CN107809181A - 一种用于输出电压为1:2的混合级联h桥整流器的控制系统和方法 - Google Patents

一种用于输出电压为1:2的混合级联h桥整流器的控制系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统和方法，通过总调制波vr1与级联单元1:2分压调节器的输出vcmp相比较，得到高压单元调制的方波输出信号，驱动高压单元H桥的开关管；总调制波vr1减去高压单元调制(4)的输出信号后得到的低压单元调制波vr2与正负对称的高频单极性三角波相交截，得到低压单元调制(5)的输出信号，驱动低压H桥单元的开关管。本发明可以获得电压比为1:2的整流电压输出，使得电压应力大的高压单元开关管工作在低频状态下，大大减小开关损耗，同时电压应力较低的低压单元的开关管损耗也相对较小，且高频工作可显著减少滤波器件的体积重量，提高功率密度。

Description

一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统和 方法
技术领域
本发明涉及一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统和方法，属于电能变换装置中的控制技术领域。
背景技术
在多电飞机中，变频交流供电体制是一种发展的趋势。发电机的输出频率为360-800Hz，部分用电设备不能承受电源频率的宽范围变化，需要经过二次电源系统，将其转换为直流电(270V/28V)或恒频交流电(115V/400Hz)，才能供机载设备使用。这些电源系统采用自耦变压整流器或变压整流器等来实现AC/DC变换，逆变环节则采用传统的桥式结构。
然而，ATRU存在重量大、输出电压不可控、三相不平衡输入特性差、EMI干扰等问题，随着机载电源容量和用电负荷多样性的增加，现有结构表现出诸多弊端。因此，针对现有变频交流供电系统存在的问题，迫切需要研究新的AC/DC和DC/AC变换器拓扑结构及控制策略，提升系统转换效率和功率密度，满足国防军事和多电飞机今后的发展需求。
多电平变换器相比于传统的变换器有以下诸多独特的优势：(1)可工作在较低开关频率下，但依旧可输出质量较高的电压波形，开关损耗小；(2)电压变化率小，应力小，抑制了EMI干扰；(3)交流侧电压波形的谐波较小，在波形质量要求相同时，减小变换器的体积和重量，功率密度得到相应提升；(4)可以实现低耐压功率器件在高压大容量场合的的应用，且易模块化，可以满足未来多电、全电飞机的电能需求。
当前常见的多电平变换器拓扑结构主要有二极管钳位型多电平、飞跨电容钳位型多电平和H桥级联型多电平，相比于其他两种多电平拓扑，H桥级联型的多电平拓扑结构有着以下优势：(1)拓扑结构简洁，易于模块化和系统扩展；(2)与钳位型变换器比较，要输出相同的电平数所需要的功率器件相对最少；(3)易实现五电平以上的多电平，谐波含量少，电能质量好，有利于实现更高的功率等级；(4)开关器件只承受自身单元直流侧的电压，可提高电压等级等。
级联H桥整流采用最多的控制策略是载波移相正弦脉宽调制，但这种控制策略只适用于每级联单元输出电压相等的情况，且每个桥臂都工作在高频状态，开关损耗较大。我们可以将H桥级联整流拓扑与逆变器结合，构成“背靠背”的功率变换结构。考虑与现在研究相对较多的电压比为1:2的混合级联逆变器配合，整流产生的独立电源刚好作为逆变输入，而现有的对直流侧电压不对称的多电平整流器研究很少。
发明内容
发明目的：针对上述现有存在的问题和不足，本发明提出了一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统和方法。
技术方案：一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统，包括级联H桥整流器的主电路、总电压调节器、电流调节器、级联单元1:2分压调节器、高压单元调制器、低电压单元调制器、低压单元驱动器、高压单元驱动器，所述级联H桥整流器的主电路的输出电压为udc1和udc2，udc2经过分压生成udc2/2并与udc1输入至总电压调节器中，总电压调节器的输出量IL输入至电流调节器中，电流调节器输出总正弦调制波vr1，udc1和udc2/2输入至级联单元1:2分压调节器中，并输出电压信号vcmp，电压信号vcmp与电流调节器的输出总正弦调制波vr1输入至高压单元调制器中，在高压单元调制器中作比较后输出高压单元调制输出信号，所述总正弦调制波vr1与高压单元调制输出信号输入至低压单元调制器中并相减生成低压单元调制波vr2，低压单元调制波vr2与三角载波交截生成低压调制器的输出信号即低压单元驱动信号，所述高压单元调制输出信号输入至高压单元驱动器中，所述低压单元驱动信号输入至低压单元驱动器中，低压单元驱动器输出的低压单元驱动电压和高压单元驱动器输出的高压单元驱动电压用以驱动级联H桥整流器的主电路。
进一步地，级联H桥整流器的主电路包括交流输入电源、输入滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元以及与低压H桥单元和高压H桥单元直流侧输出并联的两个滤波电容C1、C2与负载，第一至第四开关管Q11～Q14组成输出电压为udc1的低压H桥单元：第五至第八开关管Q21～Q24组成输出电压为udc2的高压H桥单元，第一到第八开关管均包括输入端、输出端和控制端，输入电流从交流输入电源依次流经滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元，Q11的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q12的输入端，Q12的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q13的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q14的输入端，Q14的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q21的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q13的输出端及Q22的输入端，Q22的输出端连接到滤波电容C2的负极，Q23的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q24的输入端及输入交流电压的负端，Q24的输出端连接到滤波电容C2的负极。
进一步地，所述第一至第四开关管为MOS管、IGBT中的一种，第五至第八开关管为MOS管、IGBT、GTO中的一种。
一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法，包括混合级联整流调制步骤和输出电压比为1:2的分压步骤，所述混合级联整流调制步骤包括低压单元控制步骤和高压单元控制步骤，所述高压单元控制步骤先定义高压单元调制器输出信号的幅值，再根据高压单元的总调制波vr1与级联单元1:2分压调节器的输出信号vcmp进行分区比较，进而控制第五至第八开关管的通断，所述低压单元控制步骤将低压单元调制波vr2与三角载波交截得到低压单元驱动信号，进而控制第一至第四开关管的通断，所述输出电压比为1:2的分压步骤中两级输出电压经采样后再通过比例积分得到的实时级联单元1:2分压调节器的输出信号与调制波vr1比较，通过改变级联H桥整流器的主电路开关管的占空比，从而对级联H桥整流器的主电路的两级输出电压进行分压，获得两级输出电压比为1:2的整流电压。
进一步地，所述高压单元控制步骤为先设置高压单元调制器的输出信号为幅值为2Uc的方波，再根据以下规则控制第五至第八开关管的通断：高压单元的总调制波vr1可分为两个区间，其中vr1>0为第一区间，vr1<0为第二区间，在第一区间内，控制Q23关断，Q24导通，当vr1>vcmp时，控制开关管Q21导通、Q22关断；当vr1<vcmp时，控制开关管Q21关断、Q22导通，在第二区间内，控制Q21关断，Q22导通，当vr1>-vcmp时，控制开关管Q23关断、Q24导通；当vr1<-vcmp时，控制开关管Q23导通、Q24关断。
进一步地，所述低压单元控制步骤为先设置低压单元三角载波为幅值为Uc的正负对称的单极性高频三角波vc1和vc2，再将低压单元调制波与三角载波交截得到低压单元驱动信号，其中低压单元调制波vr2由总调制波vr1减去幅值为2Uc的高压单元调制器的输出信号后得到，低压单元的调制波vr2也可分为两个区间，其中vr2>0为第一区间，vr2<0为第二区间，在第一区间内，控制开关管Q11导通、Q12关断，令调制波vr2与三角载波vc1相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc1时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc1时，控制开关管Q13导通、Q14关断，在第二区间内，控制开关管Q11关断，Q12导通，令调制波vr2与三角载波vc2相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc2时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc2时，控制开关管Q13导通、Q14关断。
进一步地，所述输出电压比为1:2的分压步骤通过总基准电压Uref减去两级输出电压采样udc1和udc2/2后经过总电压调节器，作为输入电流调节器基准的幅值IL，与输入电压同相位正弦单位信号sin相乘，作为电流调节器的基准iref，与电流采样iL相减后再经过电流调节器中的PI环节得到总正弦调制波vr1，从而保证两级整流H桥输出电压的和稳定；高压单元输出电压的一半与低压单元输出电压相减后，经过比例积分调节器，得到的直流量作为级联单元1:2分压调节器的输出信号vcmp与总调制波vr1作用，通过调节从而对级联H桥整流器的主电路的两级输出电压进行分压，获得两级输出电压比为1:2的整流电压。
有益效果：
1)解决直流侧输出电压比为1：2的分压问题，得到两级不对称的H桥级联整流输出。
2)高压整流输出单元处于低频方波调制，虽然加在开关关上的电压应力较大，但开关频率低，开关管损耗小，系统效率得到提高；低压单元处于高频PWM调制，但是电压应力小，开关管损耗也不大，且高频开关可显著减小滤波器的体积重量。该方法兼得低频方波调制和高频PWM调制的优点，得到电压比为1:2的整流输出电压，有效解决了使两级H桥输出电压比为1:2时的分压问题，以及两H桥单元中开关管均处于高频调制状态时导致的功率损耗较大的问题，提高了系统效率的同时也可显著减小滤波器的体积重量。
附图说明
图1为本发明方法中的级联H桥整流器主电路拓扑；
图2为本发明方法中的控制方法的示意图；
图3为本发明方法中的混合调制方法的调制原理示意图，其中vL指的是低压H桥单元交流侧电压，vH指的是高压H桥单元交流测电压，vafe指的是总的交流侧电压；
图4(a)为输入侧电压Vin与电流iL波形，图4(b)为输出侧两级电压udc1与udc2的波形；
图5(a)为切载中输入侧电压Vin与电流iL波形，图5(b)为切载中输出侧两级电压udc1与udc2的波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做更进一步的解释。
如图1所示，级联H桥整流器的主电路包括交流输入电源、输入滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元以及与低压H桥单元和高压H桥单元直流侧输出并联的两个滤波电容C1、C2与负载，第一至第四开关管Q11～Q14组成输出电压为udc1的低压H桥单元：第五至第八开关管Q21～Q24组成输出电压为udc2的高压H桥单元，udc2经过分压电路生成udc2/2，第一到第八开关管均包括输入端、输出端和控制端，输入电流从交流输入电源依次流经滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元，Q11的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q12的输入端，Q12的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q13的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q14的输入端，Q14的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q21的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q13的输出端及Q22的输入端，Q22的输出端连接到滤波电容C2的负极，Q23的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q24的输入端及输入交流电压的负端，Q24的输出端连接到滤波电容C2的负极。第一至第四开关管为MOS管、IGBT中的一种，第五至第八开关管为MOS管、IGBT、GTO中的一种。其输入端为MOS管的漏极，输出端为MOS管的源极，或输入端为IGBT的集电极，输出端为IGBT的发射极，或输入端为GTO的阳极，输出端为GTO的阴极。
所述一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法如图2所示：
首先，定义低压单元载波和高压单元调制器4的输出信号幅值，其中低压单元载波为幅值为Uc的正负对称的的单极性高频三角波vc1和vc2，高压单元调制器4的输出信号为幅值为2Uc的方波。
高压单元调制输出信号由总调制波vr1与级联单元1:2分压调节器3的输出信号vcmp比较后得到，其中总正弦调制波vr1由udc1、udc2/2和电流采样IL经总电压调节器1和电流调节器2调节后得到，级联单元1:2分压调节器3的输出信号vcmp由udc1和udc2/2经采样调节后得到。低压单元驱动信号由低压单元调制波vr2与三角载波交截得到，其中低压单元调制波vr2由总调制波vr1减去高压单元调制器的幅值为2Uc的输出信号后得到，S11～S14为开关管Q11～Q14的驱动信号，S21～S24为开关管Q21～Q24的驱动信号。
输出电压比为1:2的分压步骤为通过总基准电压Uref减去两级输出电压udc1和udc2/2后送入总电压调节器1，得到总电压调节器的输出量IL，与输入电压同相位正弦单位信号Sin相乘，作为电流调节器2的基准iref，与电流采样iL相减后再经过电流调节器2中的PI环节得到总正弦调制波vr1，从而保证两级整流H桥输出电压的和稳定。将高压单元输出电压的二分之一减去低压单元输出电压采样，送入比例积分调节器，得到的直流量即级联单元1:2分压调节器3的输出信号vcmp，级联单元1:2分压调节器3的输出信号vcmp与总调制波vr1比较。其中级联单元1:2分压调节器3的输出信号vcmp的采用的限幅范围为1.25～3。当两级整流输出电压比偏离1:2时，两级输出电压经采样后再通过比例积分得到的实时的级联单元1:2分压调节器3的输出信号与调制波vr1比较，通过改变两级H桥开关管的占空比，从而对两级H桥整流器输出电压进行分压，使两级整流输出电压比稳定在1:2。
调制方式和开关管具体的开关状态如图3所示，根据以下规则控制第五至第八开关管的通断：高压单元的总调制波vr1可分为两个区间，其中vr1>0为第一区间，vr1<0为第二区间。在第一区间内，控制Q23关断，Q24导通，当vr1>vcmp时，此时高压单元调制4的输出信号幅值为正2Uc，控制开关管Q21导通、Q22关断；当vr1<vcmp时，，调制信号为0，控制开关管Q21关断、Q22导通。在第二区间内，控制Q21关断，Q22导通，当vr1>-vcmp时，调制信号为0，控制开关管Q23关断、Q24导通；当vr1<-vcmp时，此时高压单元调制4的输出信号幅值为负2Uc，控制开关管Q23导通、Q24关断。其中，为避免由于闭环产生的调制波vr1上的毛刺导致高压单元调制4的输出信号出现个别的高频调制，在得到的高压单元调制输出信号后加入迟滞环节，得到频率等于输入电网电压频率的实际的高压单元调制(4)的输出信号。当开关管Q21和Q24同时开通时，高压单元H桥接入交流侧的电压为udc2。当开关管Q22和Q23同时开通时，单元H桥接入交流侧的电压为-udc2。其他情况下，高压单元H桥接入交流侧的电压为0。由此得到，高压单元整流H桥的交流侧电平一共有三种，分别为+2E、-2E和0。
根据以下规则控制第一至第四开关管的通断：低压单元驱动信号由低压单元调制波vr2与三角载波交截得到，其中低压单元调制波vr2由总调制波vr1减去幅值为正负2Uc的高压单元调制4输出信号后得到。低压单元的调制波vr2也可分为两个区间，其中vr2>0为第一区间，vr2<0为第二区间。在第一区间内，控制开关管Q11导通、Q12关断，令调制波vr2与三角载波vc1相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc1时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc1时，控制开关管Q13导通、Q14关断。在第二区间内，控制开关管Q11关断，Q12导通，令调制波vr2与三角载波vc2相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc2时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc2时，控制开关管Q13导通、Q14关断。当开关管Q11和Q14同时开通时，低压单元H桥接入交流侧的电压为udc1。当开关管Q12和Q13同时开通时，单元H桥接入交流侧的电压为-udc1。其他情况下，低压单元H桥接入交流侧的电压为0。由此得到，低压单元整流H桥的交流侧电平一共有三种，分别为+E、-E和0。高低压单元交流侧电平叠加，总共存在7种电平，分别为+3E、+2E、+E、0、-E、-2E和-3E。
在MATLAB/Simulink软件环境下，本发明搭建了两级H桥级联整流器的仿真模型并对波形进行了分析。采用的仿真参数如下：电网电压Ui为115V400HZ，输入侧滤波电感L为300uH，两级联整流H桥单元直流侧并联滤波电容C1、C2的容值为4000UF，两个三角载波vc1、vc2频率为100KHZ、幅值分别为正负2V。
图4为两级联H桥整流输入电压、输入电流、低压单元直流侧和高压单元直流侧输出电压的仿真波形。从图中可以看出，输入电流的相位与电网电压同步且畸变很小，输出电压稳定在1:2的电压比上。仿真结果证明了本发明采用的控制方式和分压策略的有效性和可行性。
图5为输入电压、输入电流、低压单元直流侧和高压单元直流侧输出电压在突减负载时的动态仿真波形。从仿真波形可以看出，当拓扑由满载减为半载运行时，两级输出电压波动很小且很快能恢复，比值稳定在1:2的电压比上。仿真结果表明，本发明的控制方法和分压策略能够使系统具有良好的动态性能，可靠性较高。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统，其特征在于：包括级联H桥整流器的主电路、总电压调节器(1)、电流调节器(2)、级联单元1:2分压调节器(3)、高压单元调制器(4)、低电压单元调制器(5)、低压单元驱动器、高压单元驱动器，所述级联H桥整流器的主电路的输出电压为udc1和udc2，udc2经过分压生成udc2/2并与udc1输入至总电压调节器中，总电压调节器的输出量IL输入至电流调节器中，电流调节器输出总正弦调制波vr1，udc1和udc2/2输入至级联单元1:2分压调节器(3)中，并输出电压信号vcmp，电压信号vcmp与电流调节器的输出总正弦调制波vr1输入至高压单元调制器中，在高压单元调制器中作比较后输出高压单元调制输出信号，所述总正弦调制波vr1与高压单元调制输出信号输入至低压单元调制器中并相减生成低压单元调制波vr2，低压单元调制波vr2与三角载波交截生成低压单元调制器的输出信号即低压单元驱动信号，所述高压单元调制输出信号输入至高压单元驱动器中，所述低压单元驱动信号输入至低压单元驱动器中，低压单元驱动器输出的低压单元驱动电压和高压单元驱动器输出的高压单元驱动电压用以驱动级联H桥整流器的主电路。
2.根据权利要求1所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统，其特征在于：所述级联H桥整流器的主电路包括交流输入电源、输入滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元以及与低压H桥单元和高压H桥单元直流侧输出并联的两个滤波电容C1、C2与负载，第一至第四开关管Q11～Q14组成输出电压为udc1的低压H桥单元：第五至第八开关管Q21～Q24组成输出电压为udc2的高压H桥单元，第一到第八开关管均包括输入端、输出端和控制端，输入电流从交流输入电源依次流经滤波电感、低压H桥单元和高压H桥单元，Q11的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q12的输入端，Q12的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q13的输入端连接到滤波电容C1的正极，输出端连接到Q14的输入端，Q14的输出端连接到滤波电容C1的负极，Q21的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q13的输出端及Q22的输入端，Q22的输出端连接到滤波电容C2的负极，Q23的输入端连接到滤波电容C2的正极，输出端连接到Q24的输入端及输入交流电压的负端，Q24的输出端连接到滤波电容C2的负极。
3.根据权利要求1～2中任一权利要求所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制系统，其特征在于：所述第一至第四开关管为MOS管、IGBT中的一种，第五至第八开关管为MOS管、IGBT、GTO中的一种。
4.根据权利要求1所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法，其特征在于：包括混合级联整流调制步骤和输出电压比为1:2的分压步骤，所述混合级联整流调制步骤包括低压单元控制步骤和高压单元控制步骤，所述高压单元控制步骤先定义高压单元调制器(4)输出信号的幅值，再根据高压单元的总调制波vr1与级联单元1:2分压调节器(3)的输出信号vcmp进行分区比较，进而控制第五至第八开关管的通断，所述低压单元控制步骤将低压单元调制波vr2与三角载波交截得到低压单元驱动信号，进而控制第一至第四开关管的通断，所述输出电压比为1:2的分压步骤中两级输出电压经采样后再通过比例积分得到的实时级联单元1:2分压调节器(3)的输出信号与调制波vr1比较，通过改变级联H桥整流器的主电路开关管的占空比，从而对级联H桥整流器的主电路的两级输出电压进行分压，获得两级输出电压比为1:2的整流电压。
5.根据权利要求1所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法，其特征在于：所述高压单元控制步骤为先设置高压单元调制器(4)的输出信号为幅值为2Uc的方波，再根据以下规则控制第五至第八开关管的通断：高压单元的总调制波vr1可分为两个区间，其中vr1>0为第一区间，vr1<0为第二区间，在第一区间内，控制Q23关断，Q24导通，当vr1>vcmp时，控制开关管Q21导通、Q22关断；当vr1<vcmp时，控制开关管Q21关断、Q22导通，在第二区间内，控制Q21关断，Q22导通，当vr1>-vcmp时，控制开关管Q23关断、Q24导通；当vr1<-vcmp时，控制开关管Q23导通、Q24关断。
6.根据权利要求1所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法，其特征在于：所述低压单元控制步骤为先设置低压单元三角载波为幅值为Uc的正负对称的单极性高频三角波vc1和vc2，再将低压单元调制波与三角载波交截得到低压单元驱动信号，其中低压单元调制波vr2由总调制波vr1减去幅值为2Uc的高压单元调制器(4)的输出信号后得到，低压单元的调制波vr2也可分为两个区间，其中vr2>0为第一区间，vr2<0为第二区间，在第一区间内，控制开关管Q11导通、Q12关断，令调制波vr2与三角载波vc1相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc1时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc1时，控制开关管Q13导通、Q14关断，在第二区间内，控制开关管Q11关断，Q12导通，令调制波vr2与三角载波vc2相交截获得Q13和Q14的通断信号，当vr2>vc2时，控制开关管Q13关断、Q14导通，当vr2<vc2时，控制开关管Q13导通、Q14关断。
7.根据权利要求1所述的用于输出电压为1:2的混合级联H桥整流器的控制方法，其特征在于：所述输出电压比为1:2的分压步骤通过总基准电压Uref减去两级输出电压采样udc1和udc2/2后经过总电压调节器(1)，作为输入电流调节器(2)基准的幅值IL，与输入电压同相位正弦单位信号sin相乘，作为电流调节器(2)的基准iref，与电流采样iL相减后再经过电流调节器(2)中的PI环节得到总正弦调制波vr1，从而保证两级整流H桥输出电压的和稳定；高压单元输出电压的一半与低压单元输出电压相减后，经过比例积分调节器，得到的直流量作为级联单元1:2分压调节器(3)的输出信号vcmp与总调制波vr1作用，通过调节从而对级联H桥整流器的主电路的两级输出电压进行分压，获得两级输出电压比为1:2的整流电压。
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