CN109149984A - Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法，主要是为了解决直流电压源的充放电不平衡和利用率不一致问题。该方法首先定义一个方波信号用来控制高压单元四个开关管的通断；然后定义正弦调制波和三角载波，将正弦调制波与方波信号相减后得到新的调制波，新的调制波与三角载波进行比较获得低压单元四个开关管的控制信号；通过调节方波信号的触发角，实现了各个单元输出功率的均衡。该方法有效解决了传统调制方法在部分调制比区间出现的由于各单元功率分配严重失衡而导致系统工作不稳定的极端现象，均衡了各个H桥单元的负荷。

Description

Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制技术领域，尤其涉及一种Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法。

背景技术

在中高压大容量变频调速器和电力有源滤波器广泛应用的前景下，多电平逆变器已经成为当前电力电子功率变换领域备受关注的重要研究热点。目前主要的多电平逆变器包括二极管嵌位式多电平逆变器、飞跨电容嵌位式多电平逆变器和级联H桥式多电平逆变器。级联多电平逆变器是中压大功率传动系统中应用广泛的逆变器拓扑结构，具有相电压冗余、谐波含量低、所需器件相对较少、结构简单、输出波形质量好、易于模块化设计制造、系统可靠性高等优点。与另外两种主流多电平逆变器相比，不存在分压电容均压和飞跨电容稳压问题。

混合H桥级联多电平逆变器拓扑结构由传统H桥级联多电平逆变器拓扑结构发展而来，其主电路也是由多个H桥单元串联组成，但各个H桥单元的电压等级、开关频率各不相同。与CHB相比该拓扑结构在相同的级联单元下可以输出更多的电平数，提升了逆变器的输出波形质量，且允许多种不同电压等级的功率开关协同工作，增加了控制的灵活性，因而受到广泛关注。其中，由Manjrekar等人最早提出的两单元混合七电平逆变器由直流侧电压比为2:1的高压和低压H桥单元组成,其设计思想符合目前电力电子器件的发展特点，具有一定实用价值。

调制策略是混合级联多电平逆变器的关键技术，而目前常用的调制策略往往存在各个级联单元的输出功率分配不均衡问题，引起各个单元电源的利用率不一致，导致输出电压的总谐波含量增大，直接影响逆变器的运行性能。混合级联七电平逆变器拓扑的传统混合调制策略存在电流倒灌问题，在部分调制比区间甚至出现功率倒灌现象，其两单元输出功率分配极不均衡，常用的解决方案是通过在低压单元直流侧采用可控整流桥，确保能量可以双向流动，但这种方案增加了成本，同时也降低了系统的可靠性。

陈仲等人在标题为一种适用与混合级联多电平逆变器的LS-PWM方法(中国电机工程学报，2016年，第36卷23期)的文献中提出一种多载波同相层叠调制方法，该方法虽然能解决电流倒灌问题，但是依然存在直流电源利用率不一致，输出功率分配不均衡的问题。

发明内容

本发明的所要解决的技术问题是：提出一种Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法，主要是为了解决直流电压源的充放电不平衡和利用率不一致问题。该方法首先定义一个方波信号用来控制高压单元四个开关管的通断；然后定义正弦调制波和三角载波，将正弦调制波与方波信号相减后得到新的调制波，新的调制波与三角载波进行比较获得低压单元四个开关管的控制信号；通过调节方波信号的触发角，实现了各个单元输出功率的均衡。该方法有效解决了传统调制方法在部分调制比区间出现的由于各单元功率分配严重失衡，而导致系统工作不稳定的极端现象，均衡了各个H桥单元的负荷。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

直流侧电压比为2:1的Ⅱ型混合级联七电平逆变器的功率均衡控制方法，其中，Ⅱ型混合级联七电平逆变器由高压和低压两个H桥单元组成，高压单元工作在基频，由方波信号Va进行控制，低压单元工作在高频，其调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，通过调节方波信号的触发导通角a使高压和低压H桥单元输出电压基波幅值比为2:1从而达到功率均衡的目的。

逆变器由高压单元和低压单元构成，其中：高压单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第一电源，第一开关管的输入端与第一电源正极相连，输出端与第三开关管的输入端相连；第二开关管输入端与第一电源正极相连，输出端与第四开关管输入端相连；第三开关管和第四开关管的输出端与第一电源负极相连。在正半周期第一开关管导通，第四开关管关断，当Va>0时第二开关管关断，第三开关管导通，否则第二开关管导通，第三开关管关断；在负半周期第一开关管关断，第三开关管导通，当Va<0时第二开关管导通,第三开关管关断，否则第二开关管关断，第三开关管导通。

低压单元包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第二电源，其中第五开关管的输入端与第二电源正极相连，输出端与第七开关管的输入端相连；第六开关管输入端与第二电源正极相连，输出端与第八开关管输入端相连；第七开关管和第八开关管的输出端与第二电源负极相连。在正半周期第五开关管导通，第七开关管关断，当Vm>Vc1时第六开关管关断，第八开关管导通，否则第六开关管导通，第八开关管关断；在负半周期第一开关管关断，第四开关管导通，当Vm<Vc2时第六开关管导通,第八开关管关断，否则第六开关管关断，第八开关管导通。

所述的方波信号的触发导通角a与调制比M呈特定的三角函数关系，具体可由以下公式得到：

α＝arccos(πM/4)

所述的低压单元的调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，具体可由以下公式得到：

V_m＝V_ref-V_a＝2Msinωt-a

式中，a为方波信号的标幺值。

所述的高压单元和低压单元在全调制度范围内输出的电压基波分别为

u₁＝2EMsinωt

u₂＝EMsinωt

基波幅值比为2:1。

所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管均为绝缘栅双极型晶体管。

与现有技术相比，本发明的有益之处在于：

1、解决了其他常用调制策略存在的电流倒灌和功率倒灌问题，提高了系统的可靠性。

2、实现了两单元在全调制度范围内的输出功率均衡，解决了直流电源利用率不一致和充放电不平衡的问题，均衡了各个单元的负荷。

附图说明

图1为本发明Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法的主电路拓扑图；

图2本发明Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法的调制方法的调制原理和输出电平原理图；

图3本发明Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法的混合级联七电平逆变器高压单元、低压单元的输出电压和合成后的总输出电压的波形图；

图4本发明Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法的功率均衡控制方法后混合级联七电平逆变器两个单元的输出功率图。

具体实施方式

下面结合实施例并对照附图对本发明作进一步详细说明。

图1示出直流侧电压比为2:1的混合级联七电平逆变器的拓扑，包括高压H桥单元和低压H桥单元，其直流侧电源分别为E和2E，高压单元包括第一开关管S11、第二开关管S12、第三开关管S13、第四开关管S14，低压单元分为第五开关管S21、第六开关管S22、第七开关管S23、第八开关管S24，第一开关管S11、第二开关管S12、第三开关管S13、第四开关管S14、第五开关管S21、第六开关管S22、第七开关管S23、第八开关管S24均包括输入端、输出端和控制端。

图1中高压单元由第一开关管S11、第二开关管S12、第三开关管S13、第四开关管S14、第一电源2E组成，第一开关管S11的输入端与第一电源2E的正极相连，输出端与第三开关管S13的输入端相连；第二开关管S12的输入端与与第一电源2E的正极相连，输出端与第四开关管S14的输入端相连；第三开关管S13和第四开关管S14的输出端与第一电源2E的负极相连。

图1中低压单元由第五开关管S21、第六开关管S22、第七开关管S23、第八开关管S24、第二电源E组成，第五开关管S11的输入端与第二电源E的正极相连，输出端与第七开关管S23的输入端相连；第六开关管S22的输入端与与第二电源E的正极相连，输出端与第八开关管S24的输入端相连；第七开关管S23和第八开关管S24的输出端与第二电源E的负极相连。

图2产生第一开关管、第二开关管、第五开关管、第六开关管的PWM脉冲信号，第三开关管和第四开关管的PWM脉冲分别与第一开关管和第二开关管互补，第七开关管和第八开关管的PWM脉冲分别与第五开关管和第六开关管互补。

本实施方式的高压单元工作在基频，由方波信号Va进行控制，开关损耗低，在正半周期第一开关管S11导通，第三开关管S13关断，当Va>0时第二开关管S12关断，第四开关管S14导通，否则第二开关管S12导通，第四开关管S14关断；在负半周期第一开关管S11关断，第三开关管S13导通，当Va<0时第二开关管S12导通,第四开关管S14关断，否则第二开关管S12关断，第四开关管S14导通。

本实施方式的低压单元工作在高频，采用PWM调制大大减少了总输出电压的谐波含量，其调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，在正半周期第五开关管S21导通，第七开关管S23关断，当Vm>Vc1时第六开关管S22关断，第八开关管S24导通，否则第六开关管S22导通，第八开关管S24关断；在负半周期第五开关管S21关断，第七开关管S23导通，当Vm<Vc2时第六开关管S22导通,第八开关管S24关断，否则第六开关管S22关断，第八开关管S24导通。

本实施方式方波信号Va的触发导通角a与调制比M呈特定的三角函数关系，具体公式如下：

α＝arccos(πM/4)

本实施方式低压单元的调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，具体公式如下：

V_m＝V_ref-V_a＝2Msinωt-a

式中，a为方波信号的标幺值。

当第一开关管S11和第四开关管S14导通，第二开关管S12和第三开关管S13关断时，高压单元输出直流电压电平为2E。

当第一开关管S11和第四开关管S14关断，第二开关管S12和第三开关管S13导通时，高压单元输出直流电压电平为-2E。

当第一开关管S11和第二开关管S12导通、第三开关管S13和第四开关管S14关断或第一开关管S11和第二开关管S12关断、第三开关管S13和第四开关管S14导通时，高压单元输出直流电压电平为0。

当第五开关管S21和第八开关管S24导通，第六开关管S22和第七开关管S23关断时，低压单元输出直流电压电平为E。

当第五开关管S21和第八开关管S24关断，第六开关管S22和第七开关管S23导通时，低压单元输出直流电压电平为-E。

当第五开关管S21和第六开关管S22导通、第七开关管S23和第八开关管S24关断或第五开关管S21和第六开关管S22关断、第七开关管S23和第八开关管S24导通时，低压单元输出直流电压电平为0。

图3是本发明的功率均衡控制方法应用于混合级联七电平逆变器后得到的高压单元和低压单元的输出电压和合成的总输出电压的波形，两个单元协同工作，输出电压极性相同，不存在倒灌电流，总输出电压为七电平。

图4是本发明的功率均衡控制方法应用于混合级联七电平逆变器后得到的调制比等于0.8时的高压单元和低压单元的输出功率，比为2.03：1，基本实现了两单元的输出功率均衡。

应当理解的是，上述实施方式结构中的各个开关管有多种选择，可采用MOSFET管、PowerMosfet管、CoolMosfet管、IGBT管中的任意一种。

Claims (6)

1.一种Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法，其中，Ⅱ型混合级联七电平逆变器由高压和低压两个H桥单元组成，其特征在于，高压单元工作在基频，由方波信号Va进行控制，低压单元工作在高频，其调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，通过调节方波信号的触发导通角使高压和低压H桥单元输出电压基波幅值比为2:1从而达到功率均衡的目的。

2.根据权利要求1所述的Ⅱ型混合级联七电平逆变器功率均衡控制方法，其特征在于所述的逆变器由高压单元和低压单元构成，高压单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第一电源，其中第一开关管的输入端与第一电源正极相连，输出端与第三开关管的输入端相连；第二开关管输入端与第一电源正极相连，输出端与第四开关管输入端相连；第三开关管和第四开关管的输出端与第一电源负极相连，在正半周期第一开关管导通，第四开关管关断，当Va > 0时第二开关管关断，第四开关管导通，否则第二开关管导通，第三开关管关断；在负半周期第一开关管关断，第三开关管导通，当Va < 0时第二开关管导通, 第三开关管关断，否则第二开关管关断，第三开关管导通；低压单元包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第二电源，其中第五开关管的输入端与第二电源正极相连，输出端与第七开关管的输入端相连；第六开关管输入端与第二电源正极相连，输出端与第八开关管输入端相连；第七开关管和第八开关管的输出端与第二电源负极相连，在正半周期第五开关管导通，第七开关管关断，当Vm >Vc1时第六开关管关断，第八开关管导通，否则第六开关管导通，第八开关管关断；在负半周期第五开关管关断，第七开关管导通，当Vm <Vc2时第六开关管导通, 第八开关管关断，否则第六开关管关断，第八开关管导通。

3.根据权利要求1所述的适用于Ⅱ型混合级联七电平逆变器的功率均衡控制方法，其特征在于所述的方波信号的触发导通角与调制比M呈特定的三角函数关系，具体可由以下公式得到：

。

4.根据权利要求1所述的适用于Ⅱ型混合级联七电平逆变器的功率均衡控制方法，其特征在于所述的低压单元的调制信号Vm由初始调制波Vref与方波信号Va相减后得到，具体可由以下公式得到：

式中，为方波信号的标幺值。

5.根据权利要求1所述的适用于Ⅱ型混合级联七电平逆变器的功率均衡控制方法，其特征在于所述的高压单元和低压单元在全调制度范围内输出的电压基波幅值比为2:1。

6.根据权利要求1所述的混合级联七电平逆变器的功率均衡控制方法，其特征在于所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管为绝缘栅双极型晶体管。