JP2020080627A - 電力変換装置及びその電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流端子ＰＮ間の電圧を脈動させずに交流出力の高調波が低減できる電力変換装置及び電力変換方法を提供する。【解決手段】電力変換装置１は、直流端子５のＰ端子とＮ端子間に、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＰ側アームＡＲＭＰと、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＮ側アームＡＲＭＮの直列回路によりレグを構成し、Ｐ側アームＡＲＭＰとＮ側アームＡＲＭＮの接続点を交流端子４の３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）にそれぞれ接続している。【選択図】図１

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベル・コンバータ（Ｍｏｄｕｌｅｒ ＭｕｌｔｉｌｅＶｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：以下、ＭＭＣという）を用いた電力変換装置及びその電力変換方法に関する。

交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置の一つとして、ＭＭＣの回路構成及びその電力変換方法が開示されている。ＭＭＣは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子、ダイオード、コンデンサで構成される単位変換器を直列に接続することにより高い電圧に耐えられる。

ＭＭＣの単位変換器をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する場合、各単位変換器に対応するキャリア波の位相を適切にシフトすることによって、交流出力をマルチレベル波形にできる。

特許文献１には、直流Ｐ端子に接続されたＰ側アームと直流Ｎ端子に接続されたＮ側アームからなるＭＭＣの回路構成において、アーム内部の単位変換器の個数を偶数、或いは奇数とした場合のＭＭＣ交流出力の高調波を低減する電力変換方法が記載されている。

特許文献１によれば、アーム内部の単位変換器の個数Ｍが偶数の場合はＰ側アームのキャリア波群とＮ側アームのキャリア波群との間に位相差π／Ｍを設定し、単位変換器が奇数個の場合はキャリア波群との間の位相差をゼロに設定する。これにより、Ｐ側アームとＮ側アームの出力電圧パルスをずらしてマルチレベル波形の段数を増やし、交流出力の高調波を低減している。

特許６０１７２７２号公報

しかしながら、特許文献１のＰＷＭ制御方法では、出力電圧パルスをずらすことよってＰ側アームとＮ側アーム間に電位差を生じるため、直流端子ＰＮ間の電圧が脈動するといった課題がある。直流端子ＰＮ間の電圧が脈動すると、電流リプルを除去するためのリアクトルやフィルタ設備が新たに必要となるため、直流電圧の脈動は極力小さくする方が好ましい。

そこで、本発明は直流端子ＰＮ間の電圧を脈動させずに交流出力の高調波が低減できる電力変換装置及び電力変換方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明においては「直流のＰ端子と交流端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と交流端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換するとともに、Ｐ側アームおよびＮ側アームの夫々のアームは、コンデンサと半導体スイッチング素子が並列接続された単位変換器が複数直列接続されてアームを形成するとともに、アームは並列接続された複数のアーム群により構成されている電力変換装置であって、
アームを構成する複数の単位変換器内の複数の半導体スイッチング素子は、変調波とキャリア波群で定まるゲートパルス信号群により点弧制御され、
並列接続された複数のアーム群を第１アームから第Ｌアームとするとき、第１アームのキャリア波群から第Ｌアームのキャリア波群との間にそれぞれ位相差φを設定して、第１アームから第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置」としたものである。

また本発明においては「直流のＰ端子と３相交流の各端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と３相交流の各端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換するとともに、Ｐ側アームおよびＮ側アームの夫々のアームは、コンデンサと半導体スイッチング素子が並列接続された単位変換器が複数直列接続されてアームを形成するとともに、アームは並列接続された複数のアーム群により構成されている電力変換装置の電力変換方法であって、
アームを構成する複数の単位変換器内の複数の半導体スイッチング素子は、変調波とキャリア波群で定まるゲートパルス信号群により点弧制御され、
並列接続された複数のアーム群を第１アームから第Ｌアームとするとき、第１アームのキャリア波群から第Ｌアームのキャリア波群との間にそれぞれ位相差φを設定して、第１アームから第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置の電力変換方法」としたものである。

本発明によれば、並列接続したアーム間の出力電圧パルスをずらすことによって、直流端子ＰＮ間の電圧を脈動させずに交流出力の高調波が低減できる電力変換装置及びその電力変換方法を得ることができる。

本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図。 アーム内部の単位変換器の構成例を示す図。 Ｕ相Ｎ側アームのＰＷＭ制御部１００ＵＮで実行される演算ブロックを代表して示す図。 各アームのキャリア波群の位相の関係を整理して示す図。 アーム並列数Ｌ＝２、単位変換器の個数Ｍを３（奇数）とした場合の各部波形を示す図。 アーム並列数Ｌ＝２、単位変換器の個数Ｍを４（偶数）とした場合の各部波形を示す図。

本発明の実施例について、以下、図面を用いて説明する。

図１は、本発明の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置１は、例えば３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）の交流端子４と、直流端子５の間に設置されて、交流を直流に或いは直流を交流に変換する機能を果たす。

電力変換装置１は、直流端子５のＰ端子とＮ端子間に、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＰ側アームＡＲＭＰと、複数台の単位変換器２を直列に接続して構成されたＮ側アームＡＲＭＮの直列回路によりレグを構成し、Ｐ側アームＡＲＭＰとＮ側アームＡＲＭＮの接続点を交流端子４の３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）にそれぞれ接続している。なお各アームはリアクトル３を介して交流端子４の各相に接続されている。

本発明では、交流各相について、並列の複数レグ構成としている。従って、Ｐ側アームＡＲＭＰはＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬのＬ台が直流端子５のＰ端子と交流端子４の各相間に夫々並列接続されて構成され、Ｎ側アームＡＲＭＮは第１アームＡＲＭＮ１から第ＬアームＡＲＭＮＬのＬ台が直流端子５のＮ端子と交流端子４の各相間に夫々並列接続されて構成されている。なおこれらのアーム構成は、各相とも同じであるので、以降の説明において特に必要でない限りＵ相を代表相とし、付与する記号についてＵ、Ｖ、Ｗ相の表記を割愛するものとする。

各相についての複数のＰ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群は、Ｐ側のＰＷＭ制御部１００（１００ＵＰ、１００ＶＰ、１００ＷＰ）から与えられ、各相についての複数のＮ側アームＡＲＭＮ（ＡＲＭＮ１からＡＲＭＮＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群は、Ｎ側のＰＷＭ制御部１００（１００ＵＮ、１００ＶＮ、１００ＷＮ）から与えられる。

図示の例では、Ｕ相とＰ端子間の複数のＰ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＵＰ１ｋ〜ＧＰＵＰＬｋであり、Ｕ相とＮ端子間の複数のＮ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＮ１からＡＲＭＮＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＵＮ１ｋ〜ＧＰＵＮＬｋであり、Ｖ相とＰ端子間の複数のＰ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＶＰ１ｋ〜ＧＰＶＰＬｋであり、Ｖ相とＮ端子間の複数のＮ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＶＮ１ｋ〜ＧＰＶＮＬｋ、Ｗ相とＰ端子間の複数のＰ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＷＰ１ｋ〜ＧＰＷＰＬｋであり、Ｗ相とＮ端子間の複数のＮ側アームＡＲＭＰ（ＡＲＭＰ１からＡＲＭＰＬ）内の単位変換器２に対するゲートパルス信号群はＧＰＷＮ１ｋ〜ＧＰＷＮＬｋである。

各ＰＷＭ制御部１００では、３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のＰ側アームとＮ側アームの変調波指令（ＶＭＵＰ、ＶＭＵＮ、ＶＭＶＰ、ＶＭＶＮ、ＶＭＷＰ、ＶＭＷＮ）に応じて、各相Ｐ・Ｎアームの第１アームから第Ｌアームの各単位変換器２を駆動するためのゲートパルス信号群を生成する。ＰＷＭ制御部１００内部の詳細については後述する。

なお、上記ゲートパルス信号名や以下で使用する信号名の記号Ｌは３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のＰ側アームとＮ側アームのそれぞれに並列接続されたアームの並列数、記号ｋはアーム内の各単位変換器２に対応した信号の識別番号（ｋ＝１〜Ｍ）、記号Ｍはアーム内の直列接続された単位変換器の個数を表している。

次に、アーム内部の構成例を説明する。図２はＵ相Ｎ側アームの第１アームＡＲＭ１の構成例を示している。なおアーム内部の構成については他のアームも同様であるので、ここではＵ相Ｎ側アームを代表例として示し他のアーム内部の構成の説明を省略する。

アームＡＲＭは、複数の単位変換器２が交流端子４と直流Ｎ端子の間にリアクトル３を介して直列接続されて構成されている。直列接続された複数の単位変換器２のそれぞれにはＰＷＭ制御部１００からのゲートパルス信号群ＧＰＵＮ（Ｕ相Ｎ側アームの第１アームＡＲＭ１の場合にはＧＰＵＮ１ｋ）が与えられている。ここでは交流端子４側の単位変換器２に対するゲートパルス信号がＧＰＵＮ１１であり、直流Ｎ端子側の単位変換器２に対するゲートパルス信号がＧＰＵＮ１Ｍである。

単位変換器２は、いわゆるＭＭＣを構成している。ＭＭＣでは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子２１Ｈ、２１Ｌが直列接続され、各半導体スイッチング素子２１Ｈ、２１Ｌに並列にダイオード２２Ｈ、２２Ｌが配置され、かつ半導体スイッチング素子２１Ｈ、２１Ｌの直列回路に並列にコンデンサ２３を備えている。また単位変換器２は、各半導体スイッチング素子２１Ｈ、２１Ｌをオン・オフ制御するためのゲートドライバ２４を備えている。なお、ここでは、図に示すような双方向チョッパ型の単位変換器を例に説明するが、その他、例えばフルブリッジ型の単位変換器を用いることもできる。

各ゲートドライバ２４は、ＰＷＭ制御部１００から伝送されるゲートパルス信号群ＧＰＵＮ１ｋ（ＧＰＵＮ１１〜ＧＰＵＮ１Ｍ）に基づいて、各単位変換器２の半導体スイッチング素子２１Ｈと２１Ｌを交互にオン・オフするゲート電圧を出力する。

各単位変換器２の出力電圧ＶＣＵＮ１１〜ＶＣＵＮ１Ｍは、半導体スイッチング素子２１Ｈがオン、２１Ｌがオフの場合はコンデンサ２３の電圧と概ね等しく、逆に半導体スイッチング素子２１Ｈがオフ、２１Ｌがオンの場合は概ねゼロとなる。各単位変換器２からは、ＰＷＭ制御部１００から伝送されるゲートパルス信号群ＧＰＵＮ１ｋ（ＧＰＵＮ１１〜ＧＰＵＮ１Ｍ）のタイミングに準じた矩形波（パルス）の電圧が出力される。

これにより、複数の単位変換器が直列接続されて構成されたアームＡＲＭ１からは、各単位変換器２の出力電圧ＶＣＵＮ１１〜ＶＣＵＮ１Ｍが合成された出力電圧パルスＶＡＵＮ１が出力される。いわゆるマルチレベル波形が生成される。

次に、ＰＷＭ制御部１００内部の詳細（並列接続されたアーム間の電力変換方法）について説明する。図３はＵ相Ｎ側アームのＰＷＭ制御部１００ＵＮで実行される演算ブロックを代表して示したものである。

なお、ＰＷＭ制御部１００の制御を説明するにあたり、他相のＮ側アームとＰ側アームのＰＷＭ制御部１００についても各変調波指令に応じて、同様のキャリア波の生成方法を用いた演算が実行されることは言うまでもないことである。また、各相間の位相の関係を制御すること、同一レグでのＮ側アームとＰ側アームに与えるゲートパルス信号の関係などもすでに知られたことであるので以降の説明を割愛する。これらの制御はすでに周知の制御が実行されるものとする。

Ｕ相Ｎ側アームのＰＷＭ制御部１００ＵＮで代表される本発明のＰＷＭ制御部１００においては、同一アーム内の直列接続された単位変換器２に対するゲートパルス信号群ＧＰＵＮ１ｋ（ＧＰＵＮ１１〜ＧＰＵＮ１Ｍ）のタイミング制御（以下第１のタイミング制御という）と、並列された複数のアーム間におけるゲートパルス信号群（ＧＰＵＮ１ｋ〜ＧＰＵＮＬｋ）のタイミング制御（以下第２のタイミング制御という）の２種類の制御を実行している。前者はいわば縦方向の制御であり、後者は横方向の制御であるということができる。なお本発明は、第２のタイミング制御に特徴を有している。

図３のＰＷＭ制御部１００は、並列されたアーム毎のＬ台のゲートパルス信号群発生部２０（２０１から２０Ｌ）により構成されている。各ゲートパルス信号群発生部２０内には、各アーム内の単位変換器２の個数ｋと同じ個数の比較器１０３を備えており、各比較器１０３の一方端子には、外部から共通入力したＵ相Ｎ側アーム変調波指令ＶＭＵＮとして交流系統における３相交流のＵ相波形（正弦波）を入力されている。また各比較器１０３の他方端子には、キャリア波ＣＲＲが与えられており、複数の比較器１０３により、同一アーム内の直列接続された単位変換器２に対するゲートパルス信号群ＧＰＵＮ１ｋ（ＧＰＵＮ１１〜ＧＰＵＮ１Ｍ）を形成している。

図３のＰＷＭ制御部１００における以下の説明は、まず第１のタイミング制御について行い、その後に本発明の主眼である第２のタイミング制御について行うものとする。第１のタイミング制御の説明は、ゲートパルス信号群発生部２０１を代表例として行うが、他のゲートパルス信号群発生部２０も同様処理が行われている。

ゲートパルス信号群発生部２０１内の複数の比較器１０３ａの一方端子に対する信号は、前述したように外部から共通入力した変調波指令ＶＭＵＮとして交流系統における３相交流のＵ相波形（正弦波）であるが、他方端子への入力であるキャリア波は位相演算部１０１の出力に基づいてキャリア波生成部１０２ａで生成されたものである。

第１のタイミング制御における波形生成は、まず位相演算部１０１の処理から始まる。位相演算部１０１は、比較器１０３ａごとに設置されている。複数の位相演算部１０１の夫々では、アーム内の直列接続された単位変換器の個数をＭ、各単位変換器の識別番号をｋ（ｋ＝１、２、…Ｍ）とするとき、（１）式により構成第１アームのキャリア波群の初期位相（θ１１、θ１２、…θ１Ｍ）を算出する。（１）式中の３６０°はキャリア波の１周期に相当する角度である。

従って例えばアーム内の直列接続された単位変換器の個数を３０とするなら、１２度間隔での信号群を形成することになる。

キャリア波生成部１０２ａでは、位相生成部１０１で算出した１２度間隔での初期位相の信号群と、予め定めたキャリア周期に基づいて、第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、…ＣＲＲ１Ｍ）を生成する。なおキャリア波生成部１０２ａに示すキャリアは、ボトム間あるいはトップ間が交流波形の３６０度に対応する三角波である。

複数個の比較器１０３ａでは、Ｕ相Ｎ側アームの変調波指令ＶＭＵＮと第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、…ＣＲＲ１Ｍ）とをそれぞれ大小比較し、Ｕ相Ｎ側の第１アームのゲートパルス信号群ＧＰＵＮ１ｋを形成し出力する。以上が、第１のタイミング制御における波形生成処理である。

この結果として、１つのアームを形成する直列接続された複数の単位変換器２は、交流波形の１周期内においてオン、あるいはオフする個数が順次変化し、変調波指令ＶＭＵＮの正弦波に類似の階段状に変化する電圧を発生する。

次に、第１アームと並列に接続される第Ｌアームのキャリア波の生成方法（第２のタイミング制御における波形生成処理）について説明する。

図３のゲートパルス信号群発生部２０Ｌにおいて図示された位相（θ［Ｌ−１］１、θ［Ｌ−１］２、…θ［Ｌ−１］Ｍ）は、第Ｌアームの一つ前のアーム（第Ｌ−１アーム）のキャリア波群の初期位相であることを意味している。例えば、並列数をＬ＝２とすると、一つ前のアームのキャリア波群の初期位相は前述した第１アームのキャリア波群の初期位相（θ１１、θ１２、…θ１Ｍ）となる。

第Ｌアームのキャリア波群の初期位相（θＬ１、θＬ２、…θＬＭ）は、一つ前のアームのキャリア波群の初期位相（θ［Ｌ−１］１、θ［Ｌ−１］２、…θ［Ｌ−１］Ｍ）に位相φを加算した値である。即ち、第Ｌアームのキャリア波群の位相は一つ前のアームのキャリア波群の位相に対して位相φだけ進んでいる。

位相φは（２）式を用いて求める。（２）式中の３６０°はキャリア波の１周期に相当する角度、記号Ｍはアーム内の直列接続された単位変換器の個数、記号Ｌはアームの並列数である。

また、第Ｌアームのキャリア波群の初期位相は、一つ前のアームのキャリア波群の初期位相から位相φを減算して遅らせるようにしてもよい。

図４は、各アームのキャリア波群の位相の関係を整理して示したものであり、例えば第１アームのゲートパルス信号群発生部２０１におけるキャリア波群の初期位相（θ１１、θ１２、…θ１Ｍ）は、３６０度の例えば０度を基準とする１２度間隔でのパルス群として示される。これらのパルス群に対して、第２アームのゲートパルス信号群発生部２０２におけるキャリア波群の初期位相（θ２１、θ２２、…θ２Ｍ）は、θ１１、θ１２、…θ１Ｍから夫々位相φ隔てた位置に示される。以下同様に前のアームのキャリア波群の初期位相に対して位相φ隔てた位置となる。

ゲートパルス信号群発生部２０Ｌにおけるキャリア波生成部１０２ｂでは、初期位相（θＬ１、θＬ２、…θＬＭ）と予め定めたキャリア周期に基づいて、第Ｌアームの単位変換器のキャリア波（ＣＲＲＬ１、ＣＲＲＬ２、…ＣＲＲＬＭ）を生成する。

比較器１０３ｂでは、Ｕ相Ｎ側アームの変調波指令ＶＭＵＮと第Ｌアームのキャリア波群（ＣＲＲＬ１、ＣＲＲＬ２、…ＣＲＲＬＭ）とをそれぞれ大小比較し、Ｕ相Ｎ側の第Ｌアームのゲートパルス信号群ＧＰＵＮＬｋを出力する。

かくしてこの結果として、１つのアームＡＲＭＮＬを形成する直列接続された複数の単位変換器２は、交流波形の１周期内においてオン、あるいはオフする個数が順次変化し、変調波指令ＶＭＵＮの正弦波に類似の階段状に変化する電圧を発生する。

ただしアーム毎にキャリア位相φに相当する時間差が設定された結果として、他のアームにおいて発生した電圧と当該のアームにおいて発生した電圧とでは、順次位相がずれた形の階段状電圧がＬ組形成されていることになる。

このように、本発明の電力変換方法（第２のタイミング制御における波形生成処理）では並列接続された第１アームから第Ｌアームのキャリア波群との間にそれぞれ位相差φを設定することを特徴としている。また、並列接続されるアームは、キャリア位相差を精度高く維持するため、クロック信号を共通とする同一制御ボードにより駆動されることが望ましい。

図５は、アーム並列数Ｌ＝２、単位変換器の個数Ｍを３（奇数）とした場合の各部波形を、図６は、アーム並列数Ｌ＝２、単位変換器の個数Ｍを４（偶数）とした場合の各部波形を示している。

図５と図６の横軸は、交流正弦波形の２周期に相当する０から７２０度を示しており、縦軸には上からＵ相の交流電圧Ｖｕ、第１アームの出力電圧パルスＶＡＵＮ１、第１アームのＰＷＭ内信号、第２アームの出力電圧パルスＶＡＵＮ２、第２アームのＰＷＭ内信号、直流電圧をそれぞれ示している。

図５と図６の縦軸の１段目の電力変換装置の交流出力電圧Ｖｕの波形は、Ｕ相Ｎ側の第１アームの出力電圧パルスＶＡＵＮ１（２段目の波形）と第２アームの出力電圧パルスＶＡＵＮ２（４段目の波形）とを位相φずらすことで、マルチレベル波形の段数が増えて交流出力の高調波が低減できることを示している。

図５の３段目と５段目の波形は、Ｕ相Ｎ側の変調波指令ＶＭＵＮ、第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、ＣＲＲ１３）と第２アームのキャリア波群（ＣＲＲ２１、ＣＲＲ２２、ＣＲＲ２３）の波形例である。キャリア周期は変調波の１／２とした。単位変換器の個数Ｍ＝３、アーム並列数Ｌ＝２の場合の図５では、第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、ＣＲＲ１３）の初期位相をθ１１＝０°、θ１２＝１２０°、θ１３＝２４０°、第２アームのキャリア波群（ＣＲＲ２１、ＣＲＲ２２、ＣＲＲ２３）の初期位相をθ２１＝６０°、θ２２＝１８０°、θ２３＝３００°とする。即ち、この場合の第１アームキャリア波群と第２アームのキャリア波群との間の位相差φは、φ＝６０°（＝３６０°／（Ｍ×Ｌ））に設定する。

図６の３段目と５段目の波形は、Ｕ相Ｎ側の変調波指令ＶＭＵＮ、第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、ＣＲＲ１３、ＣＲＲ１４）と第２アームのキャリア波群（ＣＲＲ２１、ＣＲＲ２２、ＣＲＲ２３、ＣＲＲ２４）の波形例である。キャリア周期は図５と同様に変調波の１／２とした。単位変換器の個数Ｍ＝４、アーム並列数Ｌ＝２の場合は、第１アームのキャリア波群（ＣＲＲ１１、ＣＲＲ１２、ＣＲＲ１３、ＣＲＲ１４）の初期位相をθ１１＝０°、θ１２＝９０°、θ１３＝１８０°、θ１４＝２７０°、第２アームのキャリア波群（ＣＲＲ２１、ＣＲＲ２２、ＣＲＲ２３、ＣＲＲ２４）の初期位相をθ２１＝４５°、θ２２＝１３５°、θ２３＝２２５°、θ２４＝３１５°とする。即ち、この場合の第１アームキャリア波群と第２アームのキャリア波群との間の位相差φは、φ＝４５°（＝３６０°／（Ｍ×Ｌ））に設定する。

図５と図６の６段目の波形は、直流端子ＰＮ間の電圧Ｖｄｃである。本実施例の電力変換方法では第１アームと第２アームの出力電圧パルスをずらしつつも、３相のＰ側アームとＮ側アームとの間には電位差を生じないため、直流端子ＰＮ間の電圧Ｖｄｃは一定である。

以上述べた本発明の電力変換装置及び電力変換方法によれば、並列接続したアーム間の出力電圧パルスをずらすことによって、直流端子ＰＮ間の電圧を脈動させずに交流出力の高調波が低減できる。

１：電力変換装置
ＡＲＭ１〜ＡＲＭＬ：アーム
２：単位変換器
２１Ｈ、２１Ｌ：半導体スイッチング素子
２２Ｈ、２２Ｌ：ダイオード
２３：コンデンサ
３：リアクトル
４：交流端子
５：直流端子
１００：ＰＷＭ制御部
１０１：位相演算部
１０２ａ、１０２ｂ：キャリア波生成部
１０３ａ、１０３ｂ：比較器

Claims (8)

1. 直流のＰ端子と交流端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と前記交流端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換するとともに、前記Ｐ側アームおよびＮ側アームの夫々のアームは、コンデンサと半導体スイッチング素子が並列接続された単位変換器が複数直列接続されてアームを形成するとともに、アームは並列接続された複数のアーム群により構成されている電力変換装置であって、
   アームを構成する複数の前記単位変換器内の複数の前記半導体スイッチング素子は、変調波とキャリア波群で定まるゲートパルス信号群により点弧制御され、
   並列接続された複数のアーム群を第１アームから第Ｌアームとするとき、前記第１アームの前記キャリア波群から第Ｌアームの前記キャリア波群との間にそれぞれ位相差φを設定して、前記第１アームから第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記アーム内部の前記単位変換器の個数をＭ、前記アームの並列数をＬとし、前記第１アームの前記キャリア波群から前記第Ｌアームの前記キャリア波群との間の位相差φを３６０°／（Ｍ×Ｌ）に設定して、前記第１アームから前記第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記第１アームから前記第Ｌアームは、クロック信号を共通とする同一制御ボードにより駆動されることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３いずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   直流のＰ端子と３相交流の各端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と前記３相交流の各端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換することを特徴とする電力変換装置。
5. 直流のＰ端子と交流端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と前記交流端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換するとともに、前記Ｐ側アームおよびＮ側アームの夫々のアームは、コンデンサと半導体スイッチング素子が並列接続された単位変換器が複数直列接続されてアームを形成するとともに、アームは並列接続された複数のアーム群により構成されている電力変換装置の電力変換方法であって、
   アームを構成する複数の前記単位変換器内の複数の前記半導体スイッチング素子は、変調波とキャリア波群で定まるゲートパルス信号群により点弧制御され、
   並列接続された複数のアーム群を第１アームから第Ｌアームとするとき、前記第１アームの前記キャリア波群から第Ｌアームの前記キャリア波群との間にそれぞれ位相差φを設定して、前記第１アームから第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置の電力変換方法。
6. 請求項５に記載の電力変換装置の電力変換方法であって、
   前記アーム内部の前記単位変換器の個数をＭ、前記アームの並列数をＬとし、前記第１アームの前記キャリア波群から前記第Ｌアームの前記キャリア波群との間の位相差φを３６０°／（Ｍ×Ｌ）に設定して、前記第１アームから前記第Ｌアームの出力電圧パルスがずれるようにすることを特徴とする電力変換装置の電力変換方法。
7. 請求項５又は請求項６に記載の電力変換装置の電力変換方法であって、
   前記第１アームから前記第Ｌアームは、クロック信号を共通とする同一制御ボードにより駆動されることを特徴とする電力変換装置の電力変換方法。
8. 請求項５から請求項７いずれか１項に記載の電力変換装置の電力変換方法であって、
   直流のＰ端子と３相交流の各端子の間にＰ側アームを形成し、直流のＮ端子と前記３相交流の各端子の間にＮ側アームを形成して交流を直流に或いは直流を交流に変換することを特徴とする電力変換装置の電力変換方法。

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