CN101304172A - 一种谐波域死区实时预补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐波域死区实时预补偿方法，通过坐标变换检测出死区引起的6倍频谐波分量，并据此修正逆变器控制器的控制信号，达到完全消除死区影响的目的。本发明简单有效，能够达到完全消除死区影响的目的，且易于工程实现。

Description

一种谐波域死区实时预补偿方法

技术领域

本发明涉及电网中的谐波治理问题，具体是一种谐波域死区实时预补偿方法。

背景技术

随着电力系统中非线性负荷的广泛应用，无功补偿不足及谐波污染问题日益严重，注入式混合型有源电力滤波器因其有源部分不承受基波分量而得到较为广泛的应用。其有源部分的基本工作原理是检测出补偿对象的谐波电流后，通过控制作为主电路的PWM逆变器发出大小相同方向相反的谐波进行补偿。由于PWM逆变器主电路中的功率开关元件本身并不是理想开关器件，为防止逆变器发生直通故障，必须在其驱动信号中设置一段死区时间T_d，以保证同一桥臂上、下两功率管先关断后开通。在死区时间内，输出信号波形不受逻辑信号的控制，在开关频率较高的情况下，死区的叠加值也较大，这将对PWM逆变器的输出产生一定的消极影响。

死区效应的存在，使得精确调制的PWM控制信号不能准确无误地加到逆变器开关器件的控制极，导致APF逆变器的实际输出谐波电压波形偏离期望谐波电压波形，其原因是有的PWM脉冲宽度被拉长，有的PWM脉冲宽度被缩短，而且，这种拉长和缩短既与死区时间长短有关，又与APF输出电流大小和电网电压与电流的相位差以及PWM调制的载波频率和调制比有关。死区效应产生的误差电压中含有大量理想输出谐波补偿电流中主要存在的谐波成分，将对有源滤波器中逆变器输出谐波电流的幅值和相位都会产生消极影响，从而降低APF装置的谐波补偿效果。

目前消除死区不良影响的方法主要为：PWM逆变器死区解耦控制，空间电压矢量补偿PWM逆变器死区效应以及基于重复控制的死区补偿策略等方法，这些方法都能有效地改善了输出基波电压的波形畸变。但是，国内外的研究大都集中在PWM逆变器只输出基波的情况下，控制死区效应的不良影响和补偿死区效应的方法，同时实现起来较为复杂。但对于APF而言，我们要求PWM逆变器输出期望的谐波。研究死区效应对APF治理谐波的影响，以及如何在谐波域补偿死区，使逆变器的输出更加接近期望的谐波，是APF研究的重要问题之一。

发明内容

针对现有谐波域补偿死区的上述缺陷，本发明提供一种谐波域死区实时预补偿方法，能够简单有效，达到完全消除死区影响的目的，且易于工程实现。

为达到上述发明目的，本发明提供了一种谐波域死区实时预补偿方法，步骤如下：

1)假定逆变器的的开关频率远大于电网基波频率，逆变器输出电流为正弦波，检测逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c；

2)利用α-β坐标变换获得逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c的6倍频谐波分量i_d6 ^k，其中k＝2，3，5，7；d代表坐标变换后的d轴。

3)根据d轴6倍频谐波分量i_d6 ^k以及当前时刻的控制系数k_n ^k获得下一周期的控制系数k_n+1 ^k的值，2次、3次、5次和7次谐波的控制系数相加后获得系统控制系数k_n+1，k_n+1＝k² _n+1+k³ _n+1+k⁵ _n+1+k⁷ _n+1，其中k次谐波的控制系数表达式为 $k_{n+1}^k=k_n^k+{\mathrm{dk}}_n^k;$ dk_n ^k为k_n ^k的变化率，其调整规则为： ${\mathrm{dk}}_n^k=-k^{\′}\left|{\mathrm{dk}}_{n-1}^k\right|\·\mathrm{sign}(k_n^k-k_{n-1}^k)\mathrm{sign}({\mathrm{\λ}}_n-{\mathrm{\λ}}_{n-1}),$ 其中，λ_n为i_d6 ^k当前的变化趋势，λ_n-1为上一周期i_d6 ^k的变化趋势。

4)系统控制系数k_n+1与标准的正弦信号 $f_k(f_k=\mathrm{\Σ}\frac{1}{n}\sin \left(\mathrm{nk\ωt}\right),(n=\mathrm{5,7,11,13};k=\mathrm{2,3,5,7}))$ 相乘得到需要补偿的由死区引起的低频误差信号i′_c， ${i^{\′}}_c=k_{n+1}^k*f_k.$

5)低频误差信号i′_c与逆变器输出反馈信号i_c相加获得综合节能系统逆变器的反馈信号。

6)上述所得到的系统反馈信号与给定信号iref相减，获得误差信号e，e为逆变器控制器的输出量，经过控制器发出控制信号控制逆变器的通断，实现系统的闭环控制，以消除死区不良影响。

本发明首先假定逆变器开关频率远大于电网基波频率，输出电流为正弦波，死区引起的误差相同，逆变器死区效应引起的输出电流误差经旋转坐标变换后可以表示为直流分量和6倍频和12倍频谐波的叠加。由于12倍频的幅值很低，可通过输出滤波器滤除；直流分量通过闭环控制；而关键在于对于6倍频谐波，本发明通过在逆变器控制信号中引入相应频次的控制量e，修正控制信号的给定值i_ref，从而达到抑制死区效应不良影响的目的。

上述谐波域死区实时预补偿方法的技术效果在于：

(1)针对综合节能系统，为使PWM逆变器输出期望的谐波，提出了谐波域死区实时预补偿方法，使逆变器的输出更加接近期望的谐波。

(2)本发明不需要增加硬件资源及控制的复杂性，针对工程应用实现起来较为方便，从而达到有效消除死区不良影响的目的。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

附图说明

图1是本发明所应用的综合节能系统结构图；

图2是本发明所述逆变器的主电路结构图；

图3是本发明的控制原理框图。

具体实施方式

参见图1，所述综合节能系统由单独注入式混合型有源电力滤波器和晶闸管控制电抗器组成。单独注入式混合型有源电力滤波器实现对电网谐波和晶闸管控制电抗器引起的谐波进行动态治理的目的；晶闸管控制电抗器组成实现对电网无功功率的动态补偿；单独注入式混合型有源电力滤波器与晶闸管控制电抗器联合运行实现无功的连续调节和谐波的动态治理，达到了综合节能的目的。其中，单独注入式混合型有源电力滤波器有大功率逆变模块，输出滤波器，注入支路(含基波谐振支路和注入电容)组成，大功率逆变器模块经耦合变压器后与基波谐振支路并联，再通过注入电容并入电网；晶闸管控制电抗器由可控晶闸管和电抗器组成，并联接入电网。

参见图2，假定逆变器开关频率远大于电网基波频率，输出电流为正弦波，死区引起的误差相同，在这些条件下，死区时间对基波电压的影响可用电流正负半周的平均电压误差ΔU_an来表示。以a相为例，利用平均电压的概念，在一个基波周期内，由死区时间T_d引起的a相输出电压相对于直流侧电压中性点的误差ΔU_a0可表示为：

$\mathrm{\Δ}{U}_{a0}=\mathrm{sign}\left(i_a\right)\frac{N{T}_d}{T}{U}_{\mathrm{dc}}$

式中T为基波周期，U_dc为直流侧电容电压，N为一个基波周期T内的开关数，死区时间T_d＝T_d0+t_on-t_off，其中，T_d为等效死区时间(实际的死区时间)、T_d0是系统设定的死区时间、t_on逆变器开通延时时间、t_off为逆变器关断延时时间；其中sign(i_a)代表符号函数，定义为：

$\mathrm{sign}\left(i_a\right)=\left\{\begin{array}{cc}-1& i_a>0\\ 0& i_a=0\\ 1& i_a<0\end{array}\right.$

误差电压系数为U_e：

$U_e=\frac{{\mathrm{NT}}_d}{T}{U}_{\mathrm{dc}}$

同样，在b、c两相输出电压相对于直流侧电压中性点的误差可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}{U}_{b0}=\mathrm{sign}\left(i_b\right)U_e\\ \mathrm{\&Delta;}{U}_{c0}=\mathrm{sign}\left(i_c\right)U_e\end{array}\right.$

根据电路方程及基尔霍夫电流定律可得如下方程：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{an}}=\mathrm{\&Delta;}{U}_{a0}-\mathrm{\&Delta;}{U}_{n0}\\ (\mathrm{\&Delta;}{U}_{a0}-\mathrm{\&Delta;}{U}_{n0})/Z+(\mathrm{\&Delta;}{U}_{b0}-\mathrm{\&Delta;}{U}_{n0})/Z\\ +(\mathrm{\&Delta;}{U}_{c0}-\mathrm{\&Delta;}{U}_{n0})/Z=0\end{array}\right.$

其中Z为输出滤波器和注入支路的等效阻抗，ΔU_n0为输出滤波器中性点对直流侧电压中性点的电压。

由上式可得a相电压误差为：

ΔU_an＝(2ΔU_a0-ΔU_b0-ΔU_c0)/3

因此，为了获得理想的输出电压，逆变器实际输出中应该补偿的电压调整量为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e[2\mathrm{sign}\left(i_a\right)-\mathrm{sign}\left(i_b\right)-\mathrm{sign}\left(i_c\right)]/3\\ U_b^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e[2\mathrm{sign}\left(i_b\right)-\mathrm{sign}\left(i_a\right)-\mathrm{sign}\left(i_c\right)]/3\\ U_c^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e[2\mathrm{sign}\left(i_c\right)-\mathrm{sign}\left(i_a\right)-\mathrm{sign}\left(i_b\right)]/3\end{array}\right.$

由傅立叶分析可得：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_a^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{1}{n}\sin \left(\mathrm{n\&omega;t}\right)\\ U_b^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{1}{n}\sin \left[n(\mathrm{\&omega;t}-\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\right]\\ U_c^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}\frac{1}{n}\sin \left[n(\mathrm{\&omega;t}-\frac{4}{3}\mathrm{\&pi;})\right]\end{array}\right.$

其中，n＝1，3，5，7，11，13…，ω为逆变器输出电压的角频率。

对上式经过傅立叶变换得到的对应步长的电压调整量U_a ^c、U_b ^c和U_c ^c进行α-β坐标变换，可得α-β坐标系下逆变器输出电压误差U_α ^c、U_β ^c，表达式如下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{\&alpha;}}^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e(\sin \mathrm{\&omega;t}+\frac{1}{5}\sin 5\mathrm{\&omega;t}+\frac{1}{7}\sin 7\mathrm{\&omega;t})\\ +\frac{1}{11}\sin 11\mathrm{\&omega;t}+\frac{1}{13}\sin 13\mathrm{\&omega;t}...)\\ U_{\mathrm{\&beta;}}^c=\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}{U}_e(-\cos \mathrm{\&omega;t}+\frac{1}{5}\cos 5\mathrm{\&omega;t}-\frac{1}{7}\cos 7\mathrm{\&omega;t})\\ +\frac{1}{11}\cos 11\mathrm{\&omega;t}-\frac{1}{13}\cos 13\mathrm{\&omega;t}...)\end{array}\right.$

则由死区效应引起的逆变器输出电流误差α-β坐标系下可表示为：

其中，Z是输出滤波器和注入支路的等效阻抗，

是阻抗角。

输出电流误差i_α ^c、i_β ^c在旋转坐标系下表示可得：

由上式可以看出，逆变器死区效应引起的输出电流误差i_α ^c、i_β ^c，经旋转坐标变换后可以表示为直流分量、6倍频和12倍频谐波的叠加。由于12倍频的幅值很低，同时通过输出滤波器可以滤除，因此只考虑直流分量和6倍频即可。直流分量造成大功率逆变器输出频率为ω的幅值降低，通过闭环控制，可以达到抑制其不良影响的目的；而对于6倍频谐波，可以通过在逆变器控制信号中引入相应频次的控制量，修正控制信号的给定值，从而达到抑制死区效应不良影响的目的。

根据上述推理，为进一步简化谐波检测部分的计算量，本发明并未通过检测死区引起的低频谐波进行反馈来消除死区的影响，而是通过坐标变换，检测逆变器输出的6倍频谐波d轴分量，通过在逆变器控制信号中引入相应频次的控制量e，修正控制信号的给定值i_ref，从而达到抑制死区效应不良影响的目的。详细步骤参见图3，

1)假定逆变器的开关频率远大于电网基波频率，逆变器输出电流为正弦波，检测逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c；

2)利用α-β坐标变换获得逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c的6倍频谐波分量i_d6 ^k，其中k＝2，3，5，7；d代表a，b，c轴，电网基波角频率为ω₀。

3)根据d轴6倍频谐波分量i_d6 ^k以及当前时刻的控制系数k_n ^k获得下一周期的控制系数k_n+1 ^k的值，2次、3次、5次和7次谐波的控制系数相加后获得系统控制系数k_n+1，k_n+1＝k² _n+1+k³ _n+1+k⁵ _n+1+k⁷ _n+1。其中k次谐波的控制系数表达式为 $k_{n+1}^k=k_n^k+{\mathrm{dk}}_n^k;$ dk_n ^k为根据逆变器输出变化情况获得的k_n ^k的变化率，其调整规则为： ${\mathrm{dk}}_n^k=-k^{\&prime;}\left|{\mathrm{dk}}_{n-1}^k\right|\&CenterDot;\mathrm{sign}(k_n^k-k_{n-1}^k)\mathrm{sign}({\mathrm{\&lambda;}}_n-{\mathrm{\&lambda;}}_{n-1}).$

4)系统控制系数与标准的正弦信号 $f_k(f_k=\mathrm{\&Sigma;}\frac{1}{n}\sin \left(\mathrm{nk\&omega;t}\right),(n=\mathrm{5,7,11,13};k=\mathrm{2,3,5,7}))$ 相乘即可得到需要补偿的由死区引起的低频误差信号i′_c， ${i^{\&prime;}}_c=k_{n+1}^k*f_k.$

5)低频误差信号i′_c与逆变器输出反馈信号i_c相加获得系统反馈信号。

6)上述所得到的系统反馈信号与给定信号i_ref相减，获得误差信号e，e为逆变器控制器的输出量，经过控制器发出控制信号控制逆变器的通断，实现系统的闭环控制，以消除死区不良影响。

Claims (1)

1、一种谐波域死区实时预补偿方法，其特征是，包括如下步骤：

1)假定逆变器的的开关频率远大于电网基波频率，逆变器输出电流为正弦波，检测逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c；

2)利用α-β坐标变换获得逆变器输出谐波电流i_a、i_b、i_c的6倍频谐波分量i_d6 ^k，其中k＝2，3，5，7；d代表坐标变换后的轴；

3)根据d轴6倍频谐波分量i_d6 ^k以及当前时刻的控制系数k_n ^k获得下一周期的控制系数k_n+1 ^k的值，2次、3次、5次和7次谐波的控制系数相加后获得系统控制系数k_n+1，k_n+1＝k² _n+1+k³ _n+1+k⁵ _n+1+k⁷ _n+1，其中k次谐波的控制系数表达式为 $k_{n+1}^k=k_n^k+{\mathrm{dk}}_n^k;$ dk_n ^k为k_n ^k的变化率，其调整规则为： ${\mathrm{dk}}_n^k=-k^{\&prime;}\left|{\mathrm{dk}}_{n-1}^k\right|\&CenterDot;\mathrm{sign}(k_n^k-k_{n-1}^k)\mathrm{sign}({\mathrm{\&lambda;}}_n-{\mathrm{\&lambda;}}_{n-1});$

4)系统控制系数k_n+1与标准的正弦信号 $f_k(f_k=\mathrm{\&Sigma;}\frac{1}{n}\sin \left(\mathrm{nk\&omega;t}\right),(n=\mathrm{5,7,11,13};k=\mathrm{2,3,5,7}))$ 相乘得到需要补偿的由死区引起的低频误差信号i′_c， ${i^{\&prime;}}_c=k_{n+1}^k*f_k;$

5)低频误差信号i′_c与逆变器输出反馈信号i_c相加获得综合节能系统逆变器的反馈信号；

6)上述所得到的系统反馈信号与给定信号i_ref相减，获得误差信号e，e为逆变器控制器的输出量，经过控制器发出控制信号控制逆变器的通断，实现系统的闭环控制。

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