JP2024023924A - 電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】インバータを使用せずに交流電圧を出力することが可能であり、低コスト化した電源システムを提供する。【解決手段】電池１０を有する電池モジュール１０２を複数含み、制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０が相互に直列接続可能な電源回路１００、を有し、電源回路１００の各々において直列接続させる電池１０の数を時間的に変更することによって互いに位相の異なる交流電圧を出力させ、電源回路１００は、電池モジュール１０２を直列に接続した複数のサブ電池モジュール群に分けて、いずれかのサブ電池モジュール群と別のサブ電池モジュール群の正極側同士又は負極側同士を接続した構成を有する交流電源とする。【選択図】図６

Description

本発明は、電池モジュールを直列接続した電源システムに関する。

複数の電池モジュールを直列に接続して、負荷に電力を供給（力行）する電源装置が利用されている。電池モジュールに含まれる電池を二次電池とした場合、負荷側から電池へ充電（回生）を行うこともできる。このような電源装置において、ゲート駆動信号に基づいて各電池モジュールを負荷に接続したり、切り離したりするスイッチング回路を備えた電源装置が提案されている（特許文献１）。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータを介して蓄電装置を負荷や系統電源に接続する構成が開示されている（特許文献２）。

また、三相の電力系統の電力補償を行う電力補償装置が開示されている。補償する電力を貯蔵する電力貯蔵部、該電力貯蔵部の充放電を行って単相電力と直流電力との変換を行う単相インバータ、を有するセルパワーモジュールを、電力系統の各相に対してＮ台（Ｎは２以上の整数）設置し、電力系統の相毎に設置されたＮ台のセルパワーモジュールの単相インバータの単相電力側を直列に接続するとともに、単相インバータの直流電力側に電力貯蔵部を接続した構成としている（特許文献３）。

また、３レベル出力が可能な単相出力インバータブリッジ１～４をｎ個備え、インバータブリッジの出力端子を直列接続した直列ｎ段の単相出力の電力変換装置が開示されている。ｎ個のインバータブリッジの各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３及びＶｎの振幅比をＶ１：Ｖ２：Ｖ３：Ｖｎ＝１：２：４：２（ｎ－１）とする電圧振幅比配分手段、電力変換装置に与える出力電圧指令に最も近い電圧を前記インバータブリッジの出力電圧の組み合わせにより発生する指令電圧発生手段、インバータブリッジをパルス幅変調して電力変換装置全体の出力電圧の平均値が電圧指令と等しくなるように発生電圧を調整する出力電圧調整手段とを備えている。これにより、従来の多重パルス幅変調方式の電力変換装置より、更に高調波を低減できる電力変換装置が提案されている（特許文献４）。

また、複数のエネルギー蓄電モジュールを備え、エネルギー蓄電モジュールは複数のエネルギー供給分岐において直列に接続されているシステムが開示されている（特許文献５）。そして、エネルギー供給分岐毎のエネルギー蓄電モジュールの数を増減させることによって、エネルギー供給分岐の総出力電圧を段階的に調節することができることが開示されている。

特開２０１８－０７４７０９号公報 特開２０１９－２１６５３６号公報 特開２００７－３７２９０号公報 特開平１１－８９２４２号公報 特表２０１５－５０１１２７号公報

ところで、特許文献２の技術では、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの２つの電力変換回路を用いて系統に接続する構成となっているため、電力変換回路のコストが高くなるという課題があった。また、２回電力変換を行うことが必要であるため、効率が低下するという課題もあった。

また、特許文献３の技術では、負の出力電圧を出力可能とするために単相インバータを用いている。しかしながら、４つのスイッチ素子が必要となり、コストが高くなるという課題があった。また、各セルパワーモジュールのスイッチは直列多重ＰＷＭ制御を行うとしており、各セルパワーモジュールに別々のゲート信号を与える必要があるため、セルパワーモジュールの数が増えると制御コントローラからの出力信号が増加し、コントローラのコストが増加するという課題があった。また、蓄電池の容量にばらつきがある場合の制御については何ら示唆されていない。

また、特許文献４の技術では、インバータブリッジの各出力電圧の振幅Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３及びＶｎの振幅比をＶ１：Ｖ２：Ｖ３：Ｖｎ＝１：２：４：２（ｎ－１）となるようにするには各単相出力インバータブリッジへの入力電圧、すなわち電池電圧を前記振幅比となるように設定する必要があり、同等の電圧を持つ電池を用いる場合には実現できないという課題があった。

本発明の１つの態様は、電池を有する電池モジュールを複数含み、制御コントローラからのゲート駆動信号を複数の前記電池モジュール間で転送することによって複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能な電源回路、を有する電源システムであって、前記電源回路の各々において直列接続させる前記電池の数を時間的に変更することによって、互いに位相の異なる交流電圧を出力させ、前記電源回路は、前記電池モジュールを直列に接続した複数のサブ電池モジュール群に分けて、いずれかのサブ電池モジュール群と別のサブ電池モジュール群の正極側同士又は負極側同士を接続した構成を有することを特徴とする電源システムである。

ここで、前記制御コントローラから複数の前記電源回路の各々に対して前記ゲート駆動信号を与えることが好適である。

また、前記電池モジュールは、前記ゲート駆動信号に応じてオン／オフされて前記電池を直列接続から切り離す第１スイッチ素子と、前記ゲート駆動信号に応じてオン／オフされて前記電池を直列接続させる第２スイッチ素子と、前記ゲート駆動信号を一定時間毎に遅延させて直列接続された次段の前記電池モジュールへ伝達するゲート駆動信号処理回路と、を備えることが好適である。

また、前記電池モジュールは、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子を含むハーフブリッジ型であり、複数の前記電源回路の各々において同一の電圧オフセットを有する交流電圧を出力することによって、複数の前記電源回路が出力する電圧の差として電圧オフセットの無い交流電圧を出力することが好適である。

また、前記電池モジュールは、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子を含むフルブリッジ型であり、複数の前記電源回路の各々において電圧オフセットの無い交流電圧を出力することが好適である。

また、前記電源回路の各々をＹ結線し、互いに位相が１２０°異なる３相交流電圧を発生させることが好適である。

また、負荷側に接続された変圧器を備え、Ｙ結線された前記電源回路の中性点と前記変圧器の中性点がコンデンサを介して接続されていることが好適である。

また、前記電源回路を２組接続し、互いに位相が１８０°異なる単相交流電圧を発生させることが好適である。

また、前記電源回路の蓄電電力量を推定する電池残量推定手段を備え、前記蓄電電力量に応じて前記電源回路の出力電力を決定する電力指令値を設定することが好適である。

また、前記電源回路に直接又は間接的に接続され、前記互いに位相の異なる交流の各相の系統における相電流を検出する電流センサと、前記系統における相電圧を検出する電圧センサと、を備え、前記相電流と前記相電圧に応じて前記電源回路を制御することが好適である。

また、前記互いに位相の異なる交流の各相に対して複数の電源回路が並列に接続されていることが好適である。

また、前記ゲート駆動信号に関わらず前記モジュール内の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す強制切断手段を備えることが好適である。

また、前記電池モジュールに含まれる前記電池の電圧情報又は温度情報を検出する状態検出手段と、前記電圧情報又は前記温度情報を用いて前記電池の状態を推定する電池状態推定手段と、を備え、前記電池状態推定手段で推定された前記電池の状態に応じて前記強制切断手段によって前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離すことが好適である。

また、前記ゲート駆動信号に関わらず前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続状態に強制的に接続する強制接続手段を備えることが好適である。

また、前記電池モジュールに含まれる前記電池の電圧情報又は温度情報を検出する状態検出手段と、前記電圧情報又は前記温度情報を用いて前記電池の状態を推定する電池状態推定手段と、を備え、前記電池状態推定手段で推定された前記電池の状態に応じて前記強制接続手段によって前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続状態に強制的に接続することが好適である。

本発明の少なくとも１つの態様によれば、インバータを使用せずに交流電圧を出力することが可能となり、システムの低コスト化が実現できる。

また、本発明の少なくとも１つの態様によれば、直列接続された電池モジュールのスイッチ素子の制御を各相ずつのゲート駆動信号のみで制御することができる。

また、本発明の少なくとも１つの態様によれば、電池モジュール内の電池が故障した場合であっても電池モジュール内の電池を切り離すことでシステム全体の動作を継続することができる。

また、本発明の少なくとも１つの態様によれば、電池モジュール内の電池の容量にばらつきがあった場合でも充電状態の均等化が可能となる。

また、本発明の少なくとも１つの態様によれば、システムを構成する電源回路の各々の間において電池の容量にばらつきがあった場合であっても、電源回路毎の出力電力をそれぞれの電池の残容量に応じて制御することによって、残容量の少ない電源回路内の電池が使用下限に先に到達するのを防ぎ、すべての相の電源回路で電池が使用下限に同時に到達するように制御することが可能となる。

また、本発明の少なくとも１つの態様によれば、中性線を設けた構成とすることによって、電源回路の各相の電流振幅を独立に設定しても各相の系統電圧と一致して電流を制御でき、力率の悪化を防ぐことができる。

本発明の実施の形態における電源装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施の形態における電池モジュールの制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における電池モジュールの作用を示す図である。 本発明の実施の形態における電源装置の制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における強制切り離し制御の具体例を説明するタイムチャートである。 第１の実施の形態における三相交流電源の構成を示す図である。 第１の実施の形態における三相交流電源から出力される交流電圧を示す図である。 第１の実施の形態における三相交流電源の具体的な構成例を示す図である。 第１の実施の形態における三相交流電源の系統連系制御の制御ブロックを示す図である。 第１の実施の形態における三相交流電源の系統連系制御の制御ブロックを示す図である。 第１の実施の形態における三相交流電源の系統連系制御の動作波形を示す図である。 変形例１における三相交流電源の構成を示す図である。 変形例１における三相交流電源の系統連系制御の制御ブロックを示す図である。 変形例１における三相交流電源の系統連系制御の動作波形を示す図である。 変形例１における三相交流電源の系統連系制御のストリング相電力及び全電力の波形を示す図である。 変形例２における三相交流電源の構成を示す図である。 第２の実施の形態における単相交流電源の構成を示す図である。 第２の実施の形態における単相交流電源の制御ブロックを示す図である。 第２の実施の形態における単相交流電源の動作波形を示す図である。 第３の実施の形態におけるフルブリッジ型の電池モジュールの構成を示す図である。 第３の実施の形態におけるフルブリッジ型の電池モジュールを適用した電源回路の構成例を示す図である。 第４の実施の形態における正負逆接続型の三相交流電源の構成を示す図である。 第５の実施の形態における充放電システムの構成を示す図である。

［電源回路の基本構成］
本実施の形態における電源回路１００は、図１に示すように、電池モジュール１０２及び制御コントローラ１０４を含んで構成される。電源回路１００は、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）を含んで構成される。電源回路１００に含まれる複数の電池モジュール１０２は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される負荷（図示しない）に対して電力を供給（力行）し、又は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される電源（図示しない）から電力を充電（回生）することができる。

電池モジュール１０２は、電池１０、チョークコイル１２、コンデンサ１４、第１スイッチ素子１６、第２スイッチ素子１８、ゲート駆動信号処理回路２０、ＡＮＤ素子２２、ＯＲ素子２４及びＮＯＴ素子２６を含んで構成される。本実施の形態において、各電池モジュール１０２は同一の構成を備える。各電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０は、制御コントローラ１０４による制御によって互いに直列に接続可能である。

電池１０は、少なくとも１つの二次電池を含む。電池１０は、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等を複数直列又は／及び並列接続した構成とすることができる。チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、電池１０からの出力を平滑化して出力する平滑回路（ローパスフィルタ回路）を構成する。すなわち、電池１０として二次電池を使用しているので、内部抵抗損失の増加による電池１０の劣化を抑制するため、電池１０、チョークコイルＬ及びコンデンサ１４によってＲＬＣフィルタを形成して電流の平準化を図っている。なお、チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、必須の構成ではなく、これらを設けなくてもよい。

第１スイッチ素子１６は、電池１０の出力端を短絡するためのスイッチ素子を含む。本実施の形態では、第１スイッチ素子１６は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第２スイッチ素子１８は、電池１０と第１スイッチ素子１６との間において電池１０に直列接続される。本実施の形態では、第２スイッチ素子１８は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号によってスイッチング制御される。なお、本実施の形態では、第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、電界効果トランジスタとしたが、ＩＧＢＴ等の他の種類のスイッチ素子を適用してもよい。

ゲート駆動信号処理回路２０は、制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２に入力されるゲート駆動信号に基づいて電池モジュール１０２を制御する回路である。ゲート駆動信号処理回路２０は、ゲート駆動信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路を含む。電源回路１００では、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）にそれぞれゲート駆動信号処理回路２０が設けられており、それらが直列接続されている。したがって、制御コントローラ１０４から入力されたゲート駆動信号は所定の時間ずつ遅延させられながら各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）に順次入力されることになる。ゲート駆動信号に基づく制御については後述する。

ＡＮＤ素子２２は、強制切断信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態から強制的に切り離す切断手段を構成する。また、ＯＲ素子２４は、強制接続信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態に強制的に接続する接続手段を構成する。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４は、制御コントローラ１０４から強制切断信号又は強制接続信号を受けて制御される。ＡＮＤ素子２２の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。また、ＯＲ素子２４の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力される。また、ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、ＮＯＴ素子２６を介して第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。

通常制御時において、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、ゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。これによって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と直列に接続された状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と切り離されたスルー状態となる。

強制切断時においては、制御コントローラ１０４は強制的に切り離す対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を送信する。制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力される。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。

このような強制切断制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、電源回路１００の出力に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが低下するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、電源回路１００の充電に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが増加するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。

強制接続時には、制御コントローラ１０４は強制的に接続する対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制接続信号を送信する。制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２のＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号（強制接続信号）を入力する。これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。

このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの低下に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く低下させることができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの増加に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く増加させることができる。

なお、本実施の形態における電源回路１００では、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４のいずれか又は両方を直接制御する構成としたが、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号処理回路２０を介してＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４を制御する構成としてもよい。

［通常制御］
以下、電源回路１００の制御について図２を参照して説明する。通常制御時において、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＡＮＤ素子２２に対して制御コントローラ１０４からハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力される。また、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＯＲ素子２４に対して制御コントローラ１０４からロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がＮＯＴ素子２６を介して反転信号として入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がそのまま入力される。

図２は、電池モジュール１０２ａの動作に関するタイムチャートを示す。また、図２では、電池モジュール１０２ａを駆動するゲート駆動信号Ｄ１のパルス波形、第１スイッチ素子１６のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ２、第２スイッチ素子１８のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ３、及び、電池モジュール１０２ａにより出力される電圧Ｖ_ｍｏｄの波形Ｄ４を示している。

電池モジュール１０２ａの初期状態、すなわち、ゲート駆動信号が出力されていない状態では、第１スイッチ素子１６はオン状態、第２スイッチ素子１８はオフ状態である。そして、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号が電池モジュール１０２ａに入力されると、電池モジュール１０２ａはＰＷＭ制御によってスイッチング制御される。このスイッチング制御では、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが交互にオン状態／オフ状態にスイッチングされる。

図２に示すように、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号Ｄ１が出力されると、このゲート駆動信号Ｄ１に応じて、電池モジュール１０２ａの第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８が駆動される。第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりに応じたＮＯＴ素子２６からの信号の立ち下がりによって、オン状態からオフ状態に切り替わる。また、第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。

一方、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。また、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりと同時に、オン状態からオフ状態に切り替わる。このように、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とは交互にオン状態／オフ状態が切り替わるようにスイッチング制御される。

なお、第１スイッチ素子１６がゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することと、第２スイッチ素子１８がゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することは、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオン状態となることを防止するためである。すなわち、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオンして電池１０が短絡することを防止している。この動作を遅らせているデッドタイムｄｔは、例えば、１００ｎｓに設定しているが、適宜設定することができる。なお、デッドタイムｄｔ中は電流がダイオードを還流し、その還流したダイオードと並列にあるスイッチ素子がオンしたときと同じ状態になる。

このような制御によって、電池モジュール１０２ａは、ゲート駆動信号Ｄ１がオフ時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフ）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子から切り離される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力されない。この状態では、図３（ａ）に示すように、電池モジュール１０２ａの電池１０（コンデンサ１４）がバイパスされたスルー状態となっている。

また、ゲート駆動信号Ｄ１がオン時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオン）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子に接続される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力される。この状態では、図３（ｂ）に示すように、電池モジュール１０２ａにおけるコンデンサ１４を介して電圧Ｖ_ｍｏｄが出力端子に出力されている。

図１に戻り、制御コントローラ１０４による電源回路１００の制御について説明する。制御コントローラ１０４は、電池モジュール１０２の全体を制御する。すなわち、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを制御して電源回路１００としての出力電圧を制御する。

制御コントローラ１０４は、各電池モジュール１０２に対して矩形波のゲート駆動信号を出力する。ゲート駆動信号は、電池モジュール１０２ａに含まれるゲート駆動信号処理回路２０、電池モジュール１０２ｂに含まれるゲート駆動信号処理回路２０・・・と順次後段の電池モジュール１０２へと伝達される。すなわち、電源回路１００において直列に接続されている電池モジュール１０２の最上流側から順に所定の遅延時間ずつゲート駆動信号が遅延されて下流側へと伝達される。

通常制御時においては、ＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力されているので、各電池モジュール１０２のゲート駆動信号処理回路２０から出力されたゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。したがって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。

すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と直列に接続された状態（接続状態）となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と切り離されたスルー状態となる。

図４は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎのうち所定の個数を順次接続状態で動作させて電力を出力する制御シーケンスを示す。図４に示すように、ゲート駆動信号に応じて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが、一定の遅延時間を持って上流側から下流側に次々と駆動される。図４において、期間Ｅ１は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオンして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力している状態（接続状態）を示している。また、期間Ｅ２は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力していない状態（スルー状態）を示す。このように、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定の遅延時間を持って順次駆動される。

図４を参照して、ゲート駆動信号や遅延時間の設定について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔは、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの遅延時間を合計することによって設定される。このため、遅延時間を長くするほどゲート駆動信号の周波数は低周波となる。逆に、遅延時間を短くするほどゲート駆動信号の周波数は高周波となる。どのように当該周波数（スイッチング周波数）を設定するかについて後述する。

以下では説明を簡単にするため、各電池モジュール１０２に対して強制切断及び強制接続を行わない場合について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔにおけるオン時比率Ｄ（オンデューティ）、すなわち、周期Ｔに対するゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルにある時間Ｔ_ＯＮの比率は、電源回路１００の出力電圧／電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの合計電圧（各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合、電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール数）により算出される。すなわち、オン時比率Ｄ＝（電源回路１００の出力電圧）／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）となる。なお、厳密には、デッドタイムｄｔだけオン時比率がずれてしまうので、チョッパ回路で一般的に行われているようにフィードバックまたはフィードフォワードでオン時比率の補正を行うことが好適である。

電源回路１００の出力電圧は、上述したように、各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合は、電池モジュール１０２の電池電圧に接続状態にある電池モジュール１０２の数を乗算した値によって表される。電源回路１００の出力電圧が、一つの電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れる値であれば、電池モジュール１０２がスルー状態から接続状態に切り替わる瞬間に、他の電池モジュール１０２が接続状態からスルー状態に切り替わるので、電池モジュール１０２の全体の出力電圧に変動はない。

しかし、電源回路１００の出力電圧が各電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れない値であれば、電源回路１００の出力電圧（全体の出力電圧）が変動する。ただし、このときの変動振幅は１つの電池モジュール分の電圧であり、また、この変動周期は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール１０２の総数となる。電池モジュール１０２の総数を多くすることによって変動周期を短くすることができ、また、電源回路１００全体の寄生インダクタンスを大きな値とすることができるため、この電圧変動はフィルタされて電源回路１００の出力電圧を安定化させることができる。

次に、具体例について説明する。図４において、例えば、電源回路１００としての所望の出力電圧が４００Ｖ、各電池モジュール１０２の電池電圧が１５Ｖ、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ数が４０個、遅延時間が２００ｎｓであるとする。なお、この場合は、電源回路１００の出力電圧（４００Ｖ）が、電池モジュール１０２の電池電圧（１５Ｖ）で割り切れない場合に相当する。

これらの数値に基づくと、ゲート駆動信号の周期Ｔは、遅延時間×電池モジュール総数により算出されるので２００ｎｓ×４０個＝８μｓとなる。したがって、ゲート駆動信号は１２５ｋＨｚ相当の周波数の矩形波とされる。また、ゲート駆動信号のオン時比率Ｄは、電源回路１００の出力電圧／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）により算出されるので、オン時比率Ｄは、４００Ｖ／（１５Ｖ×４０個）≒０．６７となる。

これらの数値に基づいて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを順次駆動すると、電源回路１００として、図４中、矩形波状の出力電圧Ｈ１が得られる。この出力電圧Ｈ１は、３９０Ｖと４０５Ｖとの間で変動する。すなわち、出力電圧Ｈ１は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール総数により算出される周期、すなわち８μｓ／４０個＝２００ｎｓ（５ＭＨｚ相当）で変動する。この変動は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの配線による寄生インダクタンスでフィルタリングされ、電源回路１００全体としては約４００Ｖの出力電圧Ｈ２として出力される。

なお、各電池モジュール１０２の第２スイッチ素子１８には、接続状態の場合に電流が流れ、図４に示すように、第２スイッチ素子１８の電流波形Ｊ１は矩形波になる。また、電池１０とコンデンサ１４はＲＬＣフィルタを形成しているので、各電池モジュール１０２内の電池１０にはフィルタリングされて平準化された電流Ｊ２が流れる。このように、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎにおいて電流波形は一様であり、また、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから均等に電流を出力することができる。

以上説明したように、電源回路１００を制御する際、最上流側の電池モジュール１０２ａに出力したゲート駆動信号を、下流側の電池モジュール１０２ｂに一定時間遅延して出力して、さらに、このゲート駆動信号を一定時間遅延して下流側の電池モジュール１０２に順次伝達するので、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定時間遅延しながら順次電圧をそれぞれ出力する。そして、これらの電圧が合計されることによって、電源回路１００としての電圧が出力される。これにより、電源回路１００から所望の電圧を出力させることができる。

電源回路１００によれば、ＤＣＤＣコンバータが不要になり、回路の構成を簡素化することができる。また、電力損失を生ずるバランス回路等も不要であり、電源回路１００の効率を向上させることができる。さらに、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから略均等に電圧を出力しているので、特定の電池モジュール１０２に駆動が集中することもなく、電源回路１００の内部抵抗損失を低減することができる。

また、オン時比率Ｄを調整することによって、電池電圧の総和以下の所望の出力電圧を生成することが可能であり、電源回路１００としての汎用性を向上することができる。

［強制切り離し制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のうち選択された電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に切り離す対象とする電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を出力する。すなわち、強制切断の対象となる電池モジュール１０２に属するＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力し、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力する。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、該当する電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。このような強制切り離し制御を用いることにより、特定の電池モジュール１０２内の電池１０が故障した場合に切り離しを行うことで動作を継続させることが可能となる。強制切断した場合におけるオン時比率Ｄは（電源回路１００の出力電圧）／（強制切断状態の電池モジュール１０２を除いた電池モジュール１０２の合計電圧）で表される。電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合、その故障した電池１０を除外して、正常な電池モジュール１０２のみを使用して、ゲート駆動信号の周期Ｔ、オン時比率Ｄを再設定することによって、所望の電圧を得ることができる。すなわち、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合でも、所望の電圧の出力を継続することができる。また、各電池モジュール１０２の電池容量にばらつきがある場合に電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が力行状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることで、強制切断された電池１０は電力消費量（単位時間当たりの放電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、各電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

また、力行状態でなく、回生状態のときに電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御を行い、ＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０へ優先的に電力を回生させることで電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０への電力供給（単位時間当たりの充電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。さらに、充電容量の小さい電池モジュール１０２内の電池１０の過充電を防止することができる。

［強制接続制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）内の電池１０のうち選択されたものを強制的に接続する制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に接続する対象とする電池モジュール１０２のＯＲ素子２４に強制接続信号を出力する。すなわち、強制接続の対象となる電池モジュール１０２に属するＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号を出力する。

これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が回生状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制接続状態とすることで、強制接続された電池１０への回生電力による充電が優先的に行われ、単位時間当たりの充電電流積算量が多くなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。

また、回生状態でなく、力行状態のときに電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に接続する制御を行い、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０の消費電力量を大きくすることでＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０からの電力供給（単位時間当たりの放電電流積算量）が大きくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

［強制切り離しの具体例］
図５は、強制切り離し制御を適用した電源回路１００の電池モジュール１０２内の電池１０の各々の電池接続状態を表したタイムチャートの具体例を示す。説明を分かりやすくするため具体的な事例として１４個の電池モジュール１０２を用いた場合で説明している。

期間Ａでは、すべての電池モジュール１０２に対する強制切り離し指令をオフにして、すべての電池モジュール１０２がスイッチング制御されている状態である。各電池モジュール１０２では強制切り離し指令がオフの場合、ゲート駆動信号を遅延時間ｔｄｅｌａｙだけ遅延させて次の電池モジュール１０２に伝送させる。したがって、ゲート周期は（遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１４）となる。

制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号ではオン時間として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８とされており、８個の電池モジュール１０２が同時に接続されるように制御されている。

一方、期間Ｂでは、上流から１０番目の電池モジュール１０２に対する強制切断信号がオンとされている。これにより、１０番目の電池モジュール１０２の出力電圧は０Ｖとなる。また、１０番目の電池モジュール１０２に付属するゲート駆動信号処理回路２０ではゲート駆動信号を遅延させず、次の１１番目の電池モジュール１０２に伝搬させる。これにより、制御コントローラ１０４から出力されたゲート駆動信号の立ち上がりエッジが再び制御コントローラ１０４に戻ってくるまでの周期が遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１３となり、遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１分短くなる。制御コントローラ１０４では戻ってきたゲート駆動信号の立ち上がりエッジを検出して、次のゲート駆動信号として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８分だけオンになる信号を出力する。このようにして、期間Ｂにおいて常に８個の電池モジュール１０２が直列接続されて負荷に対して電圧を出力する。すなわち、期間Ｂにおいても期間Ａと同じ電圧を出力することができる。

１０番目の電池モジュール１０２が強制切断信号を受けると、ゲート駆動信号に関わらず１０番目の電池モジュール１０２が切り離されるタイミングはゲート駆動信号がオフとなった後に実行される。すなわち、電池モジュール１０２が接続状態の時に強制切断信号を受け取っても、ゲート駆動信号がオンの間は強制切り離し制御を実行せず、ゲート駆動信号がオフになってから強制切り離しが行われる。そして、次の周期でゲート駆動信号がオンになっても強制切り離し状態を継続させる。

期間Ｃに移り、１０番目の電池モジュール１０２の強制切断信号がオフにされると、１０番目の電池モジュール１０２ではゲート駆動信号にしたがった通常のスイッチング制御が再開される。ただし、１０番目の電池モジュール１０２に対するゲート駆動信号がオンのタイミングで強制切断信号がオフになっても直ちに電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続させることはせず、ゲート駆動信号がオフになるタイミングを待って通常のスイッチング制御に戻す。これによって、瞬間的に９個の電池モジュール１０２が負荷に接続されることを防止することができる。

［第１の実施の形態（三相交流電源）］
図６は、電源回路１００を利用した三相交流電源２００の構成を示す。三相交流電源２００は、３組の電源回路１００を組み合わせて構成される。

３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）は、各ストリングの出力電圧極性が中性点で同じになるようにＹ結線される。図６では、３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）の負極側を中性点に接続されているが、すべてのストリングについて正極側が中性点に接続されるようにしてもよい。

三相交流電源２００では、ストリングａ～ｃの３組の電源回路１００の各々において電池モジュール１０２内の電池１０の接続数を制御することによって、それぞれ交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃを発生させる。電源回路１００の各々は０Ｖ以上の電圧しか発生させることができないので、図７に示すように、交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃとしてオフセットを持ち、それぞれ１２０°の位相差を有する電圧を発生させる。

なお、ストリングａ～ｃの各々で同じオフセット電圧を持った交流電圧を発生させることにより、線間電圧Ｖ_ｕｖ，Ｖ_ｖｗ，Ｖ_ｗｕに平均電圧０Ｖの正負の交流電圧を生成させることができる。これにより、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２において４つのスイッチを用いたフルブリッジ回路を用いることなく、ハーフブリッジ回路を使用することで製造コストを低減できる。

ストリングａ～ｃの出力端は、フィルタ２０２に接続される。フィルタ２０２は、図８に示すように、連系リアクトルＬ_ｍ（Ｌ_ｍｕ，Ｌ_ｍｖ，Ｌ_ｍｗ）、フィルタコンデンサＣ_ｆ（Ｃ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗ）及びフィルタリアクトルＬ_ｆ（Ｌ_ｆｕ，Ｌ_ｆｖ，Ｌ_ｆｗ）を含んで構成することができる。フィルタ２０２は、ストリングａ～ｃの各相に設けられる。フィルタコンデンサは中性点接続される。フィルタ２０２の出力はトランス２０４の２次側に接続されている。フィルタ２０２とトランス２０４との間にリレーを設けてもよい。

また、ストリングａ～ｃの出力電流を測定するために電流センサ（Ｉ_ａ、Ｉ_ｂ、Ｉ_ｃ）が設けられる。電流センサは２相だけ設置し、残りの１相は測定した２つの相電流から算出するようにしてもよい。たとえば、ａ相の電流Ｉ_ａとｂ相の電流Ｉ_ｂを測定している場合、ｃ相の電流Ｉ_ｃは数式（１）にて算出することができる。

また、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサ電圧を測定する電圧センサ（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）が設けられる。フィルタコンデンサ電圧を測定することで、系統の各相電圧を測定できる。

以下、三相交流電源２００の系統連系制御の詳細について説明する。図９及び図１０に系統連系制御のブロック図を示す。

図９において、ストリングａ～ｃの電圧指令値の算出について説明する。まず、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサＣ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗに設けた電圧センサにより測定した系統相電圧の測定値Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを用いて、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）により系統電圧の位相θｇを算出する。

次に、電圧位相θｇと系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗによりａｂｃ／ｄｑ変換を行うことでｄｑ軸電圧ｖ_ｄ、ｖ_ｑを算出する。ａｂｃ／ｄｑ０変換は数式（２）及び数式（３）により行うことができる。ここで、数式（２）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃに系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを代入すればよい。

また、数式（２）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃにストリングａ～ｃの出力電流Ｉ_ａ，Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃを代入してｄｑ変換を行うことでｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを算出することができる。

次に、ｄｑ軸の電流指令値を求める。三相交流電源２００の全体に対する指令電力Ｐとすると、ｄ軸電圧ｖｄと指令電力Ｐを用いて、数式（４）からｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍを算出する。なお、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｃｏｍは、無効電力をゼロに制御する場合は０に設定する。

次に、ｄｑ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍ，ｉ_ｑｃｏｍとｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを用いて、ＰＩ制御によりｄｑ軸指令電圧フィードバック項ｖｄｆｂ^＊およびｖｑｆｂ^＊を算出する。これらのフィードバック項をｖｄ指令フィードフォワード項およびｖｑ指令フィードフォワード項に加算することで、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。さらに、ｄｑ軸から三相のａｂｃ軸への変換を行うことによって各ストリング電圧指令値Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊を算出する。ｄｑ／ａｂｃ変換は、数式（５）を用いればよい。

次に、ストリング電圧指令値を用いて、数式（６）を用いてａ相、ｂ相、ｃ相の電源回路１００のオン時間指令値を算出する。

ここで、Ｖ^＊ _ａｂｃはａ相、ｂ相、ｃ相の各電圧指令値のいずれか、Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}は電圧指令オフセット値、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は各電源回路モジュールにおけるＧａｔｅ信号の遅延時間、Ｖ_{ｂ＿ａｖｅ＿ａｂｃ}は電源回路１００であるストリングａ，ｂ，ｃの各々の電池モジュール平均電圧である。ストリングａ，ｂ，ｃの各々の電圧指令値に加算するオフセット値はａ相，ｂ相，ｃ相で同じ値に設定することが好適である。

数式（６）を用いて算出したオン時間指令値だけのオン期間、それ以降はオフ期間としたゲート駆動信号（信号Ｇａｔｅ＿ａ，信号Ｇａｔｅ＿ｂ，信号Ｇａｔｅ＿ｃ）を電源回路１００のストリングａ，ｂ，ｃの各々の先頭の電池モジュール１０２に与える。

電池モジュール１０２の各々ではゲート駆動信号に基づいてスイッチング制御が行われる。すなわち、ゲート駆動信号がオンである期間では第１スイッチ素子１６はオフ状態及び第２スイッチ素子１８はオン状態とされ、ゲート駆動信号がオフの期間では第１スイッチ素子１６はオン状態及び第２スイッチ素子１８はオフ状態とされる。そして、ゲート駆動信号はゲート駆動信号処理回路２０に含まれる遅延回路により一定時間（遅延時間ｔｄｅｌａｙ）だけ遅延された後、次の電池モジュール１０２に渡される。これが電源回路１００のストリングａ，ｂ，ｃの各々に含まれる電池モジュール１０２で行われたのち、最後の電池モジュール１０２からのゲート駆動信号が制御コントローラ１０４へ戻される。

制御コントローラ１０４は、ゲート駆動信号の戻りを受けると、特開２０１８－１７４６２６に記載の方法で次の周期のゲート駆動信号を送信する。具体的には、最終段の電池モジュール１０２から戻されたゲート駆動信号（信号Ｇａｔｅ＿ａ＿ｂｋ，信号Ｇａｔｅ＿ｂ＿ｂｋ，信号Ｇａｔｅ＿ｃ＿ｂｋ）の立ち上がりエッジを検出して、次のゲート駆動信号を１段目の電池モジュール１０２へ出力する。このようにすることで、適切なタイミングで次のゲート駆動信号を電池モジュール１０２へ送ることができる。

図１１は、三相交流電源２００による系統連系制御の動作波形を示す。三相交流電源２００では、電源回路１００を組み合わせて交流電圧を生成することによって、力率が略１の状態で電流を流すことができる。

また、三相交流電源２００では、３つの電源回路１００に対してそれぞれゲート駆動信号のみ用いて多直列された電池モジュール１０２をスイッチング制御し、三相交流電圧を生成することが可能である。したがって、制御コントローラ１０４の簡素化とコスト低減が可能となる。また、電池モジュール１０２の各々では２つのスイッチ素子（第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８）のみ使用しているため、回路の低コスト化が可能である。

［変形例１］
変形例１では、図１２に示すように、三相交流電源２００においてＹ結線された３つの電源回路１００の中性点と、負荷側に配置されたトランス２０４の２次側中性点と、を中性点コンデンサ３０を介して接続する。これによって、変形例１における三相交流電源２００は、三相四線式の構成とされる。

このような構成とすることで、電源回路１００のストリングａ，ｂ，ｃからなる各相のストリング電流の振幅が異なる不平衡状態となっても、すべての相で系統相電圧と位相とを一致するように制御することが可能になる。したがって、力率を悪化させることなく、ストリングａ，ｂ，ｃの各々の電力を個別に調整することができる。これにより、中古電池等の特性にばらつきがある電池１０を用いて三相交流電源２００を構成したときにストリングａ，ｂ，ｃにおいて蓄電できる電力量に差がある場合であっても、ストリングａ，ｂ，ｃの各相の出力電力を調整してすべての蓄電エネルギーを取り出すことができる。

変形例１における三相交流電源２００では、図１３に示すように、ｄ軸、ｑ軸及びゼロ相の各電圧指令値を算出することができる。三相からの合計出力を出力電力Ｐ［ｋＷ］とし、各相から同じ電力を出力する場合のストリングａ，ｂ，ｃの各々の交流電流指令値Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}は数式（７）で表される。数式（７）は、各相の系統電圧に位相が一致した電流指令値を示す。

数式（７）に示す交流電流指令値Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}の各々によってストリングａ，ｂ，ｃの各々が動作した場合、各相の出力電力Ｐａ，Ｐｂ，ＰｃはそれぞれＰ／３となる。

ここで、ストリングａ，ｂ，ｃの各々を構成する電池１０の劣化状態が異なり、電池１０が蓄えることができる電力（ストリング蓄電電力量Ｑａ，Ｑｂ，Ｑｃ［ｋＷｈ］と示す。）が異なる場合、ストリングａ，ｂ，ｃの各々が同じ電力Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃを出力すると、劣化度の大きく、容量が小さい電池１０をより多く含み、蓄電電力量が小さいストリングの蓄電電力が先に枯渇し、放電ができなくなって動作停止する。三相を構成するストリングａ，ｂ，ｃのいずれかが動作停止した場合、三相出力が行えなくなるおそれがある。

こうした問題を回避するため、数式（８）を用いて、変形例１の三相交流電源２００ではストリングａ，ｂ，ｃの各々の交流電流指令値Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}の振幅を補正する。すなわち、数式（７）を用いて算出したストリングａ，ｂ，ｃの各々の交流電流指令値Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}にそれぞれ補正係数ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃを乗じることで補正された交流電流指令Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ}を算出する。補正項ｋ_ｐａ，ｋ_ｐｂ，ｋ_ｐｃはストリングａ，ｂ，ｃの各々を構成する電池１０の蓄電能力、すなわちストリングａ，ｂ，ｃの蓄電電力量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃに応じて設定することが好適である。例えば、数式（９）に基づいて設定することが好適である。

具体的には、ストリングａ，ｂ，ｃの電池モジュール１０２毎に蓄電電力量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃを推定する電池残量推定手段を設け、当該電池残量推定手段において推定された蓄電電力量Ｑａ、Ｑｂ、Ｑｃに基づいて制御を行えばよい。

次に、数式（２）と同様に、ストリングａ，ｂ，ｃの各々の交流電流指令値Ｉ_{ａ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｂ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}，Ｉ_{ｃ＿ｃｏｍ＿ｂａｓｅ}をａｂｃ／ｄｑ０変換してｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍ、ｑ軸指令電流ｉ_ｑｃｏｍ、及びゼロ相指令電流ｉ_０ｃｏｍを算出する。また、上記第１の実施の形態と同様に、ｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍ、ｑ軸指令電流ｉ_ｑｃｏｍ、ゼロ相指令電流ｉ_０ｃｏｍとｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、ゼロ相電流ｉ_０を用いて、ＰＩ制御によりｄ軸相指令電圧フィードバック項ｖ_ｄｆｂ ^＊、ｑ軸相指令電圧フィードバック項ｖ_ｑｆｂ ^＊、ゼロ相指令電圧フィードバック項ｖ_０ｆｂ ^＊を算出する。これらｄ軸相指令電圧フィードバック項ｖ_ｄｆｂ ^＊、ｑ軸相指令電圧フィードバック項ｖ_ｑｆｂ ^＊、ゼロ相指令電圧フィードバック項ｖ_０ｆｂ ^＊をｖ_ｄ指令フィードフォワード項、ｖ_ｑ指令フィードフォワード項、およびｖ_０指令フィードフォワード項に加算することで、ｄ軸相電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸相電圧指令値ｖ_ｑ ^＊、ゼロ相電圧指令値ｖ_０ ^＊を算出する。さらに、数式（５）を用いて、ｄｑ０／ａｂｃ変換を行うことによって各ストリング電圧指令値Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊を算出する。

次に、ストリング電圧指令値Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊（Ｖ_ａｂｃ ^＊と総称する）を用いて、数式（６）を用いてストリングａ，ｂ，ｃのオン時間指令値ｔ_{ｏｎ＿ａｂｃ}を算出する。

このように、数式（６）により算出されたオン時間指令値だけのオン期間、それ以降はオフ期間としたゲート駆動信号（信号Ｇａｔｅ＿ａ，信号Ｇａｔｅ＿ｂ，信号Ｇａｔｅ＿ｃ）を用いて、上記第１の実施の形態の三相交流電源２００と同様に第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８のスイッチング制御を行う。

図１４は、Ｐ＝１８００［Ｗ］、ｋ_ｐａ＝１．１、ｋ_ｐｂ＝０．８、ｋ_ｐｃ＝１．１の場合の動作波形を示す。この条件は電源回路ｂのストリング蓄電電力量Ｑｂが電源回路ａ，ｃのストリング蓄電電力量Ｑａ，Ｑｂよりも小さい場合に該当する。図１４に示すように、ａ相、ｂ相、ｃ相の電源回路電流振幅を基準値に対してそれぞれ１．１倍、０．８倍、１．１倍に制御できた。また、トランス２０４の２次側中性点と電源回路１００の中性点Ｎとの間の中性線にはゼロ相電流としてｉ_０＝Ｉ_ａ＋Ｉ_ｂ＋Ｉ_ｃの電流が流れており、これによって三相電流の位相は相電圧と一致し、力率１で制御できている。

図１５は、ストリングａ，ｂ，ｃの電力及び電力の総和を示す。図１５に示すように、変形例１の三相交流電源２００ではストリングｂの電力をストリングａ，ｃよりも小さく制御しつつ、平均電力を１８００Ｗとするように制御することができた。

［変形例２］
図１６は、変形例２における三相交流電源２００の構成を示す。変形例２における三相交流電源２００では、ストリングａ，ｂ，ｃの各々は電源回路１００を複数個並列に接続された構成を有する。図１６の例では、ａ相、ｂ相、ｃ相がそれぞれｎ個の電源回路１００を並列に接続した構成を示している。

このように、各相において複数個の電源回路１００を並列に接続した構成とすることによって、電源回路１００に不具合が生じた場合でも当該電源回路１００を切り離して出力を維持することができ、三相交流電源２００の動作を安定化させることができる。

［第２の実施の形態（単相交流電源）］
図１７は、電源回路１００を利用した単相交流電源３００の構成を示す。単相交流電源３００は、２組の電源回路１００を組み合わせて構成される。２組の電源回路１００は負極側が中性点Ｎで接続され、それぞれの正極側がフィルタ２０２を介してトランス２０４に接続される。

また、単相交流電源３００では、電流センサ（Ｉ_ａ）及び電圧センサ（Ｖ_ｕｖ）を各１つずつ設置する。そして、電圧位相に一致する交流電流指令を生成し、電流測定値がその電流指令に追従するようにＶａｂを制御する。

図１８は、単相交流電源３００の制御ブロックを示す。ＰＬＬを用いて電圧センサによって測定された系統電圧Ｖ_ｕｖから位相を検出して電流指令値Ｉ_ｃｏｍを生成する。そして、電流指令値Ｉ_ｃｏｍと電流センサで測定された電流検出値Ｉ_ａとの差分を小さくするような単相交流電源３００の出力電圧指令Ｖ_ａｂ ^＊をＰＩ制御により算出する。出力電圧指令Ｖ_ａｂ ^＊に対してａ相及びｂ相の電源回路１００（１００ａ，１００ｂ）での電圧分担比を乗じて、ａ相及びｂ相の電圧指令値Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊をそれぞれ算出する。そして、電圧指令値Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊に基づいてａ相及びｂ相の電源回路１００（１００ａ，１００ｂ）のオン時間指令値を算出する。なお、オン時間指令値の算出方法は、第１の実施の形態における三相交流電源２００と同様であるので説明は省略する。

図１９は、単相交流電源３００の動作波形を示す。ａ相及びｂ相の電源回路１００（１００ａ，１００ｂ）のストリング電圧を加算して、交流波形の単相交流電源３００のスイープ出力電圧Ｖ_ａｂが得られる。図１９に示すように、スイープ出力電圧Ｖ_ａｂとスイープ電流Ｉ_ａｂの関係から力率は略１となった。

［第３の実施の形態（フルブリッジ型）］
ここまで説明した電源回路１００は、ハーフブリッジ構成であり、第１スイッチ素子１６をオンにした場合に０Ｖ、第２スイッチ素子１８をオンにした場合に電池電圧Ｖｂが出力される。そのため、ハーフブリッジ構成の電池モジュール１０２で電源回路１００を構成した場合、０からＶｂ×Ｎ（Ｎ：電池モジュール１０２に含まれる電池１０の直列数）［Ｖ］の正電圧しか出力できない。

一方、図２０のようにフルブリッジ構成の電池モジュール１０６にした場合、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ４をオンにした場合には端子１－端子２の間に電圧Ｖｂが出力され、スイッチ素子Ｓ２とスイッチ素子Ｓ３がオンした場合には端子１－端子２の間に電圧（－Ｖｂ）が出力される。

したがって、図２１に示すように、フルブリッジ構成の電池モジュール１０６を直列にＮ個接続した電源回路１００とした場合、（－Ｖｂ）×ＮからＶｂ×Ｎの範囲の電圧を出力できる。したがって、ストリング電圧のオフセットＶｏｆｆｓｅｔを設ける必要が無い。

［第４の実施の形態（正負逆直列型）］
図２２に示すように、ストリングａ，ｂ，ｃにおいてそれぞれＮ個の電池モジュール１０２（又はフルブリッジ構成の電池モジュール１０６）を２組のサブ電池モジュールに分けて、一方のサブ電池モジュールと他方のサブ電池モジュールの正極側同士又は負極側同士を接続するように構成した三相交流電源２１０してもよい。

このような構成とすることによって、ストリングａ，ｂ，ｃの各々において（－Ｖｂ）×Ｎ／２からＶｂ×Ｎ／２の範囲の電圧を出力することができる。したがって、ストリングａ，ｂ，ｃの各々においてストリング電圧にオフセット（Ｖｏｆｆｓｅｔ）を設ける必要がなくなる。

また、ストリングａ，ｂ，ｃの各々において、正の電圧範囲だけでなく負の電圧範囲の出力を行うことが可能となる。したがって、図６に示した正又は負のみの電池モジュール１０２（又はフルブリッジ構成の電池モジュール１０６）を接続した三相交流電源２００に比べて、同じ出力を行う場合に電池１０の各々に流れる電流の実効値を下げることが可能となり、電池１０の内部抵抗による損失を低減することができる。

三相交流電源２１０のストリングａ，ｂ，ｃの各々のスイープの制御は、図１７に示した単相交流電源３００と同様とすればよい。また、ストリングａ，ｂ，ｃの各々に対する指令電圧が正の時には正電圧出力を行うＮ／２個の電源回路モジュールを用いて出力電圧を生成し、ストリングａ，ｂ，ｃの指令電圧が負の時に負電圧出力を行うＮ／２個の電源回路モジュールを用いて出力電圧を生成するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、電池モジュール１０２を２つに分割する構成としたが、３つ以上に分割していずれかを逆直列に接続した構成としてもよい。

なお、ハーフブリッジ型の電池モジュール１０２を組み合わせて三相交流電源２１０の構成とすることによって、フルブリッジ構成の電池モジュール１０６を用いた場合に比べて、（－Ｖｂ）×Ｎ／２からＶｂ×Ｎ／２の範囲の電圧を出力することを可能とすると共にスイッチ素子の数を低減することができる。

［第５の実施の形態（充放電システム）］
図２３は、第５の実施の形態を示す。三相交流電源２００は、リレーＡを介して風力発電機４００に接続されており、またリレーＢを介して電源供給系統に接続されている。リレーＡを接続状態とし、リレーＢを切断状態した場合、風力発電機４００で発電された電力が三相交流電源２００に供給され、三相交流電源２００に含まれる電池１０を充電することができる。具体的には、単相交流電源３００は、風力発電機４００において発生した電圧の位相に合わせて電流を制御することで発電電力を電池１０に充電することが可能である。

三相交流電源２００の電池１０に蓄電された電力を電源供給系統に放電する際には、リレーＡを切断して、リレーＢを接続する。三相交流電源２００から電源供給系統に放電する際の制御方法は上記第１の実施の形態と同様であるため説明を省略する。

なお、三相交流電源２００を２組設けて、交互に風力発電機４００への接続と電源供給系統への接続を排他的に行うことにより、風力発電の電力を常にいずれか一方の三相交流電源２００に充電しつつ、他方の三相交流電源２００から電力を電源供給系統へ放電する態様としてもよい。

また、三相交流電源２００に代えて、三相交流電源２１０、単相交流電源３００等の上記の他の実施の形態や他の変形例の構成を適用してもよい。

１０ 電池、１２ チョークコイル、１４ コンデンサ、１６ 第１スイッチ素子、１８ 第２スイッチ素子、２０ ゲート駆動信号処理回路、２２ ＡＮＤ素子、２４ ＯＲ素子、２６ ＮＯＴ素子、３０ 中性点コンデンサ、１００（１００ａ，１００ｂ） 電源回路、１０２（１０２ａ，１０２ｂ） 電池モジュール、１０４ 制御コントローラ、１０６ 電池モジュール、２００，２１０ 三相交流電源、２０２ フィルタ、２０４ トランス、３００ 単相交流電源。

Claims (15)

1. 電池を有する電池モジュールを複数含み、制御コントローラからのゲート駆動信号を複数の前記電池モジュール間で転送することによって複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能な電源回路、を有する電源システムであって、
   前記電源回路の各々において直列接続させる前記電池の数を時間的に変更することによって、互いに位相の異なる交流電圧を出力させ、
   前記電源回路は、前記電池モジュールを直列に接続した複数のサブ電池モジュール群に分けて、いずれかのサブ電池モジュール群と別のサブ電池モジュール群の正極側同士又は負極側同士を接続した構成を有することを特徴とする電源システム。
2. 請求項１に記載の電源システムであって、
   前記制御コントローラから複数の前記電源回路の各々に対して前記ゲート駆動信号を与えることを特徴とする電源システム。
3. 請求項１又は２に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュールは、
   前記ゲート駆動信号に応じてオン／オフされて前記電池を直列接続から切り離す第１スイッチ素子と、
   前記ゲート駆動信号に応じてオン／オフされて前記電池を直列接続させる第２スイッチ素子と、
   前記ゲート駆動信号を一定時間毎に遅延させて直列接続された次段の前記電池モジュールへ伝達するゲート駆動信号処理回路と、
   を備えることを特徴とする電源システム。
4. 請求項３に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュールは、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子を含むハーフブリッジ型であり、
   複数の前記電源回路の各々において同一の電圧オフセットを有する交流電圧を出力することによって、複数の前記電源回路が出力する電圧の差として電圧オフセットの無い交流電圧を出力することを特徴とする電源システム。
5. 請求項３に記載の電源システムであって、
   前記電池モジュールは、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子を含むフルブリッジ型であり、
   複数の前記電源回路の各々において電圧オフセットの無い交流電圧を出力することを特徴とする電源システム。
6. 請求項１～５のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   前記電源回路の各々をＹ結線し、互いに位相が１２０°異なる３相交流電圧を発生させることを特徴とする電源システム。
7. 請求項６に記載の電源システムであって、
   負荷側に接続された変圧器を備え、
   Ｙ結線された前記電源回路の中性点と前記変圧器の中性点がコンデンサを介して接続されていることを特徴とする電源システム。
8. 請求項１～５のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   前記電源回路を２組接続し、互いに位相が１８０°異なる単相交流電圧を発生させることを特徴とする電源システム。
9. 請求項１～８のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   前記電源回路の蓄電電力量を推定する電池残量推定手段を備え、
   前記蓄電電力量に応じて前記電源回路の出力電力を決定する電力指令値を設定することを特徴とする電源システム。
10. 請求項１～８のいずれか１項に記載の電源システムであって、
    前記電源回路に直接又は間接的に接続され、前記互いに位相の異なる交流の各相の系統における相電流を検出する電流センサと、
    前記系統における相電圧を検出する電圧センサと、
    を備え、
    前記相電流と前記相電圧に応じて前記電源回路を制御することを特徴とする電源システム。
11. 請求項１～１０のいずれか１項に記載の電源システムであって、
    前記互いに位相の異なる交流の各相に対して複数の電源回路が並列に接続されていることを特徴とする電源システム。
12. 請求項１～１１のいずれか１項に記載の電源システムであって、
    前記ゲート駆動信号に関わらず前記モジュール内の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す強制切断手段を備えることを特徴とする電源システム。
13. 請求項１２に記載の電源システムであって、
    前記電池モジュールに含まれる前記電池の電圧情報又は温度情報を検出する状態検出手段と、
    前記電圧情報又は前記温度情報を用いて前記電池の状態を推定する電池状態推定手段と、
    を備え、
    前記電池状態推定手段で推定された前記電池の状態に応じて前記強制切断手段によって前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離すことを特徴とする電源システム。
14. 請求項１～１１のいずれか１項に記載の電源システムであって、
    前記ゲート駆動信号に関わらず前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続状態に強制的に接続する強制接続手段を備えることを特徴とする電源システム。
15. 請求項１４に記載の電源システムであって、
    前記電池モジュールに含まれる前記電池の電圧情報又は温度情報を検出する状態検出手段と、
    前記電圧情報又は前記温度情報を用いて前記電池の状態を推定する電池状態推定手段と、
    を備え、
    前記電池状態推定手段で推定された前記電池の状態に応じて前記強制接続手段によって前記電池モジュール内の前記電池を前記直列接続状態に強制的に接続することを特徴とする電源システム。

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