CN111600502A - 一种ccm单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法 - Google Patents

一种ccm单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法。本发明所提逆变器与传统Boost集成式升压逆变器相比，仅增加了1个电感、1个电容和1个二极管，就实现了CCM模式下高增益升压逆变。由于输入电流连续，因而电感和功率管的电流应力和通态损耗会大幅度减小，且升压能力不会随着负载功率急剧变化，提高了系统可靠性；而且，升压桥臂可以采用PWM控制来进行调压，因此适用于光伏发电、独立逆变等各种输出功率无法调节、输入电压宽范围变化的升压逆变场合，应用范围更广。此外，其还具有升压能力强、变换效率较高、电容电压应力低、结构简单、成本低等优点。

Description

一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法
技术领域
本申请涉及一种逆变器及其控制方法，具体涉及一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法。
背景技术
近年来，可再生能源分布式发电系统得到了快速发展。在这些电源系统中，输入侧通常为光伏电池、燃料电池或蓄电池，其输出电压较低，且波动范围较大。因此，为了满足电网或交流负载设备的电压要求，分布式发电系统普遍采用Boost变换器级联电压源型全桥逆变器的两级式结构。该方案控制较为简单，但器件数量多，成本较高，体积较大。为此，有学者提出了集成式升压逆变器，其通过复用部分功率管，将前级升压变换器与后级全桥逆变器集成在一起，显著减少了元件数量，降低了成本，且系统集成度大幅提升。
单相集成式逆变器可分成两类：双桥臂集成和单桥臂集成。相比于前者，单桥臂集成升压逆变器减少了一个防反二极管，在结构、成本和效率上更具优势。图1所示为传统单桥臂集成Boost逆变器，其通过复用全桥逆变器左桥臂的上下功率管(左桥臂的下管作为Boost变换器的开关管，上管的反并二极管作为Boost变换器的升压二极管)，实现了Boost变换器和全桥逆变器的集成。但受单桥臂集成式拓扑调制策略上的限制，其在输入电感电流连续模式(Continuous Conduction Mode,CCM)下不具有升压能力。为了实现升压逆变，单桥臂集成式Boost逆变器通常工作在电感电流断续模式(Discontinuous ConductionMode,DCM)下。然而，输入电流断续，电感和功率管的电流应力和通态损耗增大，且直流母线电压随着占空比而急剧变化，很容易引起过调制，导致交流输出波形畸变。因而有学者提出让升压桥臂(图1中的前桥臂)工作在恒定占空比控制方式下，通过改变输出功率Po来调节直流母线电压。采用该调制策略，图1所示的传统单桥臂集成Boost逆变器可以较好的解决直流母线电压调节和过调制问题，但是无法能用于光伏发电、独立逆变等各种输出功率无法调节、输入电压宽范围变化的升压逆变场合。
因此，需要一种能够在CCM模式下实现单桥臂集成Boost逆变器的升压逆变，以及高效率功率变换的方法。
发明内容
有鉴于此，本申请提供了一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器及控制方法，可以在CCM模式下实现升压逆变，具有输入电流连续、电压增益高、功率管电流应力和通态损耗小、电容电压应力低等优点。
为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：
第一方面，本发明提供了一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器，包括直流母线电容Cdc、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第一滤波电感Lf、第一滤波电容Cf；
所述第一开关管S1的源极与所述第二开关管S2的漏极连接，以此串联构成第一桥臂；所述第三开关管S3的源极与所述第四开关管S4的漏极连接，以此串联构成第二桥臂；所述第一桥臂与所述第二桥臂并联形成全桥电路；
所述第一开关管S1的漏极与所述第三开关管S3的漏极、所述直流母线电容Cdc的正极连接；所述第二开关管S2的源极与所述第四开关管S4的源极、输入电源的负极连接；所述第一电容C1的负极与所述第一升压电感L1的第一端、输入电源的正极连接；所述第一升压电感L1的第二端与所述第一二极管D1的阳极、所述第二二极管D2的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第一电容C1的正极、所述直流母线电容Cdc的负极、所述第二升压电感L2的第一端连接；所述第二升压电感L2的第二端、所述第二二极管D2的阴极和所述第一滤波电感Lf的第一端相连于所述第一桥臂的中点；
所述第一滤波电感Lf的第二端与所述第一滤波电容Cf的第一端、交流负载的第一端连接；所述第一滤波电容Cf的第二端和交流负载的第二端连接于所述第二桥臂的中点；所述第一滤波电感Lf与所述第一滤波电容Cf串联构成滤波电路。
进一步的，所述全桥电路中的各个开关管可采用自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可采用不带体二极管的开关管反向并联二极管的器件组合。
进一步的，所述单桥臂集成单相升压逆变器的电压增益
Figure BDA0002511405030000021
式中：D为第二开关管S2的驱动信号占空比；M＝2Urm/Ucm为调制比，Urm为交流调制信号urac的幅值，Ucm为单极性三角载波uc的幅值。
进一步的，为了避免产生过调制，D和M必须满足制约关系：0.5M≤D≤1-0.5M。为了兼顾占空比调节范围和交流输出波形质量，建议取最大调制比为：Mmax＝0.8。此时，升压占空比D的调节范围是：0.4≤D＜0.6。
本发明还公开了上述一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器的控制方法，所述控制方法包括：
进行直流母线电压闭环控制，得到直流调制信号urdc；
进行输出交流电压闭环控制，得到交流调制信号urac；
将直流调制信号urdc与单极性三角载波uc交截，产生第二开关管S2的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S1；
将交流调制信号urac与单极性三角载波uc交截，产生第四开关管S4的SPWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第三开关管S3；
其中，所述直流母线电压闭环控制包括：
逆变器直流母线电压udc与直流母线电压基准值udc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器Gudc(s)，而直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号urdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号的最大值限制为0.6Ucm，最小值限制为0.4Ucm；
其中，所述输出交流电压闭环控制包括：
输出电压uo与输出电压基准值uo,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器Guo(s)，输出电压控制器Guo(s)的输出信号经过第二限幅环节Lim2后与直流调制信号urdc叠加，得到交流调制信号urac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将输出电压控制器Guo(s)的输出信号的最大幅值限制为0.4Ucm。
进一步的，所述单桥臂集成单相升压逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下三种模态：
(1)模态1，t0-t1：在t0时刻，开通第二开关管S2、第四开关管S4，交流负载侧通过第二开关管S2的反并二极管和第四开关管S4续流，第一升压电感L1、第二升压电感L2承受正向压降，经第二二极管D2和第二开关管S2进行充电，第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性上升，到t1时刻，模态1结束；
(2)模态2，t1-t2：t1时刻，关断第二开关管S2、第四开关管S4，开通第一开关管S1、第三开关管S3，交流负载侧通过第一开关管S1和第二开关管S2的反并二极管续流，第一升压电感L1、第二升压电感L2承受反向压降，经第一二极管D1和第一开关管S1对第一电容C1、直流母线电容Cdc进行充电，第二二极管D2反向偏置，第一二极管D1正向偏置，第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性下降，到t2时刻，模态2结束；
(3)模态3，t2-t3：在t2时刻，关断第三开关管S3，开通第四开关管S4，第一升压电感L1、第二升压电感L2依旧承受反向压降，和直流母线电容Cdc同时向交流负载侧和第一电容C1供电，到t3时刻，模态3结束。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：
本发明提出的一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器，在图1所示的传统Boost集成式升压逆变器的基础上，仅增加了1个电感、1个电容和1个二极管，就实现了CCM模式下高增益升压逆变。由于输入电流连续，因而电感和功率管的电流应力和通态损耗会大幅度减小，且升压能力不会随着负载功率急剧变化，提高了系统可靠性；而且，升压桥臂可以采用PWM控制来进行调压，因此适用于光伏发电、独立逆变等各种输出功率无法调节、输入电压宽范围变化的升压逆变场合，应用范围更广。此外，其还具有升压能力强、变换效率较高、电容电压应力低、结构简单、成本低等优点。
附图说明
图1为背景技术中所提到的传统单桥臂集成Boost逆变器的电路结构示意图；
图2为本申请实施例的一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器的电路结构示意图；
图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图；
图4为本申请实施例提供的调制策略示意图；
图5(a)到(c)为图2所示单桥臂集成单相升压逆变器在一个开关周期内的3种工作模态等效图；
图6为图2所示单桥臂集成单相升压逆变器在一个开关周期内的主要工作波形图；
图7(a)到(c)为图2所示单桥臂集成单相升压逆变器的仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图2示出本申请实施例一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该单桥臂集成单相升压逆变器包括全桥电路、滤波电路、直流母线电容Cdc、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1。该单桥臂集成单相升压逆变器的输入端与输入电源Uin连接，输出端与交流负载R连接，用于向交流负载R提供输出电压。
其中，全桥电路包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，第一开关管S1的源极与第二开关管S2的漏极连接，以此串联构成第一桥臂，连接点记为第一桥臂的中点a；第三开关管S3的源极与第四开关管S4的漏极连接，以此串联构成第二桥臂，连接点记为第二桥臂的中点b；第一桥臂与第二电路并联。
需要说明的是，本实施例中，第一桥臂中点a并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第一开关管S1和第二开关管S2之间连线上的任一点；第二桥臂中点b并不一定限制为物理尺度上的中间点，而可以是位于第三开关管S3和第四开关管S4之间连线上的任一点。
在此实施例中，滤波电路与全桥电路连接，滤波电路包括第一滤波电感Lf和第一滤波电容Cf，第一滤波电感Lf的第一端与第一桥臂中点a连接，第一滤波电感Lf的第二端与第一滤波电容Cf的第一端连接，第一滤波电容Cf的第二端与第二桥臂中点b连接。交流负载R与第一滤波电容并联。
在此实施例中，第一开关管S1的漏极与第三开关管S3的漏极、直流母线电容Cdc的正极连接；第二开关管S2的源极与第四开关管S4的源极、输入电源的负极连接；第一电容C1的负极与第一升压电感L1的第一端、输入电源的正极连接；第一升压电感L1的第二端与第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阳极连接；第一二极管D1的阴极与第一电容C1的正极、直流母线电容Cdc的负极、第二升压电感L2的第一端连接；第二升压电感L2的第二端与第二二极管D2的阴极、第一桥臂的中点a连接。
在此实施例中，全桥电路的开关管S1～S4可采用自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可采用不带体二极管的开关管反向并联二极管的器件组合。
下面按照图2的电路对本申请的CCM单桥臂集成单相升压逆变器的控制方法进行说明。图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图；图4为该逆变器所采用的调制策略示意图。
请参照图3，该控制方法包括：
将逆变器直流母线电压udc与直流母线电压基准值udc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器Gudc(s)，而直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号urdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号的最大值和最小值进行限制。
将输出电压uo与输出电压基准值uo,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器Guo(s)，输出电压控制器Guo(s)的输出信号经过第二限幅环节Lim2后与直流调制信号urdc叠加，得到交流调制信号urac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将输出电压控制器Guo(s)的输出信号的最大幅值进行限制。
如图4所示，直流调制信号urdc与单极性三角载波uc交截，产生第二开关管S2的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S1；交流调制信号urac与单极性三角载波uc交截，产生第四开关管S4的SPWM驱动信号；该信号取反，以控制第三开关管S3；
为了保证调制信号urdc、urac与三角载波uc的有效交截，所述第二开关管S2的驱动信号的占空比D必须满足：0.5M≤D<1-0.5M；为了获得较大的占空比调节范围，同时兼顾交流输出波形质量，通常设定最大调制比为Mmax＝0.8，即所述第二限幅环节Lim2将控制器Guo(s)的输出信号的最大幅值限制为0.4Ucm。因此，相应的有D≥0.5Mmax＝0.4、D≤1-0.5Mmax＝0.6，即所述第一限幅环节Lim1将控制器Gudc(s)的输出信号的最大值限制为0.6Ucm，最小值限制为0.4Ucm。
直流调制信号urdc的调节，可改变第二开关管S2的驱动信号占空比，实现逆变器直流母线电压闭环控制；交流调制信号幅值Urm的调节，可以改变调制比M，从而实现逆变器的交流输出调节和波形控制。
下面按照图2的电路连接方式以及图3、图4所示的控制和调制方法对本申请的一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器的工作过程进行说明。
一个开关周期内，所述单桥臂集成单相升压逆变器的工作过程可分为3种模态，第一电容C1和直流母线电容Cdc足够大，可忽略其电压纹波，且第一升压电感L1和第二升压电感L2的电流均连续，各模态的等效电路分别如图5(a)～图5(c)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图6所示。
分述如下：
模态1：等效电路如图5(a)所示，[t0-t1]阶段。
在t0时刻，开通第二开关管S2、第四开关管S4。交流负载侧通过第二开关管S2的反并二极管和第四开关管S4续流。第一升压电感L1、第二升压电感L2承受正向压降，经第二二极管D2和第二开关管S2进行充电，第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性上升。到t1时刻，模态1结束。
第一升压电感L1电流：
Figure BDA0002511405030000041
第二升压电感L2电流：
Figure BDA0002511405030000042
第一桥臂中点a与第二桥臂中点b间电压：
uab(t)＝0 (3)
模态1持续的时间为：
Δt1＝DTs (4)
模态2：等效电路如图5(b)所示[t1-t2]阶段。
t1时刻，关断第二开关管S2、第四开关管S4，开通第一开关管S1、第三开关管S3，交流负载侧通过第一开关管S1和第二开关管S2的反并二极管续流。第一升压电感L1、第二升压电感L2承受反向压降，经第一二极管D1和第一开关管S1对第一电容C1、直流母线电容Cdc进行充电。第二二极管D2反向偏置，第一二极管D1正向偏置。第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性下降。到t2时刻，模态2结束。
第一升压电感L1电流：
Figure BDA0002511405030000043
第二升压电感L2电流：
Figure BDA0002511405030000044
第一桥臂中点a与第二桥臂中点b间电压：
uab(t)＝0 (7)
模态3：等效电路如图5(c)所示，[t2-t3]阶段。
在t2时刻，关断第三开关管S3，开通第四开关管S4。第一升压电感L1、第二升压电感L2依旧承受反向压降，和直流母线电容Cdc同时向交流负载侧和第一电容C1供电。到t3时刻，模态3结束。
第一升压电感L1电流：
Figure BDA0002511405030000051
第二升压电感L2电流：
Figure BDA0002511405030000052
第一桥臂中点a与第二桥臂中点b间电压：
uab(t)＝Udc (10)
模态2和模态3持续的时间为：
Δt2＝(1-D)Ts (11)
下面对所述单桥臂集成单相升压逆变器电压增益进行分析
根据第一升压电感L1、第二升压电感L2的伏秒平衡，可得：
UinDTs＝UC1(1-D)Ts (12)
(Uin+UC1)DTs＝(Udc-UC1-Uin)(1-D)Ts (13)
根据式(15)-式(16)，可得：
Figure BDA0002511405030000053
若输入直流电源Uin的负端为零电位，则结合图2、图5与模态分析，第一桥臂中点a的电位在一个开关周期内的平均值可表示为：
Figure BDA0002511405030000054
第二桥臂中点b的电位在一个开关周期内的平均值可表示为：
Figure BDA0002511405030000055
因此，可得输出电压基波分量：
Figure BDA0002511405030000056
即
Figure BDA0002511405030000057
由此可推得，CCM条件下本发明所提单相升压逆变器的电压增益为：
Figure BDA0002511405030000058
而传统单桥臂集成Boost逆变器CCM条件下的理想电压增益为：
Figure BDA0002511405030000059
可以看出，M＝0.8，D＝0.55时，传统单桥臂集成Boost逆变器在CCM条件下的电压增益G2＝0.89<1，表明其不具有升压能力。而所述单桥臂集成单相升压逆变器在CCM条件下的电压增益为G1＝1.97，表明其具备升压逆变能力。
此外，传统单桥臂集成Boost逆变器DCM条件下的理想电压增益为：
Figure BDA0002511405030000061
由(21)可以看出，传统单桥臂集成Boost逆变器在DCM条件下的升压能力会随着输出功率Po急剧变化，系统很难控制稳定，而所述单桥臂集成单相升压逆变器在CCM条件下不仅具有升压能力，且其不随输出功率急剧变化，系统可靠性大大提高；此外，所述单桥臂集成单相升压逆变器升压桥臂可以采用PWM控制来进行调压，因此适用于光伏发电、独立逆变等各种输入电压宽范围变化的升压逆变场合，应用范围更广。
基于以上对所述单桥臂集成单相升压逆变器的电压增益的分析，下面对其电压应力进行分析
由式(12)，可得第一电容C1的电压应力：
Figure BDA0002511405030000062
从模态1中可推得第一二极管D1的电压应力：
Figure BDA0002511405030000063
同样可得到第二二极管D2和直流母线电容Cdc的电压应力：
Figure BDA0002511405030000064
可以看出，所述单桥臂集成单相升压逆变器的第一电容C1、直流母线电容Cdc的电压应力均明显低于直流母线电压Udc，与传统单桥臂集成Boost逆变器(UCdc＝Udc)相比，所述单桥臂集成单相升压逆变器的直流侧电容(包括第一电容C1和直流母线电容Cdc)具有更低的电压应力，因此可以采用更低耐压的电容，从而降低了成本。
开关管S1-S4的电压应力等于直流母线电压Udc，即：
Figure BDA0002511405030000065
为了验证上述理论分析的正确性，使用saber仿真软件对所述单桥臂集成单相升压逆变器进行仿真验证，其参数如下：开关频率为fs＝20kHz，直流输入电压Uin＝80V，负载电阻为24.2Ω。此外，第一电容C1＝20μF，直流母线电容Cdc＝2mF，输出滤波电容Cf＝200μF，第一升压电感L1＝1.4mH、第二升压电感L2＝7mH，输出滤波电感Lf＝470uH，直流母线电压基准值设定为390V，输出电压基准值Uo＝110V，频率为f＝50Hz。直流母线电压控制器Gudc(s)和输出电压控制器Guo(s)均为PI控制器。其中，前者控制参数为：kp1＝10，ki1＝200；后者控制参数为kp2＝5，ki2＝200。
仿真实验波形图如图7所示。图7(a)中给出了本发明的逆变器的调制信号urac和uc、输入电压、直流母线电压以及输出电压、电流的仿真波形；图7(b)中给出了工频正半周期开关管驱动信号与第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2的仿真波形；图7(c)中给出了工频负半周期开关管驱动信号与第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2的仿真波形。可以看出，iL1和iL2均连续，因而相比于为了获得升压能力而工作于DCM模式的传统单桥臂集成Boost逆变器，所述单桥臂集成单相升压逆变器的电感和功率管的电流应力和通态损耗确实能大幅度减小，降低系统损耗；占空比D＝0.55，调制比M＝2Urm/Ucm＝0.8，电压增益实测值为G＝Uom/Uin≈1.95，与理论值G＝M/2/(1-D)2＝1.97基本吻合，验证了理论分析的正确性。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种CCM单桥臂集成单相升压逆变器，其特征在于，包括直流母线电容Cdc、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第一滤波电感Lf、第一滤波电容Cf；
所述第一开关管S1的源极与所述第二开关管S2的漏极连接，以此串联构成第一桥臂；所述第三开关管S3的源极与所述第四开关管S4的漏极连接，以此串联构成第二桥臂；所述第一桥臂和所述第二桥臂并联形成全桥电路；
所述第一开关管S1的漏极与所述第三开关管S3的漏极、所述直流母线电容Cdc的正极连接；
所述第二开关管S2的源极与所述第四开关管S4的源极、输入电源的负极连接；
所述第一电容C1的负极与所述第一升压电感L1的第一端、输入电源的正极连接；
所述第一升压电感L1的第二端与所述第一二极管D1的阳极、所述第二二极管D2的阳极连接；
所述第一二极管D1的阴极与所述第一电容C1的正极、所述直流母线电容Cdc的负极、所述第二升压电感L2的第一端连接；
所述第二升压电感L2的第二端、所述第二二极管D2的阴极和所述第一滤波电感Lf的第一端相连于所述第一桥臂的中点；
所述第一滤波电感Lf的第二端与所述第一滤波电容Cf的第一端、交流负载的第一端连接；所述第一滤波电容Cf的第二端和交流负载的第二端连接于所述第二桥臂的中点；所述第一滤波电感Lf与所述第一滤波电容Cf串联构成滤波电路。
2.根据权利要求1所述的CCM单桥臂集成单相升压逆变器，其特征在于，所述全桥电路中的各个开关管可采用自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可采用不带体二极管的开关管反向并联二极管的器件组合。
3.根据权利要求1所述的CCM单桥臂集成单相升压逆变器，其特征在于，所述单桥臂集成单相升压逆变器的电压增益
Figure FDA0002511405020000011
式中：D为第二开关管S2的驱动信号占空比，0.4≤D<0.6；M＝2Urm/Ucm≤0.8为调制比，Urm为交流调制信号urac的幅值，Ucm为单极性三角载波uc的幅值。
4.根据权利要求1所述的CCM单桥臂集成单相升压逆变器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
进行直流母线电压闭环控制，得到直流调制信号urdc；
进行输出交流电压闭环控制，得到交流调制信号urac；
将直流调制信号urdc与单极性三角载波uc交截，产生第二开关管S2的PWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第一开关管S1；
将交流调制信号urac与单极性三角载波uc交截，产生第四开关管S4的SPWM驱动信号；该驱动信号取反，以控制第三开关管S3；
其中，所述直流母线电压闭环控制包括：
逆变器直流母线电压udc与直流母线电压基准值udc,ref比较，其误差信号送至直流母线电压控制器Gudc(s)，而直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号经过第一限幅环节Lim1后，得到直流调制信号urdc；所述第一限幅环节Lim1的作用是将直流母线电压控制器Gudc(s)的输出信号的最大值限制为0.6Ucm，最小值限制为0.4Ucm；
其中，所述输出交流电压闭环控制包括：
输出电压uo与输出电压基准值uo,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器Guo(s)，输出电压控制器Guo(s)的输出信号经过第二限幅环节Lim2后与直流调制信号urdc叠加，得到交流调制信号urac；所述第二限幅环节Lim2的作用是将输出电压控制器Guo(s)的输出信号的最大幅值限制为0.4Ucm。
5.根据权利要求4所述的CCM单桥臂集成单相升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述单桥臂集成单相升压逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下三个模态：
(1)模态1，t0-t1：在t0时刻，开通第二开关管S2、第四开关管S4，交流负载侧通过第二开关管S2的反并二极管和第四开关管S4续流，第一升压电感L1、第二升压电感L2承受正向压降，经第二二极管D2和第二开关管S2进行充电，第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性上升，到t1时刻，模态1结束；
(2)模态2，t1-t2：t1时刻，关断第二开关管S2、第四开关管S4，开通第一开关管S1、第三开关管S3，交流负载侧通过第一开关管S1和第二开关管S2的反并二极管续流，第一升压电感L1、第二升压电感L2承受反向压降，经第一二极管D1和第一开关管S1对第一电容C1、直流母线电容Cdc进行充电，第二二极管D2反向偏置，第一二极管D1正向偏置，第一升压电感电流iL1、第二升压电感电流iL2线性下降，到t2时刻，模态2结束；
(3)模态3，t2-t3：在t2时刻，关断第三开关管S3，开通第四开关管S4，第一升压电感L1、第二升压电感L2依旧承受反向压降，和直流母线电容Cdc同时向交流负载侧和第一电容C1供电，到t3时刻，模态3结束。
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