JP7474276B2 - 電源システム - Google Patents

Description

本発明は、電源システムに関する。

複数の電池モジュールを直列に接続して、負荷に電力を供給（力行）する電源装置が利用されている。電池モジュールに含まれる電池を二次電池とした場合、負荷側から電池へ充電（回生）を行うこともできる。このような電源装置において、ゲート駆動信号に基づいて各電池モジュールを負荷に接続したり、切り離したりするスイッチング回路を備えた電源装置が提案されている（特許文献１）。

また、３相の電力系統の電力補償を行う電力補償装置が開示されている。補償する電力を貯蔵する電力貯蔵部、該電力貯蔵部の充放電を行って単相電力と直流電力との変換を行う単相インバータ、を有するセルパワーモジュールを、電力系統の各相に対してＮ台（Ｎは２以上の整数）設置し、電力系統の相毎に設置されたＮ台のセルパワーモジュールの単相インバータの単相電力側を直列に接続するとともに、単相インバータの直流電力側に電力貯蔵部を接続した構成としている（特許文献２）。

特開２０１８－０７４７０９号公報 特開２００７－３７２９０号公報

ところで、中古電池等の劣化状態が異なる複数の電池を用いて電源システムを構成した場合、各相のモジュール群に含まれる電池の容量にばらつきが生ずる可能性がある。このような場合、各相で電池容量の総和が少ないモジュール群の電池が先に使用下限に達し、電池システムからの電力の供給を継続できなくなるおそれがある。

そこで、電源システム全体として力率の低下を抑制しつつ、各相の電力供給を不平衡化して電池容量を平均化する技術が必要とされている。

また、コンデンサを介した中性線を追加した４線式とすると配線、コンデンサ、接続リレー等の設備コストの増大を招くので、設備コストの増大を招かない電源システムを構成することが望まれている。

本発明の１つの態様は、電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、前記電池モジュール群毎に位相の異なる交流電圧を発生させることによって単相又は３相の交流電圧を生成し、前記電池モジュール群毎に出力電力が異なるように制御可能であることを特徴とする電源システムである。

ここで、前記制御コントローラからの前記ゲート駆動信号を前記電池モジュール間で転送することによって複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能であることが好適である。

また、前記電池モジュール群の各相における総残容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することが好適である。

また、前記電池モジュールに含まれる前記電池の残容量を推定する電池残量推定手段と、前記電池残量推定手段において推定された前記電池の残容量推定値から前記電池モジュール群の各相における前記総残容量を算出する総残容量算出手段と、を備え、前記電池モジュール群の各相における前記総残容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電力を制御することが好適である。

また、前記電池モジュール群の各相における平均満充電容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することが好適である。

前記電池モジュール群の各相における平均ＳＯＣに応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することが好適である。

また、前記電池モジュール群の各相における平均出力電圧に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することが好適である。

また、前記電池モジュール群毎に出力のオフセット電圧を異ならせることによって、３相平衡の交流電圧を出力することが好適である。

また、前記電池モジュール群毎に前記オフセット電圧に正弦波状の電圧を重畳させて出力することが好適である。

本発明の少なくとも１つの態様によれば、力率を低下させることなく、各相の電力を不平衡にできる電源システムを提供することができる。これにより、各相の電池容量にばらつきがある場合においても電池電力をより効果的に利用することが可能になる。

本発明の実施の形態における電源装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施の形態における電池モジュールの制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における電池モジュールの作用を示す図である。 本発明の実施の形態における電源装置の制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における強制切り離し制御の具体例を説明するタイムチャートである。 第１の実施の形態における３相交流電源の構成を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源から出力される３相平衡時の交流電圧を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源から出力される３相不平衡時の交流電圧を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の具体的な構成例を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の制御ブロックを示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の制御ブロックを示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の各相の相電圧波形を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の各相の相電流波形を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の各相のストリング電圧波形を示す図である。 第１の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御の各相のストリング電力波形を示す図である。 第２の実施の形態における単相交流電源の構成を示す図である。 第２の実施の形態における単相交流電源の制御ブロックを示す図である。

［電源回路の基本構成］
本実施の形態における電源回路１００（電源モジュール群）は、図１に示すように、電池モジュール１０２及び制御コントローラ１０４を含んで構成される。電源回路１００は、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）を含んで構成される。電源回路１００に含まれる複数の電池モジュール１０２は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される負荷（図示しない）に対して電力を供給（力行）し、又は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される電源（図示しない）から電力を充電（回生）することができる。

電池モジュール１０２は、電池１０、チョークコイル１２、コンデンサ１４、第１スイッチ素子１６、第２スイッチ素子１８、ゲート駆動信号処理回路２０、ＡＮＤ素子２２、ＯＲ素子２４及びＮＯＴ素子２６を含んで構成される。本実施の形態において、各電池モジュール１０２は同一の構成を備える。各電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０は、制御コントローラ１０４による制御によって互いに直列に接続可能である。

電池１０は、少なくとも１つの二次電池を含む。電池１０は、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等を複数直列又は／及び並列接続した構成とすることができる。チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、電池１０からの出力を平滑化して出力する平滑回路（ローパスフィルタ回路）を構成する。すなわち、電池１０として二次電池を使用しているので、内部抵抗損失の増加による電池１０の劣化を抑制するため、電池１０、チョークコイルＬ及びコンデンサ１４によってＲＬＣフィルタを形成して電流の平準化を図っている。なお、チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、必須の構成ではなく、これらを設けなくてもよい。

第１スイッチ素子１６は、電池１０の出力端を短絡するためのスイッチ素子を含む。本実施の形態では、第１スイッチ素子１６は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第２スイッチ素子１８は、電池１０と第１スイッチ素子１６との間において電池１０に直列接続される。本実施の形態では、第２スイッチ素子１８は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号によってスイッチング制御される。なお、本実施の形態では、第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、電界効果トランジスタとしたが、ＩＧＢＴ等の他の種類のスイッチ素子を適用してもよい。

ゲート駆動信号処理回路２０は、制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２に入力されるゲート駆動信号に基づいて電池モジュール１０２を制御する回路である。ゲート駆動信号処理回路２０は、ゲート駆動信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路を含む。電源回路１００では、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）にそれぞれゲート駆動信号処理回路２０が設けられており、それらが直列接続されている。したがって、制御コントローラ１０４から入力されたゲート駆動信号は所定の時間ずつ遅延させられながら各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）に順次入力されることになる。ゲート駆動信号に基づく制御については後述する。

ＡＮＤ素子２２は、強制切断信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態から強制的に切り離す切断手段を構成する。また、ＯＲ素子２４は、強制接続信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態に強制的に接続する接続手段を構成する。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４は、制御コントローラ１０４から強制切断信号又は強制接続信号を受けて制御される。ＡＮＤ素子２２の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。また、ＯＲ素子２４の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力される。また、ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、ＮＯＴ素子２６を介して第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。

通常制御時において、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、ゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。これによって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と直列に接続された状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と切り離されたスルー状態となる。

強制切断時においては、制御コントローラ１０４は強制的に切り離す対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を送信する。制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力される。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。

このような強制切断制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、電源回路１００の出力に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが低下するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、電源回路１００の充電に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが増加するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。

強制接続時には、制御コントローラ１０４は強制的に接続する対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制接続信号を送信する。制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２のＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号（強制接続信号）を入力する。これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。

このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの低下に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く低下させることができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの増加に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く増加させることができる。

なお、本実施の形態における電源回路１００では、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４のいずれか又は両方を直接制御する構成としたが、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号処理回路２０を介してＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４を制御する構成としてもよい。

［通常制御］
以下、電源回路１００の制御について図２を参照して説明する。通常制御時において、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＡＮＤ素子２２に対して制御コントローラ１０４からハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力される。また、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＯＲ素子２４に対して制御コントローラ１０４からロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がＮＯＴ素子２６を介して反転信号として入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がそのまま入力される。

図２は、電池モジュール１０２ａの動作に関するタイムチャートを示す。また、図２では、電池モジュール１０２ａを駆動するゲート駆動信号Ｄ１のパルス波形、第１スイッチ素子１６のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ２、第２スイッチ素子１８のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ３、及び、電池モジュール１０２ａにより出力される電圧Ｖ_ｍｏｄの波形Ｄ４を示している。

電池モジュール１０２ａの初期状態、すなわち、ゲート駆動信号が出力されていない状態では、第１スイッチ素子１６はオン状態、第２スイッチ素子１８はオフ状態である。そして、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号が電池モジュール１０２ａに入力されると、電池モジュール１０２ａはＰＷＭ制御によってスイッチング制御される。このスイッチング制御では、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが交互にオン状態／オフ状態にスイッチングされる。

図２に示すように、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号Ｄ１が出力されると、このゲート駆動信号Ｄ１に応じて、電池モジュール１０２ａの第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８が駆動される。第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりに応じたＮＯＴ素子２６からの信号の立ち下がりによって、オン状態からオフ状態に切り替わる。また、第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。

一方、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。また、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりと同時に、オン状態からオフ状態に切り替わる。このように、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とは交互にオン状態／オフ状態が切り替わるようにスイッチング制御される。

なお、第１スイッチ素子１６がゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することと、第２スイッチ素子１８がゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することは、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオン状態となることを防止するためである。すなわち、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオンして電池１０が短絡することを防止している。この動作を遅らせているデッドタイムｄｔは、例えば、１００ｎｓに設定しているが、適宜設定することができる。なお、デッドタイムｄｔ中は電流がダイオードを還流し、その還流したダイオードと並列にあるスイッチ素子がオンしたときと同じ状態になる。

このような制御によって、電池モジュール１０２ａは、ゲート駆動信号Ｄ１がオフ時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフ）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子から切り離される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力されない。この状態では、図３（ａ）に示すように、電池モジュール１０２ａの電池１０（コンデンサ１４）がバイパスされたスルー状態となっている。

また、ゲート駆動信号Ｄ１がオン時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオン）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子に接続される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力される。この状態では、図３（ｂ）に示すように、電池モジュール１０２ａにおけるコンデンサ１４を介して電圧Ｖ_ｍｏｄが出力端子に出力されている。

図１に戻り、制御コントローラ１０４による電源回路１００の制御について説明する。制御コントローラ１０４は、電池モジュール１０２の全体を制御する。すなわち、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを制御して電源回路１００としての出力電圧を制御する。

制御コントローラ１０４は、各電池モジュール１０２に対して矩形波のゲート駆動信号を出力する。ゲート駆動信号は、電池モジュール１０２ａに含まれるゲート駆動信号処理回路２０、電池モジュール１０２ｂに含まれるゲート駆動信号処理回路２０・・・と順次後段の電池モジュール１０２へと伝達される。すなわち、電源回路１００において直列に接続されている電池モジュール１０２の最上流側から順に所定の遅延時間ずつゲート駆動信号が遅延されて下流側へと伝達される。

通常制御時においては、ＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力されているので、各電池モジュール１０２のゲート駆動信号処理回路２０から出力されたゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。したがって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。

すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と直列に接続された状態（接続状態）となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と切り離されたスルー状態となる。

図４は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎのうち所定の個数を順次接続状態で動作させて電力を出力する制御シーケンスを示す。図４に示すように、ゲート駆動信号に応じて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが、一定の遅延時間を持って上流側から下流側に次々と駆動される。図４において、期間Ｅ１は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオンして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力している状態（接続状態）を示している。また、期間Ｅ２は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力していない状態（スルー状態）を示す。このように、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定の遅延時間を持って順次駆動される。

図４を参照して、ゲート駆動信号や遅延時間の設定について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔは、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの遅延時間を合計することによって設定される。このため、遅延時間を長くするほどゲート駆動信号の周波数は低周波となる。逆に、遅延時間を短くするほどゲート駆動信号の周波数は高周波となる。どのように当該周波数（スイッチング周波数）を設定するかについて後述する。

以下では説明を簡単にするため、各電池モジュール１０２に対して強制切断及び強制接続を行わない場合について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔにおけるオン時比率Ｄ（オンデューティ）、すなわち、周期Ｔに対するゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルにある時間Ｔ_ＯＮの比率は、電源回路１００の出力電圧／電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの合計電圧（各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合、電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール数）により算出される。すなわち、オン時比率Ｄ＝（電源回路１００の出力電圧）／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）となる。なお、厳密には、デッドタイムｄｔだけオン時比率がずれてしまうので、チョッパ回路で一般的に行われているようにフィードバックまたはフィードフォワードでオン時比率の補正を行うことが好適である。

電源回路１００の出力電圧は、上述したように、各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合は、電池モジュール１０２の電池電圧に接続状態にある電池モジュール１０２の数を乗算した値によって表される。電源回路１００の出力電圧が、一つの電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れる値であれば、電池モジュール１０２がスルー状態から接続状態に切り替わる瞬間に、他の電池モジュール１０２が接続状態からスルー状態に切り替わるので、電池モジュール１０２の全体の出力電圧に変動はない。

しかし、電源回路１００の出力電圧が各電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れない値であれば、電源回路１００の出力電圧（全体の出力電圧）が変動する。ただし、このときの変動振幅は１つの電池モジュール分の電圧であり、また、この変動周期は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール１０２の総数となる。電池モジュール１０２の総数を多くすることによって変動周期を短くすることができ、また、電源回路１００全体の寄生インダクタンスを大きな値とすることができるため、この電圧変動はフィルタされて電源回路１００の出力電圧を安定化させることができる。

次に、具体例について説明する。図４において、例えば、電源回路１００としての所望の出力電圧が４００Ｖ、各電池モジュール１０２の電池電圧が１５Ｖ、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ数が４０個、遅延時間が２００ｎｓであるとする。なお、この場合は、電源回路１００の出力電圧（４００Ｖ）が、電池モジュール１０２の電池電圧（１５Ｖ）で割り切れない場合に相当する。

これらの数値に基づくと、ゲート駆動信号の周期Ｔは、遅延時間×電池モジュール総数により算出されるので２００ｎｓ×４０個＝８μｓとなる。したがって、ゲート駆動信号は１２５ｋＨｚ相当の周波数の矩形波とされる。また、ゲート駆動信号のオン時比率Ｄは、電源回路１００の出力電圧／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）により算出されるので、オン時比率Ｄは、４００Ｖ／（１５Ｖ×４０個）≒０．６７となる。

これらの数値に基づいて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを順次駆動すると、電源回路１００として、図４中、矩形波状の出力電圧Ｈ１が得られる。この出力電圧Ｈ１は、３９０Ｖと４０５Ｖとの間で変動する。すなわち、出力電圧Ｈ１は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール総数により算出される周期、すなわち８μｓ／４０個＝２００ｎｓ（５ＭＨｚ相当）で変動する。この変動は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの配線による寄生インダクタンスでフィルタリングされ、電源回路１００全体としては約４００Ｖの出力電圧Ｈ２として出力される。

なお、各電池モジュール１０２の第２スイッチ素子１８には、接続状態の場合に電流が流れ、図４に示すように、第２スイッチ素子１８の電流波形Ｊ１は矩形波になる。また、電池１０とコンデンサ１４はＲＬＣフィルタを形成しているので、各電池モジュール１０２内の電池１０にはフィルタリングされて平準化された電流Ｊ２が流れる。このように、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎにおいて電流波形は一様であり、また、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから均等に電流を出力することができる。

以上説明したように、電源回路１００を制御する際、最上流側の電池モジュール１０２ａに出力したゲート駆動信号を、下流側の電池モジュール１０２ｂに一定時間遅延して出力して、さらに、このゲート駆動信号を一定時間遅延して下流側の電池モジュール１０２に順次伝達するので、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定時間遅延しながら順次電圧をそれぞれ出力する。そして、これらの電圧が合計されることによって、電源回路１００としての電圧が出力される。これにより、電源回路１００から所望の電圧を出力させることができる。

電源回路１００によれば、ＤＣＤＣコンバータが不要になり、回路の構成を簡素化することができる。また、電力損失を生ずるバランス回路等も不要であり、電源回路１００の効率を向上させることができる。さらに、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから略均等に電圧を出力しているので、特定の電池モジュール１０２に駆動が集中することもなく、電源回路１００の内部抵抗損失を低減することができる。

また、オン時比率Ｄを調整することによって、電池電圧の総和以下の所望の出力電圧を生成することが可能であり、電源回路１００としての汎用性を向上することができる。

［強制切り離し制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のうち選択された電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に切り離す対象とする電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を出力する。すなわち、強制切断の対象となる電池モジュール１０２に属するＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力し、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力する。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、該当する電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。このような強制切り離し制御を用いることにより、特定の電池モジュール１０２内の電池１０が故障した場合に切り離しを行うことで動作を継続させることが可能となる。強制切断した場合におけるオン時比率Ｄは（電源回路１００の出力電圧）／（強制切断状態の電池モジュール１０２を除いた電池モジュール１０２の合計電圧）で表される。電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合、その故障した電池１０を除外して、正常な電池モジュール１０２のみを使用して、ゲート駆動信号の周期Ｔ、オン時比率Ｄを再設定することによって、所望の電圧を得ることができる。すなわち、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合でも、所望の電圧の出力を継続することができる。また、各電池モジュール１０２の電池容量にばらつきがある場合に電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が力行状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることで、強制切断された電池１０は電力消費量（単位時間当たりの放電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、各電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

また、力行状態でなく、回生状態のときに電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御を行い、ＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０へ優先的に電力を回生させることで電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０への電力供給（単位時間当たりの充電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。さらに、充電容量の小さい電池モジュール１０２内の電池１０の過充電を防止することができる。

［強制接続制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）内の電池１０のうち選択されたものを強制的に接続する制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に接続する対象とする電池モジュール１０２のＯＲ素子２４に強制接続信号を出力する。すなわち、強制接続の対象となる電池モジュール１０２に属するＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号を出力する。

これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が回生状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制接続状態とすることで、強制接続された電池１０への回生電力による充電が優先的に行われ、単位時間当たりの充電電流積算量が多くなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。

また、回生状態でなく、力行状態のときに電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に接続する制御を行い、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０の消費電力量を大きくすることでＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０からの電力供給（単位時間当たりの放電電流積算量）が大きくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

［強制切り離しの具体例］
図５は、強制切り離し制御を適用した電源回路１００の電池モジュール１０２内の電池１０の各々の電池接続状態を表したタイムチャートの具体例を示す。説明を分かりやすくするため具体的な事例として１４個の電池モジュール１０２を用いた場合で説明している。

期間Ａでは、すべての電池モジュール１０２に対する強制切り離し指令をオフにして、すべての電池モジュール１０２がスイッチング制御されている状態である。各電池モジュール１０２では強制切り離し指令がオフの場合、ゲート駆動信号を遅延時間ｔｄｅｌａｙだけ遅延させて次の電池モジュール１０２に伝送させる。したがって、ゲート周期は（遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１４）となる。

制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号ではオン時間として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８とされており、８個の電池モジュール１０２が同時に接続されるように制御されている。

一方、期間Ｂでは、上流から１０番目の電池モジュール１０２に対する強制切断信号がオンとされている。これにより、１０番目の電池モジュール１０２の出力電圧は０Ｖとなる。また、１０番目の電池モジュール１０２に付属するゲート駆動信号処理回路２０ではゲート駆動信号を遅延させず、次の１１番目の電池モジュール１０２に伝搬させる。これにより、制御コントローラ１０４から出力されたゲート駆動信号の立ち上がりエッジが再び制御コントローラ１０４に戻ってくるまでの周期が遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１３となり、遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１分短くなる。制御コントローラ１０４では戻ってきたゲート駆動信号の立ち上がりエッジを検出して、次のゲート駆動信号として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８分だけオンになる信号を出力する。このようにして、期間Ｂにおいて常に８個の電池モジュール１０２が直列接続されて負荷に対して電圧を出力する。すなわち、期間Ｂにおいても期間Ａと同じ電圧を出力することができる。

１０番目の電池モジュール１０２が強制切断信号を受けると、ゲート駆動信号に関わらず１０番目の電池モジュール１０２が切り離されるタイミングはゲート駆動信号がオフとなった後に実行される。すなわち、電池モジュール１０２が接続状態の時に強制切断信号を受け取っても、ゲート駆動信号がオンの間は強制切り離し制御を実行せず、ゲート駆動信号がオフになってから強制切り離しが行われる。そして、次の周期でゲート駆動信号がオンになっても強制切り離し状態を継続させる。

期間Ｃに移り、１０番目の電池モジュール１０２の強制切断信号がオフにされると、１０番目の電池モジュール１０２ではゲート駆動信号にしたがった通常のスイッチング制御が再開される。ただし、１０番目の電池モジュール１０２に対するゲート駆動信号がオンのタイミングで強制切断信号がオフになっても直ちに電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続させることはせず、ゲート駆動信号がオフになるタイミングを待って通常のスイッチング制御に戻す。これによって、瞬間的に９個の電池モジュール１０２が負荷に接続されることを防止することができる。

［第１の実施の形態（３相交流電源）］
図６は、電源回路１００を利用した３相交流電源２００の構成を示す。３相交流電源２００は、３組の電源回路１００（電池モジュール群）を組み合わせて構成される。

３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）は、各ストリングの出力電圧極性が中性点で同じになるようにＹ結線される。図６では、３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）の負極側を中性点に接続されているが、すべてのストリングについて正極側が中性点に接続されるようにしてもよい。

３相交流電源２００では、ストリングａ～ｃの３組の電源回路１００の各々において電池モジュール１０２内の電池１０の接続数を制御することによって、それぞれ交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃを発生させる。電源回路１００の各々は０Ｖ以上の電圧しか発生させることができないので、図７に示すように、交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃとしてオフセットを持ち、それぞれ１２０°の位相差を有する電圧を発生させる。

なお、ストリングａ～ｃの各々で同じオフセット電圧を持った交流電圧を発生させることにより、線間電圧Ｖ_ｕｖ，Ｖ_ｖｗ，Ｖ_ｗｕに平均電圧０Ｖの正負の交流電圧を生成させることができる。これにより、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２において４つのスイッチを用いたフルブリッジ回路を用いることなく、ハーフブリッジ回路を使用することで製造コストを低減できる。

３相が平衡状態であれば、図７に示すように、各相のオフセット電圧Ｖｏｆｓは同じでよい。一方、電源システム全体として力率の低下を抑制しつつ、各相の電力供給を不平衡化して電池容量を平均化するためには、図８に示すように、各相で生成するストリング電圧のオフセット電圧Ｖｏｆｓを異なる値に変更する必要がある。

ストリングａ～ｃの出力端は、フィルタ２０２に接続される。フィルタ２０２は、図９に示すように、連系リアクトルＬ_ｍ（Ｌ_ｍｕ，Ｌ_ｍｖ，Ｌ_ｍｗ）、フィルタコンデンサＣ_ｆ（Ｃ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗ）及びフィルタリアクトルＬ_ｆ（Ｌ_ｆｕ，Ｌ_ｆｖ，Ｌ_ｆｗ）を含んで構成することができる。フィルタ２０２は、ストリングａ～ｃの各相に設けられる。フィルタコンデンサは中性点接続される。フィルタ２０２の出力はトランス２０４の２次側に接続されている。フィルタ２０２とトランス２０４との間にリレーを設けてもよい。

また、ストリングａ～ｃの電流を測定するために電流センサ（Ｉ_ａ、Ｉ_ｂ、Ｉ_ｃ）が設けられる。電流センサは２相だけ設置し、残りの１相は測定した２つの相電流から算出するようにしてもよい。たとえば、ａ相の電流Ｉ_ａとｂ相の電流Ｉ_ｂを測定している場合、ｃ相の電流Ｉ_ｃは数式（１）にて算出することができる。

また、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサ電圧を測定する電圧センサ（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）が設けられる。フィルタコンデンサ電圧を測定することで、系統の各相電圧を測定できる。

以下、３相交流電源２００の系統連系制御の詳細について説明する。図１０及び図１１に系統連系制御のブロック図を示す。

図１０において、ストリングａ～ｃの電圧指令値の算出について説明する。まず、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサＣ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗに設けた電圧センサにより測定した系統相電圧の測定値Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを用いて、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）により系統電圧の位相θｇを算出する。

次に、電圧位相θｇと系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗによりａｂｃ／ｄｑ変換を行うことでｄｑ軸電圧ｖ_ｄ、ｖ_ｑを算出する。ａｂｃ／ｄｑ０変換は数式（２）及び数式（３）により行うことができる。ここで、数式（２）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃに系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを代入すればよい。

また、数式（２）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃにストリングａ～ｃの電流Ｉ_ａ，Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃを代入してｄｑ変換を行うことでｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを算出することができる。

次に、ｄｑ軸の電流指令値を求める。３相交流電源２００の全体に対する指令電力Ｐとすると、ｄ軸電圧ｖｄと指令電力Ｐを用いて、数式（４）からｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍを算出する。なお、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｃｏｍは、無効電力をゼロに制御する場合は０に設定する。

次に、ｄｑ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍ，ｉ_ｑｃｏｍとｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて、ＰＩ制御によりｄｑ軸指令電圧フィードバック項ｖｄｆｂ^＊およびｖｑｆｂ^＊を算出する。これらのフィードバック項をｖｄ指令フィードフォワード項およびｖｑ指令フィードフォワード項に加算することで、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。さらに、ｄｑ軸から３相のａｂｃ軸への変換を行うことによって各ストリングの電圧指令値Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊を算出する。ｄｑ／ａｂｃ変換は、数式（５）を用いればよい。

次に、ストリング電圧指令値を用いて、数式（６）を用いてａ相、ｂ相、ｃ相の電源回路１００のオン時間指令値を算出する。

ここで、Ｖ^＊ _ａｂｃはａ相、ｂ相、ｃ相の各電圧指令値のいずれか、Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}は電圧指令オフセット値、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は各電源回路モジュールにおけるＧａｔｅ信号の遅延時間、Ｖ_{ｂ＿ａｖｅ＿ａｂｃ}は電源回路１００であるストリングａ，ｂ，ｃの各々の電池モジュール平均電圧である。

本実施の形態では、電圧指令オフセット値Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}を可変とすることで各相の電力不平衡制御が可能となる。

各相の不平衡制御に対応できる電圧指令オフセット値Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}を以下の数式（７）～数式（１１）に示す。

ここで、Ｖ_ｏｆｓは基準となる電圧オフセット値（例：２５０Ｖ一定）、Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑはそれぞれｄ軸及びｑ軸変換後の電圧、φは電圧と電流の位相差（無効電力指令、力率指令等で用いる）、ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃは各相での分配係数である。

各ストリングａ～ｃを構成する電池の劣化状態が異なり、電池に残っている電力（ストリングの残容量Ｑ_ａ，Ｑ_ｂ，Ｑ_ｃ［ｋＷｈ］と呼ぶ）が異なる場合、各相の残容量に応じて分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃを変更することによりエネルギーを効率的に使い切ることができる。すなわち、容量が小さいストリングに対しては分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃを小さく設定し、充放電ともに要求電力を他相に対し小さく設定する。ただし、各ストリングの総残容量を求める際には、強制切り離し制御によって強制的に切り離されている電池モジュール１０２に含まれる電池の残容量は考慮しないようにすることが好適である。

なお、数式（９）～（１１）における分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃは、例えば数式（１２）に基づいて設定することができる。具体的には、ストリングａ，ｂ，ｃの電池モジュール１０２毎に残容量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃを推定する電池残量推定手段を設け、当該電池残量推定手段において推定された残容量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃに基づいて制御を行えばよい。また、電池残量推定手段の代わりに、ストリングａ，ｂ，ｃの電池モジュール１０２毎に残容量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃを測定する電池残量測定手段を設けてもよい。

数式（６）を用いて算出したオン時間指令値だけのオン期間、それ以降はオフ期間としたゲート駆動信号（信号Ｇａｔｅ＿ａ，信号Ｇａｔｅ＿ｂ，信号Ｇａｔｅ＿ｃ）を電源回路１００のストリングａ，ｂ，ｃの各々の先頭の電池モジュール１０２に与える。

電池モジュール１０２の各々ではゲート駆動信号に基づいてスイッチング制御が行われる。すなわち、ゲート駆動信号がオンである期間では第１スイッチ素子１６はオフ状態及び第２スイッチ素子１８はオン状態とされ、ゲート駆動信号がオフの期間では第１スイッチ素子１６はオン状態及び第２スイッチ素子１８はオフ状態とされる。そして、ゲート駆動信号はゲート駆動信号処理回路２０に含まれる遅延回路により一定時間（遅延時間ｔｄｅｌａｙ）だけ遅延された後、次の電池モジュール１０２に渡される。これが電源回路１００のストリングａ，ｂ，ｃの各々に含まれる電池モジュール１０２で行われたのち、最後の電池モジュール１０２からのゲート駆動信号が制御コントローラ１０４へ戻される。

制御コントローラ１０４は、ゲート駆動信号の戻りを受けると、特開２０１８－１７４６２６に記載の方法で次の周期のゲート駆動信号を送信する。具体的には、最終段の電池モジュール１０２から戻されたゲート駆動信号（信号Ｇａｔｅ＿ａ＿ｂｋ，信号Ｇａｔｅ＿ｂ＿ｂｋ，信号Ｇａｔｅ＿ｃ＿ｂｋ）の立ち上がりエッジを検出して、次のゲート駆動信号を１段目の電池モジュール１０２へ出力する。このようにすることで、適切なタイミングで次のゲート駆動信号を電池モジュール１０２へ送ることができる。

各相の電力は各ストリング電圧と各相電流の積となるため、電圧指令オフセット値Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}を調整して各相のストリング電圧を可変とすることで相間電力不平衡制御が可能となる。また、相電流の振幅は各相で一定となることから、定格電力での不平衡制御が可能となる。また、本実施の形態では、電源回路１００から系統に出力される電力は平衡状態であることから、トランス設計としては一般的な方式でよい。

以下、本実施の形態における電源回路１００を用いた場合の実験結果を示す。図１２～図１５は、交流２００Ｖ及び負荷１０ｋＷの放電時において、分配係数ｋ_ｐａ＝１．２，ｋ_ｐｂ＝０．８，ｋ_ｐｃ＝１．０としたときの相電圧、相電流、ストリング電圧及びストリング電力の波形をそれぞれ示す。

ストリングａ～ｃの各系統における相電圧及び相電流は３相で平衡状態となった。一方、ストリング電圧は分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃに従い電圧リプルの大きさがそれぞれ異なっており、ストリング電圧と相電流の積であるストリング電力の平均値をみるとＵ相／Ｖ相／Ｗ相それぞれで４．１２ｋＷ／２．８２ｋＷ／０．９７ｋＷ、実分配率は１．２／０．８３／０．９７となった。すなわち、おおよそ指令した通りの分配率で各相の出力を制御できた。

［第２の実施の形態（単相交流電源）］
図１６は、電源回路１００を利用した単相交流電源３００の構成を示す。単相交流電源３００は、２組の電源回路１００を組み合わせて構成される。２組の電源回路１００は負極側が中性点Ｎで接続され、それぞれの正極側がフィルタ２０２を介してトランス２０４に接続される。

また、単相交流電源３００では、電流センサ（Ｉ_ａ）及び電圧センサ（Ｖ_ｕｖ）を各１つずつ設置する。そして、電圧位相に一致する交流電流指令を生成し、電流測定値がその電流指令に追従するようにＶａｂを制御する。

図１７は、単相交流電源３００の制御ブロックを示す。ＰＬＬを用いて電圧センサによって測定された系統電圧Ｖ_ｕｖから位相を検出して電流指令値Ｉ_ｃｏｍを生成する。そして、電流指令値Ｉ_ｃｏｍと電流センサで測定された電流Ｉ_ａとの差分を小さくするような単相交流電源３００の出力電圧指令Ｖ_ａｂ ^＊をＰＩ制御により算出する。出力電圧指令Ｖ_ａｂ ^＊に対してａ相及びｂ相の電源回路１００（１００ａ，１００ｂ）での電圧分担比を乗じて、ａ相及びｂ相の電圧指令値Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊をそれぞれ算出する。

このとき、ａ相及びｂ相において電圧指令オフセット値Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}を可変とすることで各相の電力不平衡制御が可能となる。ａ相及びｂ相のストリングを構成する電池の劣化状態が異なり、電池に残っている電力（ストリングの残容量Ｑ_ａ，Ｑ_ｂ［ｋＷｈ］と呼ぶ）が異なる場合、各相の残容量に応じて分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂを変更することによりエネルギーを効率的に使い切ることができる。すなわち、容量が小さいストリングに対しては分配係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂを小さく設定し、充放電ともに要求電力を他相に対し小さく設定する。

電圧指令値Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊に基づいてａ相及びｂ相の電源回路１００（１００ａ，１００ｂ）のオン時間指令値を算出する。なお、オン時間指令値の算出方法は、第１の実施の形態における三相交流電源２００と同様であるので説明は省略する。

［変形例１］
上記第１の実施の形態及び第２の実施の形態では、各ストリングにおける電池モジュール１０２毎の電池の残容量を測定又は推定して、電池の残容量に応じて充放電に対する分配係数を設定する態様とした。ただし、電池の残容量に応じた制御に限定されるものではなく、電池の満充電容量に応じて充放電に対する分配係数を設定する構成としてもよい。

電池の満充電容量に応じて制御を行う場合、各ストリングにおける電池モジュール１０２毎の電池の満充電容量を測定又は推定し、各ストリングの満充電容量の平均値（平均満充電容量）に応じて分配係数を設定する。電池の満充電容量の推定方法は、例えば、特許第６８６７９８７号に記載の方法を適用することができる。ただし、各ストリングの平均満充電容量を求める際には、強制切り離し制御によって強制的に切り離されている電池モジュール１０２に含まれる電池の満充電容量は考慮しないようにすることが好適である。

具体的には、各ストリングにおける平均満充電容量が小さいほど分配係数をより小さく設定し、平均満充電容量が大きいほど分配係数をより大きく設定する。この場合、電源が力行状態であるか、回生状態にあるかによって制御を変更しなくてもよい。

［変形例２］
また、電池のＳＯＣに応じて充放電に対する分配係数を設定する構成としてもよい。電池のＳＯＣに応じて制御を行う場合、各ストリングにおける電池モジュール１０２毎の電池のＳＯＣを測定又は推定し、各ストリングのＳＯＣの平均値（平均ＳＯＣ）に応じて分配係数を設定する。ただし、各ストリングの平均ＳＯＣを求める際には、強制切り離し制御によって強制的に切り離されている電池モジュール１０２に含まれる電池のＳＯＣは考慮しないようにすることが好適である。

具体的には、力行（放電）時において、各ストリングにおける平均ＳＯＣが小さいほど分配係数をより小さく設定し、平均ＳＯＣが大きいほど分配係数をより大きく設定する。一方、回生（充電）時において、各ストリングにおける平均ＳＯＣが小さいほど分配係数をより大きく設定し、平均ＳＯＣが大きいほど分配係数をより小さく設定する。

［変形例３］
また、電池の出力電圧に応じて充放電に対する分配係数を設定する構成としてもよい。電池の出力電圧に応じて制御を行う場合、各ストリングにおける電池モジュール１０２毎の電池の出力電圧を測定又は推定し、各ストリングの電池の出力電圧の平均値（平均出力電圧）に応じて分配係数を設定する。ただし、各ストリングの平均出力電圧を求める際には、強制切り離し制御によって強制的に切り離されている電池モジュール１０２に含まれる電池の出力電圧は考慮しないようにすることが好適である。

具体的には、力行（放電）時において、各ストリングにおける平均出力電圧が小さいほど分配係数をより小さく設定し、平均出力電圧が大きいほど分配係数をより大きく設定する。一方、回生（充電）時において、各ストリングにおける平均出力電圧が小さいほど分配係数をより大きく設定し、平均出力電圧が大きいほど分配係数をより小さく設定する。

以上のように、本発明によれば、力率を悪化させることなく、各相の電力を不平衡にできる。したがって、各相の電池容量にばらつきがある場合でもすべてのエネルギーをより効果的に利用することができる。また、定格出力時においても各相の不平衡制御の実施が可能となる。また、電流振幅は一定のため最大定格においても不平衡制御が可能である。

１０ 電池、１２ チョークコイル、１４ コンデンサ、１６ 第１スイッチ素子、１８ 第２スイッチ素子、２０ ゲート駆動信号処理回路、２２ ＡＮＤ素子、２４ ＯＲ素子、２６ ＮＯＴ素子、３０ 中性点コンデンサ、１００（１００ａ，１００ｂ） 電源回路、１０２（１０２ａ，１０２ｂ） 電池モジュール、１０４ 制御コントローラ、１０６ 電池モジュール、２００，２１０ ３相交流電源、２０２ フィルタ、２０４ トランス、３００ 単相交流電源。

Claims (8)

1. 電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、
   前記電池モジュール群毎に位相の異なる交流電圧を発生させることによって単相又は３相の交流電圧を生成し、前記電池モジュール群毎に出力電力が異なるように制御可能であり、
   前記電池モジュール群の各相における平均満充電容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することを特徴とする電源システム。
2. 電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、
   前記電池モジュール群毎に位相の異なる交流電圧を発生させることによって単相又は３相の交流電圧を生成し、前記電池モジュール群毎に出力電力が異なるように制御可能であり、
   前記電池モジュール群の各相における平均ＳＯＣに応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することを特徴とする電源システム。
3. 電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、
   前記電池モジュール群毎に位相の異なる交流電圧を発生させることによって単相又は３相の交流電圧を生成し、前記電池モジュール群毎に出力電力が異なるように制御可能であり、
   前記電池モジュール群の各相における平均出力電圧に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することを特徴とする電源システム。
4. 電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、
   前記電池モジュール群毎に位相の異なる交流電圧を発生させることによって単相又は３相の交流電圧を生成し、前記電池モジュール群毎に出力電力が異なるように制御可能であり、
   前記電池モジュール群毎に出力のオフセット電圧を異ならせることによって、３相平衡の交流電圧を出力することを特徴とする電源システム。
5. 請求項４に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュール群毎に前記オフセット電圧に正弦波状の電圧を重畳させて出力することを特徴とする電源システム。
6. 請求項１～５のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   前記制御コントローラからの前記ゲート駆動信号を前記電池モジュール間で転送することによって複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能であることを特徴とする電源システム。
7. 請求項１～６のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュール群の各相における総残容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電圧を制御することを特徴とする電源システム。
8. 請求項７に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュールに含まれる前記電池の残容量を推定する電池残量推定手段と、
   前記電池残量推定手段において推定された前記電池の残容量推定値から前記電池モジュール群の各相における前記総残容量を算出する総残容量算出手段と、
   を備え、
   前記電池モジュール群の各相における前記総残容量に応じて、前記電池モジュール群毎に出力電力を制御することを特徴とする電源システム。

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