CN104038092A - 一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法，该方法通过对各单元输出功率的分析，确定混和多电平逆变器各单元的最大功率输出，根据各单元功率输出线性比，确定高压单元在全调制比范围内的比较电平；其中对高压单元比较电平的选择及输出功率的线性控制，通过输出功率的特定线性比值，达到功率均衡的目的；避免了在低调制比时，高压单元输出零电压，各单元输出功率分布出现极端，单元载荷输出比例失控，导致系统工作出现不稳定的现象；控制方法简单，具有较高的可靠性。

Description

一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法

技术领域

本发明属于逆变器控制技术领域，具体涉及一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法。

背景技术

混合多电平逆变器在级联单元数相同时能够输出更多电平数，具有更好的电压波形，减少输出总谐波畸变。通常，混合多电平逆变器由1～2个全桥逆变单元与一二极管箝位式逆变单元按图1的结构级联组成，其相比传统的多电平逆变器，采用不同直流电压比时输出更多电平。凭借这些优势，混合多电平逆变器在有源电力滤波器、高压大功率电机等领域得到广泛应用。

混合多电平逆变器采用传统的混合调制策略，高压单元采用固定比较电平的方式输出合成电压，然而这种调制方式在低调制比时，高压单元电压零输出，出现电压分配极端现象，造成高低压单元输出电压分布不均衡，对系统的可靠性造成影响。

张云等人在标题为非对称混合多电平逆变器功率均衡方法(中国电机工程学报，2010年18期)的文献中提出采用了锯齿载波交错移相的调制方法，同时重新构置了低频单元导通角的约束方程，实现了功率均衡；但这种方法高频单元会产生过调制的现象，输出电压总谐波畸变略有增加。

单庆晓等人在标题为一种新型的级联型逆变器PWM信号随机分配方法研究(中国电机工程学报，2004年02期)的文献中提出采用随机函数，随机选择工作单元和开关组合的方法，实现均衡分配；但该方法控制复杂，直流母线电容电压出现波动的问题。而现有的多电平逆变器功率均衡的控制方法较为复杂，往往造成直流侧电容电压波动，这类方法增加了系统实施的难度，降低了系统的可靠性。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法，能够在全调制比范围内实现各单元功率均衡输出，控制方法简单，易于实现，提高了系统的可靠性。

一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集逆变器的相输出电压以及其中各全桥逆变单元的输出电压，提取相输出电压以及各全桥逆变单元输出电压的基波分量，进而计算各全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比；

(2)根据逆变器的调制比以及所述的最大输出百分比，计算各全桥逆变单元的比较电平；

(3)确定逆变器中各全桥逆变单元以及二极管箝位式逆变单元的参考电压；

(4)对于全桥逆变单元，根据其比较电平与参考电压的比较结果对该单元中的功率开关器件进行开关控制；对于二极管箝位式逆变单元，通过使其参考电压与给定三角载波进行比较采用脉宽调制技术对该单元中的功率开关器件进行开关控制。

所述的步骤(1)中根据以下公式计算各全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比：

${\mathrm{\λ}}_i=\frac{U_{i,f}}{U_f}$

其中：λ_i为逆变器中第i个全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，U_i,f为逆变器中第i个全桥逆变单元输出电压的基波分量，U_f为逆变器相输出电压的基波分量，i为自然数且1≤i≤n，n为逆变器中全桥逆变单元的个数且n＝1或2。

所述的步骤(2)中计算各全桥逆变单元比较电平的方法如下：

若逆变器由一全桥逆变单元与二极管箝位式逆变单元级联而成，则根据以下关系式计算该全桥逆变单元的比较电平：

$\mathrm{\λ}=\frac{\frac{4V}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{\mathrm{\ψ}}{m(V+V_D)}\right)}{m(V+V_D)}$

其中：λ为全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，V为全桥逆变单元的直流侧电压，V_D为二极管箝位式逆变单元的直流侧电压，m为逆变器的调制比，ψ为全桥逆变单元的比较电平；

若逆变器包含两个全桥逆变单元H1和H2且逆变器由全桥逆变单元H1、全桥逆变单元H2和二极管箝位式逆变单元依次级联而成，则根据以下关系式计算全桥逆变单元H1和H2的比较电平：

${\mathrm{\λ}}_1=\frac{\frac{4V_1}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)}{m(V_1+V_2+V_D)}$

${\mathrm{\λ}}_2=\frac{\frac{4V_2}{\mathrm{\π}}[\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)-\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)+\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2+V_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)]}{m(V_1+V_2+V_D)}$

其中：λ₁和λ₂分别为全桥逆变单元H1和H2基波电压的最大输出百分比，V₁和V₂分别为全桥逆变单元H1和H2的直流侧电压，ψ₁和ψ₂分别为全桥逆变单元H1和H2的比较电平。

所述的步骤(3)中确定逆变器中各全桥逆变单元以及二极管箝位式逆变单元参考电压的标准如下：

若逆变器由一全桥逆变单元与二极管箝位式逆变单元级联而成；则该全桥逆变单元的参考电压为逆变器的相输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元的参考电压减去全桥逆变单元的输出电压；

若逆变器包含两个全桥逆变单元H1和H2且逆变器由全桥逆变单元H1、全桥逆变单元H2和二极管箝位式逆变单元依次级联而成；则全桥逆变单元H1的参考电压为逆变器的相输出电压，全桥逆变单元H2的参考电压等于全桥逆变单元H1的参考电压减去全桥逆变单元H1的输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元H2的参考电压减去全桥逆变单元H2的输出电压。

本发明方法通过对各单元输出功率的分析，确定混和多电平逆变器各单元的最大功率输出，根据各单元功率输出线性比，确定高压单元在全调制比范围内的比较电平；其中对高压单元比较电平的选择及输出功率的线性控制，通过输出功率的特定线性比值，达到功率均衡的目的。

相对现有技术，本发明方法通过改变常规的固定值比较电平的方式，从而避免了在低调制比时，高压单元输出零电压，各单元输出功率分布出现极端，单元载荷输出比例失控，导致系统工作出现不稳定的现象。通过验证表明：在一定范围内变化的比较电平对输出电压波形及输出谐波畸变影响很小，因此可以在此范围内采用不同值的比较电平，调节单元的输出电压。故本发明根据各单元的功率输出比，确定在全调制比范围内各高压单元的比较电平，在不同调制比时，调节各高压单元的比较电平，从而使各单元在全调制比内，均能保持电压的线性输出，通过各单元功率的线性输出达到功率均衡的目的，控制方法简单，具有较高的可靠性。

附图说明

图1为混合多电平逆变器的一种结构示意图。

图2为混合多电平逆变器的另一种结构示意图。

图3为混合多电平逆变器中各单元输出电压的波形图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

实施例1

如图1所示，本实施方式的混合多电平逆变器由两个全桥逆变单元H1和H2与一二极管箝位式逆变单元依次级联而成，各单元输出电压合成相输出电压。传统的控制策略下，在全调制比范围内，高压单元采用固定值比较电平的方式输出合成电压。然而在低调制比时，高压单元输出零电压，出现输出电压分配极端现象，输出功率分布不均衡，对系统的可靠性造成影响。

本实施方式对全调制比内的高压单元采用非固定值的比较电平，在低调制比时，高压单元仍能输出有效电压，使得各个功率单元功率在全调制比范围内保持功率均衡输出，具体步骤如下：

(1)通过使各个全桥逆变单元输出基波电压与相输出基波电压比较，得到各全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比。

具体根据以下算式计算全桥逆变单元H1和H2基波电压的最大输出百分比；

${\mathrm{\λ}}_i=\frac{U_{i,f}}{U_f}$

其中：λ_i为逆变器中第i个全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，U_i,f为逆变器中第i个全桥逆变单元输出电压的基波分量，U_f为逆变器相输出电压的基波分量，i为自然数且1≤i≤n，n＝2。

(2)分析比较电平的变化在特定取值范围内对输出电压波形、谐波畸变的影响；在变化的比较电平对输出电压波形、谐波畸变几乎不存在影响下，根据确定的全桥逆变单元输出电压线性比，确定系统在全调制比范围内各全桥逆变单元比较电平的变化。

本实施方式根据逆变器的调制比以及全桥逆变单元的最大输出百分比，计算全桥逆变单元H1和H2的比较电平，具体算法如下：

${\mathrm{\λ}}_1=\frac{\frac{4V_1}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)}{m(V_1+V_2+V_D)}$

${\mathrm{\λ}}_2=\frac{\frac{4V_2}{\mathrm{\π}}[\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)-\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)+\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2+V_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)]}{m(V_1+V_2+V_D)}$

其中：V_D为二极管箝位式逆变单元的直流侧电压，m为逆变器的调制比，λ₁和λ₂分别为全桥逆变单元H1和H2基波电压的最大输出百分比，V₁和V₂分别为全桥逆变单元H1和H2的直流侧电压，ψ₁和ψ₂分别为全桥逆变单元H1和H2的比较电平。

(3)确定逆变器中各全桥逆变单元以及二极管箝位式逆变单元的参考电压；其中，全桥逆变单元H1的参考电压为逆变器的相输出电压，全桥逆变单元H2的参考电压等于全桥逆变单元H1的参考电压减去全桥逆变单元H1的输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元H2的参考电压减去全桥逆变单元H2的输出电压。

(4)根据参考电压和比较电平对各逆变单元进行控制。

对于全桥逆变单元，根据其比较电平与参考电压的比较结果对该单元中的功率开关器件进行开关控制。

本实施方式中，当参考电压大于正比较电平时，开关管Q1和Q4导通，Q2和Q3关断；当参考电压小于负比较电平时，开关管Q2和Q3导通，Q1和Q4关断；在其他时段且参考电平处于下降沿，开关管Q3和Q4导通，Q1和Q2关断；参考电平处于上升沿，开关管Q1和Q2导通，Q3和Q4关断。

对于二极管箝位式逆变单元，通过使其参考电压与给定三角载波进行比较采用脉宽调制技术对该单元中的功率开关器件进行开关控制。

实施例2

在本实施方式中，混合多电平逆变器由一全桥逆变单元与一二极管箝位式逆变单元级联而成，如图2所示。

对于该逆变器功率均衡的控制方法与实施例1的大体一致，其中全桥逆变单元比较电平的计算方式如下：

$\mathrm{\λ}=\frac{\frac{4V}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{\mathrm{\ψ}}{m(V+V_D)}\right)}{m(V+V_D)}$

其中：λ为全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，V为全桥逆变单元的直流侧电压，V_D为二极管箝位式逆变单元的直流侧电压，m为逆变器的调制比，ψ为全桥逆变单元的比较电平。

且该全桥逆变单元的参考电压为逆变器的相输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元的参考电压减去全桥逆变单元的输出电压。

对于实施例1的逆变器，我们通过实验就各单元的比较电平变化对系统的输出谐波影响进行分析；表1为全桥逆变单元H1的比较电平变化对系统总输出谐波畸变(Total Harmonic Distortion，THD)的影响，表2为全桥逆变单元H2的比较电平的变化对系统总输出谐波畸变的影响。由表1和表2可看出，当调制比一定时，位于一定区间变化的比较电平对输出电压谐波几乎没有影响；因此，可以在一定区间范围内采用变化的比较电平，从而使得各逆变单元输出功率均衡分布。

表1

表2

表3为功率单元线性均衡输出时的比较电平；在全调制比内，高压单元采用表3中的比较电平，二极管箝位逆变单元仍采用高频PWM调制；从图3中可以看出，在全调制比的范围内，各逆变单元输出功率均能保持线性的均衡输出。

表3

故采用本实施方式的混合多电平逆变器输出电压波形、谐波畸变几乎没有变化。在低调制比时，全桥逆变单元仍输出有效电压，实现了功率的均衡分布，同时输出谐波畸变几乎没有变化；高调制比时，全桥单元输出电压比例有所增加，有利于各单元保持输出功率的均衡分布，验证了本发明的有效性和可行性。

Claims (4)

1.一种混合多电平逆变器功率均衡的控制方法，包括如下步骤：

(1)采集逆变器的相输出电压以及其中各全桥逆变单元的输出电压，提取相输出电压以及各全桥逆变单元输出电压的基波分量，进而计算各全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比；

(2)根据逆变器的调制比以及所述的最大输出百分比，计算各全桥逆变单元的比较电平；

(3)确定逆变器中各全桥逆变单元以及二极管箝位式逆变单元的参考电压；

(4)对于全桥逆变单元，根据其比较电平与参考电压的比较结果对该单元中的功率开关器件进行开关控制；对于二极管箝位式逆变单元，通过使其参考电压与给定三角载波进行比较采用脉宽调制技术对该单元中的功率开关器件进行开关控制。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述的步骤(1)中根据以下公式计算各全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比：

${\mathrm{\λ}}_i=\frac{U_{i,f}}{U_f}$

其中：λ_i为逆变器中第i个全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，U_i,f为逆变器中第i个全桥逆变单元输出电压的基波分量，U_f为逆变器相输出电压的基波分量，i为自然数且1≤i≤n，n为逆变器中全桥逆变单元的个数且n＝1或2。

3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述的步骤(2)中计算各全桥逆变单元比较电平的方法如下：

若逆变器由一全桥逆变单元与二极管箝位式逆变单元级联而成，则根据以下关系式计算该全桥逆变单元的比较电平：

$\mathrm{\λ}=\frac{\frac{4V}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{\mathrm{\ψ}}{m(V+V_D)}\right)}{m(V+V_D)}$

其中：λ为全桥逆变单元基波电压的最大输出百分比，V为全桥逆变单元的直流侧电压，V_D为二极管箝位式逆变单元的直流侧电压，m为逆变器的调制比，ψ为全桥逆变单元的比较电平；

若逆变器包含两个全桥逆变单元H1和H2且逆变器由全桥逆变单元H1、全桥逆变单元H2和二极管箝位式逆变单元依次级联而成，则根据以下关系式计算全桥逆变单元H1和H2的比较电平：

${\mathrm{\λ}}_1=\frac{\frac{4V_1}{\mathrm{\π}}\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)}{m(V_1+V_2+V_D)}$

${\mathrm{\λ}}_2=\frac{\frac{4V_2}{\mathrm{\π}}[\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)-\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_1}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)+\sin \left(\arccos \frac{{\mathrm{\ψ}}_2+V_2}{m(V_1+V_2+V_D)}\right)]}{m(V_1+V_2+V_D)}$

其中：λ₁和λ₂分别为全桥逆变单元H1和H2基波电压的最大输出百分比，V₁和V₂分别为全桥逆变单元H1和H2的直流侧电压，ψ₁和ψ₂分别为全桥逆变单元H1和H2的比较电平。

4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中确定逆变器中各全桥逆变单元以及二极管箝位式逆变单元参考电压的标准如下：

若逆变器由一全桥逆变单元与二极管箝位式逆变单元级联而成；则该全桥逆变单元的参考电压为逆变器的相输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元的参考电压减去全桥逆变单元的输出电压；

若逆变器包含两个全桥逆变单元H1和H2且逆变器由全桥逆变单元H1、全桥逆变单元H2和二极管箝位式逆变单元依次级联而成；则全桥逆变单元H1的参考电压为逆变器的相输出电压，全桥逆变单元H2的参考电压等于全桥逆变单元H1的参考电压减去全桥逆变单元H1的输出电压，二极管箝位式逆变单元的参考电压等于全桥逆变单元H2的参考电压减去全桥逆变单元H2的输出电压。