JPWO2017022477A1 - 充電装置 - Google Patents

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Abstract

起動時に電流共振型コンバータ（３）に含まれるインバータ回路（Ｑ１−Ｑ４，Ｄ１−Ｄ４）や共振素子（Ｃｒ１，Ｌｒ１）等に過大な電流が流れることを防止でき、発生する損失が少なく、高効率かつ小型の充電装置（１）を提供する。インバータ回路（Ｑ１−Ｑ４，Ｄ１−Ｄ４）と、トランス（Ｔｒ１）と、共振素子（Ｃｒ１，Ｌｒ１）と、整流回路（Ｄ１１−Ｄ１４）と、整流回路（Ｄ１１−Ｄ１４）の出力端子間に接続される平滑コンデンサ（Ｃ３）とを有する電流共振型コンバータ（３）と、前記平滑コンデンサ（Ｃ３）と蓄電池（７，８）との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ（４，５）とを備えた充電装置（１）であって、制御部（９）は、前記電流共振型コンバータ（３）のスイッチング動作を開始する前に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（４）を昇圧動作させて前記平滑コンデンサ（Ｃ３）の電圧を前記蓄電池（７）の電圧よりも高い所定電圧に制御する。

Description

本発明は、充電装置に関する。
近年、電気自動車やプラグインハイブリッド車が普及している。これらの車両には、車両の走行時にモータへ電力を供給するための蓄電池が搭載されている。この蓄電池を商用の交流電源から充電するときは、変換効率が高く、交流電源と蓄電池とを絶縁する機能を有する電流共振型コンバータを備えた充電装置が用いられている。一般的に、電流共振型コンバータは高効率を容易に実現することが可能であるが、充電装置の起動時における低電圧かつ低電流における定電流特性と通常動作時における定電流特性を両立することが困難である。例えば、特許文献１には補助巻線回路と主回路を切り離すスイッチを追加することで、起動時における低電圧かつ低電流の定電流特性と通常動作時の定電流特性の両立性を改善する方法が開示されている。
特開２０１４−１３５８４７号公報
しかしながら、特許文献１に記載の技術では、充電装置に発生する損失が大きくなる欠点があった。
本発明による充電装置は、直流電圧を入力して矩形波電圧を生成するインバータ回路と、インバータ回路の出力端子間に接続された１次巻線と２次巻線とを磁気結合するトランスと、１次巻線および／または２次巻線と直列に接続される共振コンデンサおよび共振インダクタと、２次巻線に出力される交流電流を整流して出力する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサとを有する電流共振型コンバータと、平滑コンデンサと蓄電池との間に接続されたＤＣ-ＤＣコンバータと、電流共振型コンバータおよびＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部とを備え、制御部は、電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に、ＤＣ-ＤＣコンバータを昇圧動作させて平滑コンデンサの電圧を蓄電池の電圧よりも高い所定電圧に制御する。
本発明によれば、発生する損失を少なくして、高効率かつ小型の充電装置を提供することができる。
第１の実施形態の充電装置の回路構成図である。 第１の実施形態の電流共振型コンバータのスイッチング周波数と出力電流の特性図である。 第１の実施形態の充電装置の起動手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態の充電装置の回路構成図である。 第２の実施形態の充電装置の起動手順を示すフローチャートである。 第３の実施形態の充電装置の回路構成図である。 第３の実施形態の充電装置の起動手順を示すフローチャートである。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図３を参照して説明する。図１は、第１の実施形態における充電装置１の回路構成図である。充電装置１は、交流電源６から端子Ｔ１−Ｔ２間に交流電力を入力して、端子Ｔ７−Ｔ８間、および端子Ｔ９−Ｔ１０間に直流電力を出力し、蓄電池７、および蓄電池８を充電する。さらに、充電装置１は交流電源６が接続されない場合には、蓄電池７と蓄電池８との間で電力変換を行い、蓄電池７から蓄電池８を充電する。ここで、蓄電池７はリチウムイオン電池等を複数接続して構成される高電圧バッテリ、蓄電池８は鉛電池等の低電圧バッテリであるが、蓄電池の種類、電圧レベル等は異なってもよい。また、交流電源６は商用電源であるが、発電装置であってもよい。
充電装置１は、交流電圧を入力して直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ２、直流電圧を入力して端子Ｔ５−Ｔ６間に直流電圧を出力する電流共振型コンバータ３を備える。ここで、端子Ｔ５−Ｔ６間の電圧をリンク電圧Ｖｏと称する。さらに充電装置１は、リンク電圧Ｖｏと蓄電池７との電力変換を双方向に行うＤＣ−ＤＣコンバータ４、リンク電圧Ｖｏを入力して蓄電池８を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ５を備える。更に、充電装置１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２、電流共振型コンバータ３、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、５を制御する制御部９を備える。
ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、ブリッジ接続したダイオードＤ１５〜Ｄ１８を備え、端子Ｔ１−Ｔ２間に入力される交流電圧を全波整流し、直流電圧に変換する。本実施形態ではダイオードＤ１５とＤ１６、ダイオードＤ１７とＤ１８がそれぞれ直列に接続され、直列に接続されたダイオードがそれぞれ並列に接続されることでブリッジ接続されている。全波整流された電圧は、直流端子に接続されたリアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１１と、昇圧ダイオードＤ３０と、平滑コンデンサＣ１により構成された昇圧チョッパ回路へ入力される。この昇圧チョッパ回路でスイッチング素子Ｑ１１をＯＮ/ＯＦＦスイッチング動作させ、全波整流された電圧を昇圧し平滑化した直流電圧としてＴ３−Ｔ４間に出力する。なお、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング動作信号は制御部９より出力される。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、さらに、交流電源６の電圧波形と端子Ｔ１−Ｔ２間に入力される電流波形とを相似波形に近づける力率改善制御を行う。
電流共振型コンバータ３は、全波整流された直流電圧を、絶縁した直流電圧に変換する。電流共振型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、および逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４から構成される矩形波インバータ回路を備えている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列接続されて第１アームを、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は直列接続されて第２アームを構成し、各アームを並列に接続してブリッジ接続されている。更に、電流共振型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に、共振インダクタＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１とが直列接続された１次側巻線Ｎ１を有し、この１次側巻線Ｎ１と磁気結合する２次側巻線Ｎ２よりなるトランスＴｒ１を備えている。トランスＴｒ１の２次側巻線Ｎ２にはブリッジ接続されたダイオードＤ１１〜Ｄ１４によって構成される整流回路が設けられている。ダイオードＤ１１、Ｄ１２の直列接続点とダイオードＤ１３、Ｄ１４の直列接続点との間を交流端子間として２次側巻線Ｎ２に接続している。
このように構成される電流共振型コンバータ３は、いわゆるフルブリッジ型のＬＬＣ電流共振型コンバータである。矩形波インバータ回路ではフルブリッジ接続したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３の組を制御部９の制御により交互にオン・オフすることで、平滑コンデンサＣ２の電圧から矩形波交流電圧を生成する。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・デューティは５０％を基本とし、Ｑ１とＱ４が同時に、Ｑ２とＱ３が同時にオン・オフする。生成した矩形波交流電圧はスイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３とＱ４の接続点の間に接続される共振コンデンサＣｒ1と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１との直列接続体の両端に印加される。これにより、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１の共振を引き起こし、巻線Ｎ１に共振電流を流す。巻線Ｎ１に流れる共振電流は、巻線Ｎ２に交流の誘導電流を生じる。交流の誘導電流は、整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４をフルブリッジ接続した整流回路によって全波整流し、平滑コンデンサＣ３によって端子Ｔ５−Ｔ６間に平滑された直流のリンク電圧Ｖｏを生成する。
なお、電流共振型コンバータ３において、矩形波インバータ回路は、フルブリッジ構成に限らず、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１の直列接続体に共振電流を流し得る構成であればよい。また、整流回路は、整流ダイオードのフルブリッジ接続に限らず、巻線Ｎ２に誘導される交流電流を整流して直流に変換し得る構成であればよい。さらに、巻線Ｎ１と直列に共振コンデンサＣｒ１、および共振インダクタＬｒ１を接続しているが、巻線Ｎ２と直列に共振コンデンサＣｒ１、および共振インダクタＬｒ１を接続してもよい。さらに、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２それぞれに共振コンデンサＣｒ１、および共振インダクタＬｒ１を直列に接続してもよく、共振インダクタＬｒ１はトランスＴｒ１の漏れインダクタンス等を利用して省略してもよい。
また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されているが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用するようにしてもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、スイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０、およびスイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０それぞれに逆並列接続される逆並列ダイオードＤ９、Ｄ１０、チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ４、Ｃ５を備える双方向チョッパである。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、スイッチング素子Ｑ９、スイッチング素子Ｑ１０の逆並列ダイオードＤ１０、およびチョークコイルＬ２によって降圧チョッパ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ９をオン・オフすることで、リンク電圧Ｖｏから降圧して蓄電池７を充電する。さらに、スイッチング素子Ｑ１０、スイッチング素子Ｑ９の逆並列ダイオードＤ９、およびチョークコイルＬ２によって昇圧チョッパ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１０をオン・オフすることで、蓄電池７から昇圧した電圧をリンク電圧Ｖｏに供給する。
なお、スイッチング素子Ｑ９、およびＱ１０にＭＯＳＦＥＴを用いると、逆並列ダイオードとして、Ｑ９、およびＱ１０の寄生ダイオードを用いることができるが、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードはリカバリ特性が悪く、損失増加につながってしまう。したがって、スイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０、およびＤ９、Ｄ１０として、リカバリ特性の良い逆並列ダイオードを付したＩＧＢＴやＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ等を使用するのがよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８、および逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８から構成されるパルス波生成回路、共振コンデンサＣｒ２、共振インダクタＬｒ２、巻線Ｎ３と巻線Ｎ４を磁気的に結合するトランスＴｒ２、整流ダイオードＤ１９〜Ｄ２０、およびチョークコイルＬ３、Ｌ４で構成されるカレントダブラ整流回路、および平滑コンデンサＣ６、Ｃ７を備えた降圧型の位相シフトＤＣ−ＤＣコンバータである。パルス波生成回路では、スイッチング素子Ｑ５とＱ８の組とスイッチング素子Ｑ６とＱ７の組の間に位相差を持たせてスイッチングすることで交流パルス電圧波形を生成する。ここで、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のオン・デューティは５０％を基本とし、スイッチング素子Ｑ５とＱ８が同時に、スイッチング素子Ｑ６とＱ７が同時にオン・オフする。生成したパルス電圧波形をスイッチング素子Ｑ５とＱ６の接続点とスイッチング素子Ｑ７とＱ８の接続点の間に接続される共振コンデンサＣｒ２と共振インダクタＬｒ２と巻線Ｎ３との直列接続体の両端に印加し、巻線Ｎ４に電流を流し、巻線Ｎ４に誘導電流を生じる。巻線Ｎ４の誘導電流は、カレントダブラ整流回路、および平滑コンデンサＣ７によって直流電圧に整流されて平滑され、蓄電池８を充電する。
なお、共振インダクタＬｒ２はトランスＴｒ２の漏れインダクタンス等を利用して、省略することもできる。また、カレントダブラ整流回路は、これに限らず、巻線Ｎ４に誘導される交流電流を整流して直流に変換し得る構成であればよい。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８には逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８が接続されているが、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用してもよい。
制御部９は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２、電流共振型コンバータ３、ＤＣ−ＤＣコンバータ４、およびＤＣ−ＤＣコンバータ５が備えるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１１の制御を行う。制御部９には、全波整流した直流電圧を検出する電圧センサ２１、ＡＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を検出する電圧センサ２２、チョークコイルＬ１の電流を検出する電流センサ１１、電流共振型コンバータ３の出力電流を検出する電流センサ１２、リンク電圧Ｖｏを検出する電圧センサ２３、蓄電池７の電圧を検出する電圧センサ２４、蓄電池７の電流を検出する電流センサ１３、蓄電池８の電圧を検出する電圧センサ２５、蓄電池８の電流を検出する電流センサ１４が接続される。
電流共振型コンバータ３は、制御部９によって制御され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数が変化することで、出力電流または出力電圧を制御する。具体的には、スイッチング周波数を下げると、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１との直列接続体のインピーダンスが低下するため、共振電流、および出力電流が増加する。一方、スイッチング周波数を上げると、共振コンデンサＣｒ１と共振インダクタＬｒ１と巻線Ｎ１との直列接続体のインピーダンスが増加するため、共振電流、および出力電流が低下する。制御部９は、例えば、電圧センサ２３によって検出したリンク電圧Ｖｏと目標電圧を比較し、または電流センサ１２によって検出した出力電流と目標電流を比較する。そして、各比較結果、または両者の比較結果に基づいて、比較結果が目標値に満たない場合にはスイッチング周波数を下げ、目標値以上の場合にはスイッチング周波数を上げるように電流共振型コンバータ３を制御する。
図２は、図１に示す充電装置１が備える電流共振型コンバータ３のスイッチング周波数と出力電流の特性例を示す図である。図２の横軸は、図１における電流共振型コンバータ３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数、縦軸は出力電流を表す。曲線ＣＶ１は出力電圧すなわちリンク電圧Ｖｏが低い場合の特性曲線であり、曲線ＣＶ２はリンク電圧Ｖｏが高い場合の特性曲線である。曲線ＣＶ１に示すように、リンク電圧Ｖｏが低い場合には、スイッチング周波数を増やしても出力電流を下げることができず、例えば最大スイッチング周波数fmaxにおいても、最低電流Ｉ1が流れてしまう。このため、例えばリンク電圧Ｖｏが低い条件で電流共振型コンバータ３が起動された場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４や共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１、整流ダイオードＤ１〜Ｄ４等に過大な電流が流れてしまう。この過大な電流は、共振インダクタＬｒ１や共振コンデンサＣｒ１等の共振素子の定数を大きくする等で軽減できるが、これらの共振素子が大型化する、回路設計に制限が生じる、起動時以外の通常動作時の損失が増加する等の欠点がある。
そこで、本実施形態では、電流共振型コンバータ３の矩形波インバータ回路がスイッチング動作を開始する前に、ＤＣ-ＤＣコンバータ４を昇圧動作させて平滑コンデンサＣ４の電圧（リンク電圧Ｖｏ）を蓄電池７の電圧よりも高い電圧に制御する。そして、リンク電圧Ｖｏを蓄電池７の電圧よりも高い電圧にした後に、電流共振型コンバータ3を起動する。図３は、本実施形態における充電装置１の起動手順を示すフローチャートである。以下、図３を用いて説明する。
図３のステップＳ１００で、制御部９はＡＣ−ＤＣコンバータ２を起動する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング動作により、全波整流された電圧を昇圧し平滑化した直流電圧をＴ３−Ｔ４間に出力する。
次に、ステップＳ１０１で、制御部９は電圧センサ２３によりリンク電圧Ｖｏを検出する。そして、ステップＳ１０２で、制御部９は電圧センサ２２により平滑コンデンサＣ２の電圧を検出する。
次に、ステップＳ１０３で、制御部９はリンク電圧Ｖｏが所定値Ｖａ以上であるか否かを判定する。ここで、所定値Ｖａは、図２の曲線ＣＶ２に示す電圧に相当するもので、予め設定した値である。リンク電圧Ｖｏが所定値Ｖａ以上である場合には、リンク電圧Ｖｏを昇圧する必要は無く、ステップＳ１０７の処理に移る。所定値Ｖａ未満である場合には、ステップＳ１０４の処理に移る。ステップＳ１０４で、制御部９はＤＣ−ＤＣコンバータ４を昇圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１０をオン・オフすることで、蓄電池７から昇圧してリンク電圧Ｖｏに供給する。そして、ステップＳ１０５で、制御部９はリンク電圧Ｖｏが所定値Ｖａ以上か否かを判定する。所定値Ｖａ未満の場合には、ステップＳ１０５で動作を継続する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４の昇圧動作でリンク電圧Ｖｏが上昇して、所定値Ｖａ以上になった場合、すなわちリンク電圧Ｖｏが蓄電池７の電圧よりも高くなった場合、ステップＳ１０５からステップＳ１０６の処理に移る。
ステップＳ１０６では、制御部９はＤＣ−ＤＣコンバータ４の昇圧動作を停止する。そして、ステップＳ１０７で、電流共振型コンバータ３をソフトスタートする。ソフトスタートとは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を最大スイッチング周波数から開始し、徐々にスイッチング周波数を下げていく動作である。ソフトスタートが完了したら、ステップＳ１０８の処理へ移る。
ステップＳ１０８で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を降圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ９をオン・オフすることにより、リンク電圧Ｖｏを降圧して蓄電池７を充電する。
ステップＳ１０９で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を起動する。すなわち、リンク電圧Ｖｏが印加されたスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をスイッチング制御し、カレントダブラ整流回路、および平滑コンデンサＣ７によって直流電圧に整流して平滑化し、蓄電池８を充電する。以後、ステップＳ１０８、Ｓ１０９で起動されたＤＣ−ＤＣコンバータ４、５により、通常動作における充電装置１として機能し、蓄電池７、８を充電する。
以上のように、共振型コンバータ３のスイッチング周波数と出力電流特性は、図２におけるＣＶ２の特性をとることができる。したがって、起動時に過大な電流が流れることを防止できるので共振素子等を大型にする必要がなくなる。
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図４〜図５を参照して説明する。図４は、第２の実施形態の充電装置１の回路構成図である。図４は、図１に示した充電装置１と比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４’の構成、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の構成が異なる。図１に示した充電装置１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図４における充電装置１のＤＣ−ＤＣコンバータ５’は、蓄電池７から蓄電池８を充電、または蓄電池８から蓄電池７を充電することができる双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。ＤＣ−ＤＣコンバータ５’は、図１におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５に記載の整流回路のダイオードＤ１９、Ｄ２０をスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４、および逆並列ダイオードＤ２３、Ｄ２４に置き換えた構成である。このＤＣ−ＤＣコンバータ５’は、平滑コンデンサＣ６の電圧から蓄電池８を充電する動作は、第１の実施形態と同様である。しかし、この時の整流回路は、図１における整流ダイオードＤ１９、Ｄ２０の代わりに逆並列ダイオードＤ２３、Ｄ２４に電流が流れる。なお、損失が低減できる場合には、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と同期した所定のタイミングでスイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４をオン・オフすることで、同期整流してもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ５’において、蓄電池８から蓄電池７を充電する場合には、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４の両者をオンすることで、蓄電池８のエネルギーをチョークコイルＬ３、Ｌ４に磁気エネルギーとして蓄積する。一方、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４のどちらかをオフすることで、チョークコイルＬ３、Ｌ４に蓄積されたエネルギーを放出し、トランスＴｒ２の巻線Ｎ４に電流を流す。スイッチング素子Ｑ２３をオフした際に巻線Ｎ４に流れる電流と、スイッチング素子Ｑ２４をオフした際に巻き線Ｎ４に流れる電流の向きは逆向きとなるため、巻線Ｎ４に流れる電流は交流電流となり、トランスＴｒ２の巻線Ｎ３にも交流電流が誘導される。巻線Ｎ３に誘導された交流電流は、ブリッジ接続された逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８によって整流され、平滑コンデンサＣ６によって平滑される。なお、損失が低減できる場合には、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４と同期した所定のタイミングでスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をオン・オフすることで、同期整流してもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４’は、リンク電圧Ｖｏから蓄電池７を充電する単方向の降圧チョッパである。ＤＣ−ＤＣコンバータ４’は、スイッチング素子Ｑ９、ダイオードＤ２２、およびチョークコイルＬ２、および平滑コンデンサＣ４、Ｃ５を備える。ここでは、スイッチング素子Ｑ９をＭＯＳＦＥＴ、ダイオードＤ２２をリカバリ特性の良いファストリカバリダイオード等を用いた構成とする。この構成とすることにより、第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ４に比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ４’の損失を低減し、交流電源６から蓄電池７の充電損失を低減できる利点がある。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ４’は、端子Ｔ５と端子Ｔ７の間にダイオードＤ２５を備える。このダイオードＤ２５は、スイッチング素子Ｑ２５と並列に接続される。リンク電圧Ｖｏと蓄電池７の電圧が等しい場合には、スイッチング素子Ｑ２５をオンすることで、チョークコイルＬ２とスイッチング素子Ｑ９の導通電流をバイパスすることができるため、損失を低減できる。
第２の実施形態における電流共振型コンバータ３の起動動作について説明する。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’によってリンク電圧Ｖｏを昇圧させる。また、制御部９は、電流共振型コンバータ３の入力電圧と出力電圧の比に応じて昇圧要否を決定する。
図５は、本実施形態における充電装置１の起動手順を示すフローチャートである。以下、図５を用いて説明する。
図５のステップＳ２００で、制御部９はＡＣ−ＤＣコンバータ２を起動する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、スイッチング素子Ｑ１１がスイッチング動作され、全波整流された電圧を昇圧し平滑化した直流電圧を端子Ｔ３−Ｔ４間に出力する。
次に、ステップＳ２０１で、制御部９は電圧センサ２３によりリンク電圧Ｖｏを検出する。そして、ステップＳ２０２で、制御部９は電圧センサ２２により平滑コンデンサＣ２の電圧を検出する。
ステップＳ２０３で、制御部９は、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比を演算する。具体的には、Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃを演算する。ここで、ＮはトランスＴｒ１の巻数比である。ステップＳ２０４で、制御部９は、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧との比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が所定値Ａ以上であるか否かを判定する。
ここで、所定値Ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の昇圧動作を行うかを決める閾値であり、電流共振型コンバータ３の出力電流を所望の電流値以下に制限するための、トランス変圧比（トランスＴｒ１の巻数比Ｎ）と入出力電圧比（出力電圧（リンク電圧Ｖｏ）と入力電圧（平滑コンデンサＣ２の電圧）との比）の積に対応する値である。この所定値Ａは、出力電流を何アンペアに制限したいかによって予め定めておく。
例えば、リンク電圧Ｖｏが低い場合に、トランスＴｒ１の巻数比をＮ、平滑コンデンサＣ２の電圧をＶｃとすると、Ｎ×Ｖｏは、Ｖｃよりも低い場合と高い場合がある。電流共振型コンバータ３は、Ｎ×ＶｏがＶｃよりも低い場合には、昇圧モードで動作し、高い場合は、降圧モードで動作する。降圧モードにおいて、電流共振型コンバータ３のトランス変圧比と入出力電圧の積（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が小さくなるほど、出力電流が制限しにくくなる。そのために、電流共振型コンバータ３の起動前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の昇圧動作によってリンク電圧Ｖｏを上昇させ、電流共振型コンバータ３のトランス変圧比と入出力電圧の積を高くする。
所定値Ａの一例を示すと以下のようになる。例えば、電流を５アンペア以下に制限したい場合は、所定値Ａ＝0.7とし、0.7＜Ｎ×Ｖｏ÷ＶｃのときＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧モードで動作する。電流を１アンペア以下に制限したい場合は、所定値Ａ＝0.9とし、 0.9＜Ｎ×Ｖｏ÷ＶｃのときＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧モードで動作する。
ステップＳ２０４で、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比が所定値Ａ以上であると判定された場合は、ステップＳ２０９の処理へ移る。一方、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が所定値Ａ未満と判定された場合は、ステップＳ２０５の処理へ移る。
ステップＳ２０５で、制御部９は、所定値Ａと平滑コンデンサＣ２の電圧から目標リンク電圧を演算する。具体的には、目標リンク電圧＝所定値Ａ×（平滑コンデンサＣ２の電圧）÷（トランスＴｒ１の巻数比Ｎ）によって求める。
ステップＳ２０６で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４の両者をオンすることで、蓄電池８のエネルギーをチョークコイルＬ３、Ｌ４に磁気エネルギーとして蓄積する。そして、巻線Ｎ３に誘導された交流電流は、ブリッジ接続された逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８によって整流され、平滑コンデンサＣ６によって平滑され、リンク電圧Ｖｏへ供給される。
ステップＳ２０７で、制御部９は、リンク電圧Ｖｏが目標リンク電圧以上であるか否かを判定する。目標リンク電圧以上である場合はステップＳ２０８の処理に移る。目標リンク電圧未満の場合はステップＳ２０７の動作を繰り返す。
ステップＳ２０８では、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の昇圧動作を停止する。そして、ステップＳ２０９で、電流共振型コンバータ３をソフトスタートする。ソフトスタートでは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を最大スイッチング周波数から開始し、徐々にスイッチング周波数を下げていく。ソフトスタートが完了したら、ステップＳ２１０の処理へ移る。
ステップＳ２１０で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４’を降圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ９をオン・オフすることで、リンク電圧Ｖｏから降圧して蓄電池７を充電する。
次に、ステップＳ２１１で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を降圧動作で起動する。すなわち、 スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をスイッチング制御し、整流回路、および平滑コンデンサＣ７によって直流電圧に整流して平滑化し、蓄電池８を充電する。以後、ステップＳ２１０、Ｓ２１１で起動されたＤＣ−ＤＣコンバータ４’、５’により、通常動作における充電装置１として機能し、蓄電池７、８を充電する。
第２の実施形態では、電流共振型コンバータ３の入力電圧と出力電圧の比に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧動作させてリンク電圧Ｖｏを蓄電池７の電圧よりも高い電圧に制御した。しかし、リンク電圧Ｖｏが第１の実施形態と同様の所定値Ｖａ以上である場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧動作させてリンク電圧Ｖｏを蓄電池７の電圧よりも高い電圧に制御してもよい。
以上のように、起動時に過大な電流が流れることを防止できるので共振素子等を大型にする必要がなくなる。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図６〜図７を参照して説明する。
図６は、第３の実施形態の充電装置１の回路構成図である。図６は、図１に示した充電装置１と比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の構成が異なる。但し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’の構成は、図４に示した第２の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ５’と同一である。図１、図４に示した充電装置１と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図６におけるＤＣ−ＤＣコンバータ４、およびＤＣ−ＤＣコンバータ５’のいずれも、蓄電池７または蓄電池８からリンク電圧Ｖｏを昇圧することができる双方向コンバータである。この第３の実施形態では、リンク電圧Ｖｏを昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ４、またはＤＣ−ＤＣコンバータ５’を択一的に選択することができる。
図７は、本実施形態における充電装置１の起動手順を示すフローチャートである。以下、図７を用いて説明する。図７のステップＳ３００で、制御部９はＡＣ−ＤＣコンバータ２を起動する。ＡＣ−ＤＣコンバータ２は、スイッチング素子Ｑ１１がスイッチング動作され、全波整流された電圧を昇圧し平滑化した直流電圧をＴ３−Ｔ４間に出力する。 次に、ステップＳ３０１で、制御部９は電圧センサ２３によりリンク電圧Ｖｏを検出する。そして、ステップＳ３０２で、制御部９は電圧センサ２２により平滑コンデンサＣ２の電圧を検出する。
ステップＳ３０３で、制御部９はリンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）を演算する。ステップＳ３０４で、制御部９はリンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が所定値Ａ以上であるか否かを判定する。ここで、所定値Ａは、第２の実施形態のステップＳ２０３で述べたものと同様であり、その説明を省略する。
ステップＳ３０４で、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃとの比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が所定値Ａ以上であると判定された場合は、ステップＳ３１４の処理へ移る。一方、リンク電圧Ｖｏと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃの比（Ｎ×Ｖｏ÷Ｖｃ）が所定値Ａ未満と判定された場合は、ステップＳ３０６の処理へ移る。
ステップＳ３０６で、制御部９は、所定値Ａと平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃから目標リンク電圧を演算する。具体的には、目標リンク電圧＝所定値Ａ×（平滑コンデンサＣ２の電圧）÷（トランスＴｒ１の巻数比Ｎ）によって求める。
ステップＳ３０７で、制御部９は、蓄電池７の電圧を電圧検出器２４により、蓄電池８の電圧を電圧検出器２５により検出する。そして、次のステップＳ３０８で、制御部９は、ステップＳ３０６で演算した目標リンク電圧と蓄電池７との電圧比、および目標リンク電圧と蓄電池８との電圧比を演算する。
次のステップＳ３０９で、制御部９は、目標リンク電圧と蓄電池７との電圧比が目標リンク電圧と蓄電池８との電圧比以下であるかを判定する。目標リンク電圧と蓄電池７との電圧比が目標リンク電圧と蓄電池８との電圧比以下であれば、ステップＳ３１０の処理に移る。なお、ステップＳ３０９の処理において、蓄電池７の電圧が蓄電池８の電圧以上であるかを判定するようにしてもよい。
ステップＳ３１０で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を昇圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１０をオン・オフすることで、蓄電池７の電圧を昇圧してリンク電圧Ｖｏに供給する。すなわち、蓄電池７の電圧が蓄電池８の電圧以上の場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を昇圧動作する。
一方、ステップＳ３０９で、目標リンク電圧と蓄電池７との電圧比が目標リンク電圧と蓄電池８との電圧比以下でなければ、ステップＳ３１１の処理に移る。ステップＳ３１１で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を昇圧動作で起動する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５’は、スイッチング素子Ｑ２３、Ｑ２４の両者をオンすることで、蓄電池８のエネルギーをチョークコイルＬ３、Ｌ４に磁気エネルギーとして蓄積する。そして、トランスＴｒ２の巻線Ｎ３に誘導された交流電流は、ブリッジ接続された逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８によって整流され、平滑コンデンサＣ６によって平滑され、リンク電圧Ｖｏへ供給される。
ステップＳ３１０、Ｓ３１１の処理の後、ステップＳ３１２の処理に移る。ステップＳ３１２で、制御部９は、リンク電圧Ｖｏが目標リンク電圧以上であるか否かを判定する。目標リンク電圧以上である場合はステップＳ３１３の処理に移る。目標リンク電圧未満の場合はステップＳ３１２の動作を繰り返す。
ステップＳ３１３では、制御部９は、昇圧動作を行っているＤＣ−ＤＣコンバータ４、またはＤＣ−ＤＣコンバータ５’の動作を停止する。そして、ステップＳ３１４で、電流共振型コンバータ３をソフトスタートする。ソフトスタートは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を最大スイッチング周波数から開始し、徐々にスイッチング周波数を下げていく。ソフトスタートが完了したら、ステップＳ３１５の処理へ移る。
ステップＳ３１５で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を降圧動作で起動する。すなわち、スイッチング素子Ｑ９をオン・オフすることで、リンク電圧Ｖｏを降圧して蓄電池７を充電する。
次に、ステップＳ３１６で、制御部９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ５’を降圧動作で起動する。すなわち、リンク電圧Ｖｏが印加されたスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８をスイッチング制御し、整流回路、および平滑コンデンサＣ７によって直流電圧に整流して平滑化し、蓄電池８を充電する。以後、ステップＳ３１５、Ｓ３１６で起動されたＤＣ−ＤＣコンバータ４、５’により、通常動作における充電装置１として機能し、蓄電池７、８を充電する。
このように、蓄電池７、８のうち、電圧が高い方の蓄電池を優先的に使用することで、蓄電池の過放電を防止することができる。また、目標リンク電圧と蓄電池７、８の電圧の比、すなわち、蓄電池７、８の昇圧比を求めることにより、昇圧比が低い方のＤＣ−ＤＣコンバータ４またはＤＣ−ＤＣコンバータ５’を優先して使用することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ４またはＤＣ−ＤＣコンバータ５’の昇圧時の損失を低減することができる。
以上のように、起動時に過大な電流が流れることを防止できるので電流共振型コンバータ３の共振素子等を大型にする必要がなくなる。また、起動時の低電圧かつ低電流における定電流特性を考慮する必要がなく、起動時以外の通常動作時の定電流特性に最適化した小型かつ高効率の電流共振型コンバータ、および充電装置を提供することができる。
以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）充電装置１は、直流電圧を入力して矩形波電圧を生成する矩形波インバータ回路と、矩形波インバータ回路の出力端子間に接続された１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とを磁気結合するトランスＴｒ１と、１次巻線Ｎ１および／または２次巻線Ｎ２と直列に接続される共振コンデンサＣｒ１および共振インダクタＬｒ１と、２次巻線Ｎ２に出力される交流電流を整流して出力する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサＣ３とを有する電流共振型コンバータ３と、平滑コンデンサＣ３と蓄電池７との間に接続されたＤＣ-ＤＣコンバータ４と、電流共振型コンバータ３およびＤＣ-ＤＣコンバータ４を制御する制御部９とを備え、制御部９は、電流共振型コンバータ３のスイッチング動作を開始する前に、ＤＣ-ＤＣコンバータ４を昇圧動作させて平滑コンデンサＣ３の電圧（リンク電圧Ｖｏ）を蓄電池７の電圧よりも高い所定電圧に制御する。これにより、発生する損失を少なくして、高効率かつ小型の充電装置を提供することができる。
（２）蓄電池は、第１蓄電池７と第２蓄電池８とを有し、ＤＣ-ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ３と第１蓄電池７との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ４と、平滑コンデンサＣ３と第２蓄電池８との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ５とを有し、制御部９は、電流共振型コンバータ３のスイッチング動作を開始する前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を昇圧動作させて平滑コンデンサＣ３の電圧（リンク電圧Ｖｏ）を所定電圧に制御する（ステップＳ１０４）。ＤＣ−ＤＣコンバータ４を昇圧動作させることにより、発生する損失を少なくして、高効率かつ小型の充電装置を提供することができる。
（３）蓄電池は、第１蓄電池７と第２蓄電池８とを有し、ＤＣ-ＤＣコンバータは、平滑コンデンサＣ３と第１蓄電池７との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ４と、平滑コンデンサＣ３と第２蓄電池８との間に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ５とを有し、制御部９は、電流共振型コンバータ３のスイッチング動作を開始する前に、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を昇圧動作させて平滑コンデンサＣ３の電圧（リンク電圧Ｖｏ）を所定電圧に制御する。ＤＣ−ＤＣコンバータ５を昇圧動作させることにより、発生する損失を少なくして、高効率かつ小型の充電装置を提供することができる。
（４）制御部９は、所定電圧に制御するＤＣ−ＤＣコンバータ４またはＤＣ−ＤＣコンバータ５を択一的に選択する。これにより、平滑コンデンサＣ３の電圧（リンク電圧Ｖｏ）を所定電圧に制御するＤＣ−ＤＣコンバータを適宜選択することができる。
（５）第１蓄電池７および第２蓄電池８の電圧を検出する電圧センサ２４、２５を有し、
制御部９は、第１蓄電池７の電圧と第２蓄電池８の電圧とを比較し、比較した電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ４またはＤＣ−ＤＣコンバータ５を選択する。これにより、比較した電圧に応じて最適なＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることができる。
（６）平滑コンデンサＣ３の電圧および直流電圧を検出する電圧センサ２２、２３を有し、 制御部９は、平滑コンデンサＣ３の電圧および直流電圧の比が所定値以上か否かに応じて（ステップＳ２０４、Ｓ３０４）、電流共振型コンバータ３のスイッチングを開始する前に所定電圧に制御するか否かを決定する。これにより、平滑コンデンサＣ３の電圧が低くても、直流電圧の電圧が低い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧動作を省略することができる。
（７）直流電圧（平滑コンデンサＣ２の電圧）を検出する電圧センサ２２を有し、制御部９は、直流電圧に基づいて所定電圧を演算する（ステップＳ２０４、Ｓ３０８）。これにより、入力された直流電圧に応じた所定電圧を設定して制御することができる。
（８）交流電源６からの交流電圧を入力して力率改善制御を行うとともに直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータ２を備える。これにより、交流電源６の入力に対応した充電装置を提供することができる。
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。
１ 充電装置
２ ＡＣ−ＤＣコンバータ
３ 電流共振型コンバータ
４、５ ＤＣ−ＤＣコンバータ
６ 交流電源
７、８ 蓄電池
９ 制御部
１１〜１４ 電流センサ
２１〜２５ 電圧センサ
Ｃ１〜Ｃ７ 平滑コンデンサ
Ｃｒ１、Ｃｒ２ 共振コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ１０、Ｄ２３〜Ｄ２５ 逆並列ダイオード
Ｌ１〜Ｌ４ チョークコイル
Ｌｒ１、Ｌｒ２ 共振インダクタ
Ｎ１〜Ｎ４…トランス巻線
Ｑ１〜Ｑ１１、Ｑ２３〜Ｑ２５ スイッチング素子
Ｔ１〜Ｔ１０ 端子
Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランス

Claims (8)

  1. 直流電圧を入力して矩形波電圧を生成するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力端子間に接続された１次巻線と２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記１次巻線および／または前記２次巻線と直列に接続される共振コンデンサおよび共振インダクタと、前記２次巻線に出力される交流電流を整流して出力する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサとを有する電流共振型コンバータと、
    前記平滑コンデンサと蓄電池との間に接続されたＤＣ-ＤＣコンバータと、
    前記電流共振型コンバータおよび前記ＤＣ-ＤＣコンバータを制御する制御部とを備え、
    前記制御部は、前記電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に、前記ＤＣ-ＤＣコンバータを昇圧動作させて前記平滑コンデンサの電圧を前記蓄電池の電圧よりも高い所定電圧に制御する充電装置。
  2. 請求項１に記載の充電装置において、
    前記蓄電池は、第１蓄電池と第２蓄電池とを有し、
    前記ＤＣ-ＤＣコンバータは、前記平滑コンデンサと前記第１蓄電池との間に接続された第１コンバータと、前記平滑コンデンサと前記第２蓄電池との間に接続された第２コンバータとを有し、
    前記制御部は、前記電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に、前記第１コンバータを昇圧動作させて前記平滑コンデンサの電圧を前記所定電圧に制御する充電装置。
  3. 請求項１に記載の充電装置において、
    前記蓄電池は、第１蓄電池と第２蓄電池とを有し、
    前記ＤＣ-ＤＣコンバータは、前記平滑コンデンサと前記第１蓄電池との間に接続された第１コンバータと、前記平滑コンデンサと前記第２蓄電池との間に接続された第２コンバータとを有し、
    前記制御部は、前記電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に、前記第２コンバータを昇圧動作させて前記平滑コンデンサの電圧を前記所定電圧に制御する充電装置。
  4. 請求項１に記載の充電装置において、
    前記蓄電池は、第１蓄電池と第２蓄電池とを有し、
    前記ＤＣ-ＤＣコンバータは、前記平滑コンデンサと前記第１蓄電池との間に接続された第１コンバータと、前記平滑コンデンサと前記第２蓄電池との間に接続された第２コンバータとを有し、
    前記制御部は、前記電流共振型コンバータのスイッチング動作を開始する前に、前記第１コンバータまたは前記第２コンバータを択一的に選択し、選択した前記第１コンバータまたは前記第２コンバータを昇圧動作させて前記平滑コンデンサの電圧を前記所定電圧に制御する充電装置。
  5. 請求項４に記載の充電装置において、
    前記第１蓄電池および前記第２蓄電池の電圧を検出する蓄電池検出部を有し、
    前記制御部は、前記第１蓄電池の電圧と前記第２蓄電池の電圧とを比較し、比較した電圧に応じて前記第１コンバータまたは前記第２コンバータを選択する充電装置。
  6. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の充電装置において、
    前記平滑コンデンサの電圧および前記直流電圧を検出する電圧検出部を有し、
    前記制御部は、前記平滑コンデンサの電圧および前記直流電圧の比が所定値以上か否かに応じて、前記電流共振型コンバータのスイッチングを開始する前に前記平滑コンデンサの電圧を前記所定電圧に制御するか否かを決定する充電装置。
  7. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の充電装置において、
    前記直流電圧を検出する電圧検出部を有し、
    前記制御部は、前記直流電圧に基づいて前記所定電圧を演算する充電装置。
  8. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の充電装置において、
    交流電圧を入力して力率改善制御を行うとともに前記直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータを備える充電装置。
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