CN102651622A

CN102651622A - 全桥无死区spwm控制方法

Info

Publication number: CN102651622A
Application number: CN2012101424242A
Authority: CN
Inventors: 宋春伟; 赵荣祥; 朱明磊
Original assignee: Zhejiang University ZJU
Current assignee: Zhejiang University ZJU
Priority date: 2012-05-09
Filing date: 2012-05-09
Publication date: 2012-08-29
Anticipated expiration: 2032-05-09
Also published as: CN102651622B

Abstract

本发明涉及逆变电路PWM控制技术，旨在提供一种全桥无死区SPWM控制方法。该方法是对由直流电源或电容与两个半桥并联构成的全桥电压型逆变器进行控制，通过对这两个半桥分别作双极性SPWM调制，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。本发明使得各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考正弦信号频率的2倍。逆变器的开关损耗降低，效率提高；采用该控制方法后的全桥电压型逆变器适用于各类负载，如感性、容性、阻性负载。

Description

全桥无死区SPWM控制方法

技术领域

本发明涉及逆变电路PWM控制技术领域，尤其涉及一种全桥无死区高效率SPWM控制方法。

背景技术

脉宽调制（PWM）技术通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。正弦脉宽调制（SPWM）就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它已广泛应用于交流电机变频调速系统、不间断电源（ＵＰＳ）、通信电源等领域中。

采用相同功率等级的开关管，单相全桥电压型逆变器能够提供负载输入功率的范围是单相半桥逆变器的2倍。因而，全桥电压型逆变器更适用于大功率应用场合。然而，许多大功率负载如多相电机、风机、水泵等常采用多相供电，为得到n相对称交流电源则需要n个单相全桥逆变器，各逆变器输出电压幅值与频率相同，相位依次相差2π/n电角度即可。当各逆变器采用SPWM控制技术，各相可以独立控制，只需每相逆变器的调制信号幅值与频率相同，相位依次相差2π/n电角度即可。因此研究全桥SPWM技术，不仅适用于单相也适用于多相运用场合。

传统全桥逆变器同一桥臂上下开关管的工作方式是互补导通，为防止上下开关管同时导通与直流侧发生短路，上下开关管的调制信号中必须加入死区时间。死区时间的加入会引起逆变器输出电压的基波分量与理想的调制信号存在更大的偏差，输出电压基波幅值随死区时间的增加而线性减小。同时，死区时间使逆变器输出电压波形增加附加谐波，使输出电压总谐波畸变（THD）增大，这不仅造成逆变器功率因素降低，影响效率，而且还可能引起逆变器自身以及其他设备的共振，在电机变频调速领域中还会造成电机低速转矩脉动。另外，逆变器所用开关管功率等级越大，它的开通、关断时间越大，则加入死区时间也越长，因此开关管采用需加入死区时间的工作方式不利于逆变器容量的进一步扩大。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服传统带死区的SPWM技术的不足，提供一种全桥无死区的SPWM控制方法，该方法可以使输出电压的THD及基波电压幅值不受死区时间的影响；采用该控制方法的全桥电压型逆变器适用于各类负载，如感性、容性、阻性负载；同时逆变器开关管采用本发明提出的工作模式后，在每个开关周期内四个全控型开关管至多只有两个开关管工作，使逆变器开关损耗降低，效率提高。

为解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种全桥无死区SPWM控制方法，是对由直流电源或电容与两个半桥并联构成的全桥电压型逆变器进行控制，通过对这两个半桥分别作双极性SPWM调制，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号；所述全桥电压型逆变器中，半桥B₁由全控型电力电子开关S₁、S₂串联而成，S₁反并联二极管D₁，S₂反并联二极管D₂；半桥B₂由全控型电力电子开关S₃、S₄串联而成，S₃反并联二极管D₃，S₄反并联二极管D₄。

本发明具体包括以下步骤：

（1）对由反并联续流二极管的全控型开关管S₁、S₂串联构成的半桥B₁及由反并联续流二极管的全控型开关管S₃、S₄串联构成的半桥B₂分别作双极性SPWM调制，半桥B₁、半桥B₂两者的三角载波幅值、相位、频率相同，两者的正弦参考信号u_Ar与u_Br幅值相同，相位互差π电角度，频率相同，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关管S₁的调制信号为P₁，开关管S₃的调制信号为P₃；

（2）将上一步得到的调制信号P₁与P₃作异或处理，得到表征每个开关周期内逆变器输出电压u_AB的平均电压绝对值大小的脉冲波形PA；

（3）逆变器输出电压u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr是u_Ar的2倍，根据u_ABr当前的值与输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态，将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0，将i_AB与0比较，当i_AB大于0则表示当前输出电流为正，标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则表示当前输出电流为负，标记逻辑变量IPN为0，若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11，若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10，若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01，若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00；

（4）根据状态变量的值确定各开关管优化后的调制信号，当X为11时，当前开关周期内开关管S₂、S₃调制信号为低电平，选择开关管S₁、S₄中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PA，当X为00时，当前开关周期内开关管S₁、S₄调制信号为低电平，选择开关管S₂、S₃中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PA，当X为10时，当前开关周期内开关管S₁、S₄调制信号为低电平，选择开关管S₂、S₃中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PA取反后的信号，当X为01时，当前开关周期内开关管S₂、S₃调制信号为低电平，选择开关管S₁、S₄中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PA取反后的信号；

（5）将上一步中得到的各桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。

本发明中，对应每个开关时间内输出平均电压相等，各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间,加入死区的频率是参考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。

本发明中，逆变器在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管工作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作，这使得逆变器的开关损耗降低，效率提高。

本发明的有益效果是：

本发明提出的全桥无死区高效率SPWM控制方法，使得各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考正弦信号频率的2倍，这与开关频率相比所加死区对输出电压的THD及基波幅值的影响几乎可以忽略不计；采用本发明提出的开关管工作模式后，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作，这使得逆变器的开关损耗降低，效率提高；采用该控制方法后的全桥电压型逆变器适用于各类负载，如感性、容性、阻性负载。

附图说明

图1 全桥逆变器主电路图；

图2 表征输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图；

图3各开关管调制信号无死区优化框图。

具体实施方式

本发明中，全桥电压型逆变器其特征在于直流母线P与直流母线Q之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线P、Q之间并联2个半桥。半桥B₁由全控型电力电子开关S₁、S₂串联而成，S₁反并联二极管D₁，S₂反并联二极管D₂。半桥B₂由全控型电力电子开关S₃、S₄串联而成，S₃反并联二极管D₃，S₄反并联二极管D₄。

当开关管S₁、S₄导通时逆变器输出电压u_AB电压值为E，当开关管S₂、S₃导通时逆变器输出电压u_AB电压值为-E，当S₁、D₃导通或S₂、D₄导通或D₁、S₃导通或D₂、S₄导通时逆变器输出电压u_AB电压值为0。

本发明的具体工作过程按如下步骤进行：

1）对半桥B₁、半桥B₂分别作双极性SPWM调制，半桥B₁、半桥B₂两者的三角载波幅值、相位、频率相同，两者的正弦参考信号u_Ar与u_Br幅值与频率相同，相位互差π电角度，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关S₁的调制信号为P₁，开关S₃的调制信号为P₃。

2）对上一步中得到的各开关管调制信号进行优化，改变同一桥臂上下管互补导通的传统工作模式，优化后的开关管调制信号能够使得同一桥臂上下开关管在每个开关周期内至多只有一个开关管工作，这样的开关管调制信号特点是无需加入死区时间。优化的核心原则是优化前与优化后在对应每个开关周期内逆变器输出电压的平均值相等。将上一步得到的调制信号P₁与P₃作异或处理，得到表征每个开关周期内u_AB输出平均电压绝对值大小的脉冲波形PA，PA在某个开关周期内的占空比为D，则当前开关周期内u_AB输出平均电压的绝对值为母线电压E与D的乘积。

3）u_AB的等效参考正弦电压信号u_ABr的幅值是半桥B₁参考正弦信号的2倍，两者的相位与频率相同。根据当前u_ABr的值与输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态。将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0。i_AB与0比较，当i_AB大于0则标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则标记逻辑变量IPN为0。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11；若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10；若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01；若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00。

4) 根据状态变量的值确定各开关管优化后的调制信号。

当X为11时，当前开关周期内开关管S₂、S₃调制信号为低电平；选择开关管S₁、S₄中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PA，若选择S₁始终导通时，PA为高电平时u_AB输出正电平E，PA为低电平时u_AB输出零电平，电流可以由开关管S₁和与二极管D₃续流。若选择S₄始终导通时，PA为高电平时u_AB输出正电平E，PA为低电平时u_AB输出零电平，电流可以由开关管S₄和与二极管D₂续流。

当X为00时，当前开关周期内开关管S₁、S₄调制信号为低电平；选择开关管S₂、S₃中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PA，若选择S₂始终导通时，PA为高电平时u_AB输出负电平-E，PA为低电平时u_AB输出零电平，电流可以由开关管S₂和与二极管D₄续流。若选择S₃始终导通时，PA为高电平时u_AB输出负电平-E，PA为低电平时u_AB输出零电平，电流可以由开关管S₃和与二极管D₁续流。

当X为10时，当前开关周期内开关管S₁、S₄调制信号为低电平；选择开关管S₂、S₃中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PA取反后的信号，若选择S₂工作，PA的取反信号为高电平时电流由S₂与D₄续流，u_AB输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由二极管D₁和二极管D₄续流，u_AB输出正电平E，若选择S₃工作，PA的取反信号为高电平时电流由S₃与D₁续流，u_AB输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由二极管D₁和二极管D₄续流，u_AB输出正电平E。

当X为01时，当前开关周期内开关管S₂、S₃调制信号为低电平；选择开关管S₁、S₄中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PA取反后的信号，若选择S₁工作，PA的取反信号为高电平时电流由S₁与D₃续流，u_AB输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由二极管D₂和二极管D₃续流，u_AB输出负电平-E，若选择S₄工作，PA的取反信号为高电平时电流由S₄与D₂续流，u_AB输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由二极管D₂和二极管D₃续流，u_AB输出负电平-E。

5）将上一步中得到的各桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。

下面结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

图1所示为全桥逆变器主电路图，直流母线P与直流母线Q之间跨接一电压值为E的直流电源或电容，图中采用了直流电源，母线P、Q间并联2个半桥。半桥B₁由全控型电力电子开关S₁、S₂串联而成，S₁反并联二极管D₁，S₂反并联二极管D₂。半桥B₂由全控型电力电子开关S₃、S₄串联而成，S₃反并联二极管D₃，S₄反并联二极管D₄。

图2所示为表征输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图，对半桥B₁、半桥B₂分别作双极性SPWM调制，半桥B₁、半桥B₂两者的三角载波幅值、相位、频率相同，两者的正弦参考信号u_Ar与u_Br幅值与频率相同，相位互差π电角度，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关管S₁的调制信号为P₁，开关管S₃的调制信号为P₃。将调制信号P₁与P₃作异或处理，得到表征逆变器输出电压u_AB在每个开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形PA。

图3所示为各开关管调制信号无死区优化框图，根据当前等效参考正弦电压信号u_ABr的值与输出电流i_AB的值判断当前逆变器的工作状态。将u_ABr与0比较，当u_ABr大于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当u_ABr小于0则表示当前开关周期内u_AB应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0。i_AB与0比较，当i_AB大于0则标记逻辑变量IPN为1，反之当i_AB小于0则标记逻辑变量IPN为0。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11；若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10；若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01；若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当i_AB等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当i_AB等于0，UPN为0，则状态变量X为00。当X为11时，当前开关周期内开关管S₂调制信号PWM_S₂为低电平，开关管S₃调制信号PWM_S₃为低电平；选择开关管S₁、S₄中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PA，图中选择S₄始终导通，开关管S₄调制信号PWM_S₄为高电平，开关管S₁调制信号PWM_S₁为PA。当X为00时，当前开关周期内开关管S₁调制信号PWM_S₁为低电平，开关管S₄调制信号PWM_S₄为低电平；选择开关管S₂、S₃中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PA，图中选择S₃始终导通，开关管S₃调制信号PWM_S₃为高电平，开关管S₂调制信号PWM_S₂为PA。当X为10时，当前开关周期内开关管S₁调制信号PWM_S₁为低电平，开关管S₄调制信号PWM_S₄为低电平；选择开关管S₂、S₃中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PA取反后的信号，图中选择S₂工作，开关管S₂调制信号PWM_S₂为PA取反后的信号，开关管S₃调制信号PWM_S₃为低电平。当X为01时，当前开关周期内开关管S₂调制信号PWM_S₂为低电平，开关管S₃调制信号PWM_S₃为低电平；选择开关管S₁、S₄中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PA取反后的信号，图中选择S₁工作，开关管S₁调制信号PWM_S₁为PA取反后的信号，开关管S₄调制信号PWM_S₄为低电平。图中得到的各桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间。

Claims

1.一种全桥无死区SPWM控制方法，其特征在于，是对由直流电源或电容与两个半桥并联构成的全桥电压型逆变器进行控制，通过对这两个半桥分别作双极性SPWM调制，获得同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号；所述全桥电压型逆变器中，半桥B₁由全控型电力电子开关S₁、S₂串联而成，S₁反并联二极管D₁，S₂反并联二极管D₂；半桥B₂由全控型电力电子开关S₃、S₄串联而成，S₃反并联二极管D₃，S₄反并联二极管D₄。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，包括以下步骤：

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对应每个开关时间内输出平均电压相等，各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间,加入死区的频率是参考电压频率的2倍。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，逆变器在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管工作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。