导通。

开关模态2（配合图15所示）：

t₁时刻后，开关管S3的反并二极管导通，导抗网络输入电压等于0。t₂时刻，S3开通，电路工作状态维持不变。t₃时刻，导抗网络输入电流由正开始变负。

开关模态3（配合图16所示）：

t₃时刻，导抗网络输入电流由正开始变负，流经开关管S3的反并二极管、开关管S4的电流换流至开关管S3和S4的反并二极管。t₄时刻，S4控制信号关断，电路工作状态不变。t₅时刻，S3控制信号开通。

开关模态4（配合图17所示）：

t₅时刻，S2控制信号开通，电流迅速由开关管S4的反并二极管换流到S2。t₆时刻，导抗网络输出电流由正变负。

开关模态5（配合图18所示）：

t₆时刻，导抗网络输出电流由正变负，因此电流从开关管S5、S8的反并二极管换流到S6和S7的反并二极管，导抗网络所存储的能量继续传递到高压侧。t₇时刻后，下半个工作周期开始，工作过程与前半周期相对应。

综上所述，本发明是一种基于导抗网络的双向直流变换器，利用导抗网络的基本特征，实现双向直流变换器中两个有源全桥电路的高功率因数运行，可大大降低开关管的电流应力；此外本发明的控制系统及控制方法结合导抗网络的特征，实现了高压侧有源全桥电路的所有开关器件的零电流开通和零电流关断，可大大提高变换器的效率。本发明特别适用于新能源发电的蓄电池充、放电，当新能源发电大于本地负载需求且蓄电池储存电量不足时，本发明电路可以为蓄电池充电；当电网断电，并且新能源发电装置所发电能小于本地负载需求时，本发明电路可以为直流母线供电，以保证本地负载稳定运行。本发明采用1套变换器实现了能量的双向流动，具有输入、输出高频电气隔离，体积小、重量轻、效率高、有源桥交流侧功率因数高和开关器件实现软开关的特点。

Claims (2)

1.一种基于导抗网络的双向直流变换器，包括低压侧蓄电池、低压侧滤波电容和移相控制的第一有源全桥电路，其中第一有源全桥电路包括带反并二极管和体电容的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；所述低压侧蓄电池的正极与低压侧滤波电容一端连接，并且连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；蓄电池的负极与低压侧滤波电容另一端连接，并且连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；其特征在于：还包括导抗网络、高频变压器、第二有源全桥电路和高压母线侧滤波电容；

所述导抗网络包括第一电感、第二电感和谐振电容，其中，第一电感一端连接在第一开关管源极与第三开关管漏极之间，第一电感另一端同时与第二电感一端、谐振电容一端连接；谐振电容的另一端连接在第二开关管源极与第四开关管漏极之间；

所述第二有源全桥电路包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；所述高压直流母线滤波电容的一端连接在第五开关管的漏极与第六开关管的漏极之间，高压直流母线滤波电容的另一端连接在第七开关管的源极与第八开关管的源极之间；

所述高频隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，其中原边绕组的同名端与导抗网络第二电感的另一端连接，原边绕组的异名端则同时与导抗网络的谐振电容、第二开关管的源极、第四开关管的漏极连接；副边绕组的同名端连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，副边绕组的异名端连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间；

双向直流变换器的数字控制系统，包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括BUCK控制器、BOOST控制器、信号调理器、第一选择开关和第二选择开关；

第一电压传感器的输入端连接在低压侧蓄电池的两端，第二电压传感器的输入端连接在高压侧滤波电容的两端，电流传感器输入端与低压侧蓄电池相串联；

BUCK控制器包括第一减法器、第二减法器、蓄电池电压调节器和蓄电池充电电流调节器，其中，第一减法器的正输入端接蓄电池充电最高电压的基准值，第一减法器的负输入端接上述第一电压传感器的输出端，第一减法器的输出端接蓄电池电压调节器的输入端；第二减法器的正输入端接蓄电池电压调节器的输出端，第二减法器的负输入端接上述电流传感器的输出端，第二减法器的输出端接蓄电池充电电流调节器的输入端；

BOOST控制器包括第三减法器、第四减法器、直流母线电压调节器、蓄电池放电电流调节器和第一反相器，其中，第三减法器的正输入端接直流母线电压基准值，第三减法器的负输入端接上述第二电压传感器的输出端，第三减法器的输出端接直流母线电压调节器的输入端；第一反相器的输入端接上述电流传感器的输出端；第四减法器的正输入端接直流母线电压调节器的输出端，第四减法器的负输入端接第一反相器的输出端，第四减法器的输出端接蓄电池放电电流调节器的输入端；

第一选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，所述蓄电池充电电流调节器输出端接第一选择开关的第二端子，所述蓄电池放电电流调节器输出端接第一选择开关第三端子；

信号调理器的第一端子接所述第一选择开关的第一端子，信号调理器的第二端子输出第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号；

第二选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，第二选择开关的第二端子接低电平信号“0”，第二选择开关的第三端子接上述信号调理器的第三端子，第二选择开关的第一端子输出第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。

2.一种基于导抗网络的双向直流变换器的数字控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

采用第一电压传感器检测蓄电池电压的反馈信号，采用电流传感器检测蓄电池的充电电流的反馈信号，将蓄电池最高电压的基准值与蓄电池电压反馈信号相减，得到第一电压误差信号，将第一电压误差信号作为蓄电池电压调节器的输入信号，而蓄电池电压调节器的输出信号作为蓄电池充电电流的基准值，将蓄电池充电电流的基准值与蓄电池充电电流的反馈信号相减得到蓄电池充电电流误差信号，将该蓄电池充电电流误差信号作为蓄电池充电电流调节器的输入信号，蓄电池充电电流调节器的输出信号作为第一备用调制信号；

利用第一反相器将蓄电池的充电电流的反馈信号反相，得到蓄电池的放电电流反馈信号，将高压直流母线电压的基准值与蓄电池的放电电流反馈信号相减，得到第二电压误差信号，将第二电压误差信号作为直流母线电压调节器的输入信号，而高压直流母线电压调节器的输出信号作为蓄电池放电电流的基准值，将蓄电池放电电流的基准值与蓄电池放电电流的反馈信号相减得到蓄电池放电电流误差信号，将该蓄电池放电电流误差信号作为蓄电池放电电流调节器的输入信号，蓄电池放电电流调节器的输出信号作为第二备用调制信号；

通过第一选择开关确定最终的调制信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么蓄电池充电电流调节器的输出信号作为最终调制信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么蓄电池放电电流调节器的输出信号作为最终调制信号；

通过第二选择开关确定最终的第五开关管~第八开关管的驱动信号；当基于导抗网络的双向直流变换器电路工作于BUCK模式时，第一选择开关的第一端子和第三端子接通，那么信号调理器的第三端子输出第五开关管~第八开关管的选择驱动信号传递到第二选择开关的第一端子，并作为第五开关管~第八开关管的驱动信号；当电路工作于BOOST模式时，第一选择开关的第一端子和第二端子接通，那么第五开关管~第八开关管的驱动信号都为低电平“0”，第五开关管~第八开关管都处于截止状态，只有对应的反并二极管工作。