CN104184323A - 一种双向dc/dc变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双向DC/DC变换电路，该双向DC/DC变换电路包括高频变压器及分别设置在高频变压器的一次侧和二次侧的第一方波发生器和第二方波发生器，还包括：连接在所述第一方波发生器和高频变压器的一次绕组之间的第一谐振网络电路；及连接在所述第二方波发生器和所述高频变压器的二次绕组之间的第二谐振网络电路，而且，所述第一网络电路所提供的谐振频率与所述第二网络电路所提供的谐振频率相同。实施本发明的技术方案，由于两个谐振网络电路的两个谐振腔有且仅有两个谐振频率，所以使得高频变压器的一次侧和二次侧的电流均为正弦波形，因此在能量双向流通时均可实现软开关，减少电路损耗，提高该双向DC/DC变换电路的效率。

Description

一种双向DC/DC变换电路

技术领域

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种双向DC/DC变换电路。

背景技术

传统的双向变换电路大多采用硬开关技术实现，即便有部分电路采用软开关电路，但这些电路一般亦只实现了能量单向传输时的软开关，而无法实现能量的双向传输软开关，因此，系统效率较为低下，造成能量的浪废。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述效率低的缺陷，提供一种效率高的双向DC/DC变换电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种双向DC/DC变换电路，包括高频变压器及分别设置在所述高频变压器的一次侧和二次侧的第一方波发生器和第二方波发生器，其特征在于，所述双向DC/DC变换电路还包括：

连接在所述第一方波发生器和所述高频变压器的一次绕组之间的第一谐振网络电路；及

连接在所述第二方波发生器和所述高频变压器的二次绕组之间的第二谐振网络电路，而且，

所述第一网络电路所提供的谐振频率与所述第二网络电路所提供的谐振频率相同。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第一谐振网络电路包括第一电感、第二电感和第一电容，其中，所述第一电感的第一端连接所述第一方波发生器的第一输出端，所述第一电感的第二端连接所述高频变压器的一次绕组的第一端；所述第二电感与所述高频变压器的一次绕组并联；所述第一电容的第一端连接所述高频变压器的一次绕组的第二端，所述第一电容的第二端连接所述第一方波发生器的第二输出端；

所述第二谐振网络电路包括第三电感、第四电感和第二电容，其中，所述第三电感的第一端连接所述第二方波发生器的第一输入端，所述第三电感的第二端连接所述高频变压器的二次绕组的第一端；所述第四电感与所述高频变压器的二次绕组并联；所述第二电容的第一端连接所述高频变压器的二次绕组的第二端，所述第二电容的第二端连接所述第二方波发生器的第二输入端；而且，

所述第一电感和所述第三电感的电感值比与所述高频变压器的变比相关；

所述第二电感和所述第四电感的电感值比与所述高频变压器的变比相关；

所述第一电容和所述第二电容的电容值比与所述高频变压器的变比相关。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第一电感和所述第三电感由所述高频变压器的漏感实现；或者，

所述第一电感和所述第三电感由单独的外部电感实现。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第二电感和所述第四电感由所述高频变压器的励磁电感实现；或者，

所述第二电感和所述第四电感由单独的外部电感实现。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第一方波发生器和所述第二方波发生器还分别通过调整所述高频变压器一次侧电流和二次侧电流的相位延迟来控制能量流通方向。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第一方波发生器和所述第二方波发生器还分别通过调节工作频率来调节所述双向DC/DC变换电路的输出电压。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第一方波发生器为全桥电路或半桥电路。

在本发明所述的双向DC/DC变换电路中，所述第二方波发生器为全桥电路或半桥电路。

本发明的有益效果是：由于两个谐振网络电路的两个谐振腔有且仅有两个谐振频率，所以使得高频变压器的一次侧和二次侧的电流均为正弦波形，因此在能量双向流通时均可实现软开关，减少电路损耗，提高该双向DC/DC变换电路的效率。

另外，第一方波发生器和第二方波发生器还分别通过调整高频变压器一次侧电流和二次侧电流的相位延迟来控制能量流通方向，及分别通过调节工作频率来调节双向DC/DC变换电路的输出电压。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明双向DC/DC变换电路实施例一的电路图；

图2A是工作频率在f2、f1之间时，一次侧开关管的波形图和电流图；

图2B是工作频率在f2、f1之间时，二次侧开关管的波形图和电流图；

图2C是工作频率在f2、f1之间时，一、二次侧开关管的波形图和电流图；

图3A是工作频率等于f1时，一次侧开关管的波形图和电流图；

图3B是工作频率等于f1时，二次侧开关管的波形图和电流图；

图3C是工作频率等于f1时，一、二次侧开关管的波形图和电流图；

图4A是工作频率大于f1时，一次侧开关管的波形图和电流图；

图4B是工作频率大于f1时，二次侧开关管的波形图和电流图；

图4C是工作频率大于f1时，一、二次侧开关管的波形图和电流图；

图5是双向DC/DC变换电路归一化增益曲线图。

具体实施方式

图1是本发明双向DC/DC变换电路实施例一的电路图，该双向DC/DC变换电路包括高频变压器11、设置在该高频变压器11一次侧的第一方波发生器12、第一谐振网络电路14，及设置在该高频变压器11二次侧的第二方波发生器13、第二谐振网络电路15，其中，第一谐振网络电路14连接在第一方波发生器12和高频变压器11的一次绕组之间，第二谐振网络电,15连接在第二方波发生器13和高频变压器11的二次绕组之间，即，第一谐振网络电路14和第二谐振网络电路15相对于高频变压器11对称设置。而且，第一网络电路14所提供的谐振频率与第二网络电路15所提供的谐振频率相同。另外，在该实施例中，在该高频变压器11的一次侧接入输入电源16，在其二次侧接负载18，同时，将输出滤波器17并联在负载18两端，输出滤波器17可选用滤波电容Cout，用于滤除高频脉动并为负载18提供一无脉动的恒定输出电压。当然，也可将输入电源16与负载RL互换位置，即，输入电源16设置在高频变压器11的二次侧，负载18设置在高频变压器11的一次侧。

另外，在该实施例中，第一方波发生器12和第二方波发生器13均为全桥电路。其中，第一方波发生器12含有四个开关管SW1～SW4，第一谐振网络电路14跨接于全桥桥臂中点端子处(A，B)，以在开关管SW1～SW4开关工作时接收方波信号。同样地，第二谐振网络电路15跨接于输出整流全桥桥臂(SW5～SW8)中心点处(C，D)。而且，对于施加于SW1～SW4的控制信号，SW1与SW4为同步信号，SW2与SW3为同步信号。而SW1/SW4与SW2/SW3为互补信号，占空比均为0.5（不考虑死区时间）。对于施加于SW5～SW8的控制信号，SW5与SW8为同步信号，SW6与SW7为同步信号。而SW5/SW8与SW6/SW7为互补信号。占空比依照工作区不同有所不同.而SW1～SW4与SW5～SW8的信号超前与滞后则可以控制能量的流动方向。当然，在其它实施例中，该全桥电路也可用半桥电路替换。

第一谐振网络电路14包括第一电感Lrp、第二电感Lp和第一电容Crp，其中，第一电感Lrp的第一端连接第一方波发生器12的第一输出端，第一电感Lrp的第二端连接高频变压器11的一次绕组的第一端；第二电感Lp与高频变压器11的一次绕组并联；第一电容Crp的第一端连接高频变压器11的一次绕组的第二端，第一电容Crp的第二端连接第一方波发生器12的第二输出端。而且，在该第一谐振网络电路14中，第一电容Crp和第一电感Lrp的作用是提供一次侧第一谐振频率，由frp表示；第一电容Crp、第一电感Lrp和第二电感Lp的作用是提供第二谐振频率，由fmp表示，且fmp<frp。

第二谐振网络电路15包括第三电感Lrs、第四电感Ls和第二电容Crs，其中，第三电感Lrs的第一端连接第二方波发生器13的第一输入端，第三电感Lrs的第二端连接高频变压器11的二次绕组的第一端；第四电感Ls与高频变压器11的二次绕组并联；第二电容Crs的第一端连接高频变压器11的二次绕组的第二端，第二电容Crs的第二端连接第二方波发生器13的第二输入端。而且，在该第二谐振网络电路15中，第二电容Crs和第三电感Lrs的作用是提供二次侧第一谐振频率，由frs表示；第二电容Crs、第三电感Lrs和第四电感Ls的作用是提供第二谐振频率，由fms表示，且fms<frs。

在此需说明的是，第一电感Lrp和第三电感Lrs由高频变压器11的漏感实现；或者，第一电感Lrp和第三电感Lrs由单独的外部电感实现。同样地，第二电感Lp和第四电感Ls由高频变压器11的励磁电感实现；或者，第二电感Lp和第四电感Ls由单独的外部电感实现。

而且，为实现电路的对称性，第一电感Lrp和第三电感Lrs的电感值比与高频变压器的变比相关；第二电感Lp和第四电感Ls的电感值比与高频变压器的变比相关；第一电容Crp和第二电容Crs的电容值比与高频变压器的变比相关。具体为：若设高频变压器11的变比为n，则这两个谐振网络电路14、15的两个谐振腔的电感和电容是按如下关系确定：

Lrp:=n²·Lrs,      (1)

$\mathrm{Crp}:=\frac{\mathrm{Crs}}{n^2},---\left(2\right)$

Lp:=n²·Ls      (3)

若按上式确定谐振参数后，fmp近似等于fms，frp近似等于frs。但在一定误差范围内,本电路依然可有效工作，而且，该电路工作频率大于fmp(fsp)。因此，可得谐振腔有且仅有两个谐振频率：

$f1:=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{\mathrm{Lrp}\&CenterDot;\mathrm{Crp}}}---\left(4\right)$

$f2:=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{(\mathrm{Lrp}+\mathrm{Lp})\&CenterDot;\mathrm{Crp}}}---\left(5\right)$

在该实施例中，由于两个谐振网络电路14、15的两个谐振腔有且仅有两个谐振频率，所以使得高频变压器11的一次侧和二次侧的电流均为正弦波形，因此在能量双向流通时均可实现软开关，减少电路损耗，提高该双向DC/DC变换电路的效率。

进一步地，第一方波发生器12和第二方波发生器13还分别通过调整高频变压器11一次侧电流和二次侧电流的相位延迟来控制能量流通方向，及分别通过调节工作频率来调节双向DC/DC变换电路的输出电压。

下面根据开关频率fsw的范围划分,该电路可依以下三种方式进行工作,分别说明如下:

（1）f2<fsw<f1时的工作过程

参照图2A～2C，其中，Vgs4为开关管SW1、SW4的驱动脉冲，Vgs3为开关管SW2、SW3的驱动脉冲，Vds4为开关管SW1、SW4的漏-源电压，Vds3为开关管SW2、SW3的漏-源电压，irp为高频变压器一次侧的电流；Vgs8为开关管SW8、SW5的驱动脉冲，Vgs7为开关管SW7、SW6的驱动脉冲，Vds8为开关管SW8、SW5的漏-源电压，Vds7为开关管SW7、SW6的漏-源电压，irs为高频变压器二次侧的电流。由图可知，在开关频率介于两谐振频率f1、f2之间时的工作状态下,二次侧的谐振元件中的电流超前于一次侧谐振元件中电流，其工作过程大致可分为以下几个过程，A、B点电压Vab=Vin时,输入直流电压施加于一次谐振回路上,电流在第一电感Lrp、Crp上共振，以正弦波形式输送能量。而对于二次侧谐振回路而言,因为变压器为方波电压提供侧，而自然谐振频率fsr大于方波频率，所以超前于一次侧电流。

（2）fsw=f1时的工作过程

参照图3A～3C，当开关频率fsw与串联谐振频率f1相等时，当A、B点电压Vab在+Vin与-Vin之间以频率f1切换时,图中显示谐振电流ir(t)为一正弦波形,输入电压Vin与输出电压Vo间的关系如下式表示：

V0=Vin/n     (6)

其中n为理想变压器匝比，为变压器一次侧绕组匝数除以二次侧绕组匝数比。

（3）fsw>f1时的工作过程

参照图4A～4C，当开关频率fsw大于串联谐振频率f1时,其工作过程类似于开关频率fsw介于f1、f2之间时的工作过程，但电流时延不一致。

另外，依照基波分析法可以得到本电路的归一化变换公式：

$H1(\mathrm{fsw},r)=\left|\frac{\frac{(i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lp}\&CenterDot;\mathrm{Zac}1(\mathrm{fsw},r))\mathrm{Rac}\left(r\right)}{(i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lp}+\mathrm{Zac}1(\mathrm{fsw},r))\&CenterDot;\mathrm{Zac}(\mathrm{fsw},r)}}{\mathrm{Zp}(\mathrm{fsw},r)}\right|$

其中，H1(fsw,r)为该双向DC/DC变换电路的归一化放大比，fsw为电路开关频率,r为等效负载电阻，而且，

w（fsw）=2π·fsw

$\mathrm{Zac}(\mathrm{fsw},r)=i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lrs}+\frac{1}{i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Crs}}+8\&CenterDot;\frac{r}{{\mathrm{\&pi;}}^2}$

Zac1(fsw,r)=n²·Zac(fsw,r)

$\mathrm{Rac}\left(r\right)=8\&CenterDot;\frac{r}{{\mathrm{\&pi;}}^2}$

$\mathrm{Zp}(\mathrm{fsw},r)=i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lrp}+\frac{(i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lp}\&CenterDot;\mathrm{Zac}1(\mathrm{fsw},r))}{(i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Lp}+\mathrm{Zac}1(\mathrm{fsw},r))}+\frac{1}{i\&CenterDot;w\left(\mathrm{fsw}\right)\&CenterDot;\mathrm{Crp}}$

对这归一化变换公式进行曲线拟合，对于四种不同的负载，该双向DC/DC变换电路的归一化放大比曲线L1、L2、L3、L4如图5所示，由图可知，通过调节工作频率来调节双向DC/DC变换电路的输出电压。

以上具体实施方式对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。

Claims (8)

1.一种双向DC/DC变换电路，包括高频变压器及分别设置在所述高频变压器的一次侧和二次侧的第一方波发生器和第二方波发生器，其特征在于，所述双向DC/DC变换电路还包括：

连接在所述第一方波发生器和所述高频变压器的一次绕组之间的第一谐振网络电路；及

连接在所述第二方波发生器和所述高频变压器的二次绕组之间的第二谐振网络电路，而且，

所述第一网络电路所提供的谐振频率与所述第二网络电路所提供的谐振频率相同。

2.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第一谐振网络电路包括第一电感（Lrp）、第二电感（Lp）和第一电容（Crp），其中，所述第一电感（Lrp）的第一端连接所述第一方波发生器的第一输出端，所述第一电感（Lrp）的第二端连接所述高频变压器的一次绕组的第一端；所述第二电感（Lp）与所述高频变压器的一次绕组并联；所述第一电容（Crp）的第一端连接所述高频变压器的一次绕组的第二端，所述第一电容（Crp）的第二端连接所述第一方波发生器的第二输出端；

所述第二谐振网络电路包括第三电感（Lrs）、第四电感（Ls）和第二电容（Crs），其中，所述第三电感（Lrs）的第一端连接所述第二方波发生器的第一输入端，所述第三电感（Lrs）的第二端连接所述高频变压器的二次绕组的第一端；所述第四电感（Ls）与所述高频变压器的二次绕组并联；所述第二电容（Crs）的第一端连接所述高频变压器的二次绕组的第二端，所述第二电容（Crs）的第二端连接所述第二方波发生器的第二输入端；而且，

所述第一电感（Lrp）和所述第三电感（Lrs）的电感值比与所述高频变压器的变比相关；

所述第二电感（Lp）和所述第四电感（Ls）的电感值比与所述高频变压器的变比相关；

所述第一电容（Crp）和所述第二电容（Crs）的电容值比与所述高频变压器的变比相关。

3.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第一电感（Lrp）和所述第三电感（Lrs）由所述高频变压器的漏感实现；或者，

所述第一电感（Lrp）和所述第三电感（Lrs）由单独的外部电感实现。

4.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第二电感（Lp）和所述第四电感（Ls）由所述高频变压器的励磁电感实现；或者，

所述第二电感（Lp）和所述第四电感（Ls）由单独的外部电感实现。

5.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第一方波发生器和所述第二方波发生器还分别通过调整所述高频变压器一次侧电流和二次侧电流的相位延迟来控制能量流通方向。

6.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第一方波发生器和所述第二方波发生器还分别通过调节工作频率来调节所述双向DC/DC变换电路的输出电压。

7.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第一方波发生器为全桥电路或半桥电路。

8.根据权利要求1所述的双向DC/DC变换电路，其特征在于，所述第二方波发生器为全桥电路或半桥电路。