JP4935457B2 - 電圧変換装置および電圧検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電圧変換トランスの出力巻線に取り出すように構成された電圧変換装置、ならびにそのような電圧変換装置等に用いられる電圧検出回路に関する。

一般に、ハイブリッドカー（Hybrid Electric Vehicle）には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器を駆動するための電源として、例えば１２ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（以下、低圧バッテリという。）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば４００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリが搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧を電圧変換装置（スイッチング電源装置）を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。

ところで、エンジン側から供給される直流入力電圧がスイッチング電源装置の内部回路の耐圧を超えると内部回路を破壊する虞がある。そのため、内部回路が破壊されないように、その直流入力電圧を常に監視しておくことが重要となる。このことは、上記ハイブリッドカーに搭載されたスイッチング電源装置に限られるものではなく、一般的なスイッチング電源装置にも当てはまるものである。

そこで、例えば特許文献１には、直流入力電圧を検出するための電圧検出回路を設けるようにしたスイッチング電源装置が提案されている。この電圧検出回路は、電圧検出ラインに直列に設けられたダイオードと、電圧検出ラインと接地ラインとの間に設けられたコンデンサとにより構成されており、これにより検出電圧の整流およびノイズ除去を行うようになっている。

特開２００５−２４５０９７号公報

上記特許文献１によれば、検出電圧波形において、電圧変換トランスのリーケージインダクタンスと配線の寄生容量とによる共振動作に起因したリンギングをある程度抑えられると考えられる。しかしながら、この電圧検出回路ではそのようなリンギングを十分に抑えることが困難であるため、直流入力電圧の検出誤差が大きくなってしまうという問題があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、直流入力電圧を高精度に検出することが可能な電圧変換装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、直流電圧を高精度に検出することが可能な電圧検出回路を提供することにある。

本発明の電圧変換装置は、電圧変換部と、電圧検出部とを備えたものである。ここで、上記電圧変換部は、第１電源から入力される直流入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換すると共に、この交流電圧を変圧し整流して得られる直流出力電圧を第２電源に出力するものである。また、上記電圧検出部は、電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出電圧出力端子と、接地ラインと、第１および第２のダイオードと、第１ないし第３のコンデンサと、第１ないし第３の抵抗器とを含んで構成されたものである。また、上記電圧検出用トランスは、スイッチング素子のオン・オフに応じて直流入力電圧が断続的に印加される１次側の第１のトランスコイルと、一端同士が互いに接続された２次側の第２および第３のトランスコイルとを含むものである。また、上記第１のダイオードは、アノードが第２のトランスコイルの他端および第３のコンデンサの一端に接続されると共に、カソードが第１のコンデンサの一端および第１の抵抗器の一端に接続されたものである。また、上記第２のダイオードは、アノードが第３のトランスコイルの他端に接続されると共に、カソードが第２の抵抗器の一端に接続されたものである。また、上記第１のコンデンサの他端は、第１の抵抗器の他端、第２のコンデンサの一端、第３のコンデンサの他端および第３の抵抗器の一端と共に接地ラインに接続されている。また、上記第２のコンデンサの他端は、第２の抵抗器の他端と共に検出電圧出力端子に接続されている。また、上記第３の抵抗器の他端は、第２および第３のトランスコイルの一端同士に接続されている。

本発明の電圧変換装置では、電圧検出部において、スイッチング素子がスイッチング動作してオン状態になると、第１電源からの直流入力電圧がパルス状の電圧に変換され、第１のトランスコイルに電流が流れる。すると、この第１トランスコイルの電流により、第２および第３のトランスコイルにパルス状の電圧が誘起される。ここで、第１のトランスコイルを流れる電流は、第１電源からの直流入力電圧の情報を含んでいるので、第２および第３のトランスコイルに誘起される電圧も、第１電源からの直流入力電圧の情報を含むこととなり、これにより第３のトランスコイルに誘起された電圧に基づき、そのような情報を含む電圧が検出電圧出力端子に発生することとなる。また、電圧検出部内に上記のような接続関係の回路が設けられているため、第３のトランスコイルに誘起された電圧波形に共振動作等によるリンギングが発生している場合であっても、第３のコンデンサと第３の抵抗器とによるハイパスフィルタ作用および第２のコンデンサと第２の抵抗器とによるローパスフィルタ作用により、検出電圧出力端子に発生した電圧において、従来と比べて十分にリンギングが抑えられる。

本発明の電圧変換装置では、上記電圧検出部が、第３のコンデンサに並列接続された第４の抵抗器をさらに含むようにするのが好ましい。このように構成した場合、上記ハイパスフィルタ作用が強まるため、上記リンギングがより効果的に抑制される。また、この場合において、上記電圧検出部が、第３のコンデンサおよび第４の抵抗器の一端同士にアノードが接続されると共に第２のトランスコイルの他端および第１のダイオードのアノードにカソードが接続された第３のダイオードをさらに含むようにするのがより好ましい。このように構成した場合、上記ハイパスフィルタ作用がさらに強まるため、上記リンギングがさらに効果的に抑えられる。

本発明の電圧変換装置では、上記電圧検出部が、第３の抵抗器の一端にアノードが接続されると共にこの第３の抵抗器の他端にカソードが接続された第４のダイオードをさらに含むようにするのが好ましい。このように構成した場合、第３のコンデンサと第３の抵抗器とによるハイパスフィルタ作用を利用しないときには、第３の抵抗器の経路のバイパスが可能となるため、そのような場合のエネルギー損失が抑えられる。

本発明の電圧変換装置では、上記電圧変換部のスイッチング動作を制御する制御部を備えると共に、上記第１のダイオードのカソード、第１のコンデンサの一端および第１の抵抗器の一端が互いに制御部の電源入力端子に接続されているようにしてもよい。

本発明の電圧検出回路は、直流電圧を検出する回路であって、電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出電圧出力端子と、接地ラインと、第１および第２のダイオードと、第１ないし第３のコンデンサと、第１ないし第３の抵抗器とを備えたものである。ここで、上記電圧検出用トランスは、スイッチング素子のオン・オフに応じて直流電圧が断続的に印加される１次側の第１のトランスコイルと、一端同士が互いに接続された２次側の第２および第３のトランスコイルとを含むものである。また、上記第１のダイオードは、アノードが第２のトランスコイルの他端および第３のコンデンサの一端に接続されると共に、カソードが第１のコンデンサの一端および第１の抵抗器の一端に接続されたものである。また、上記第２のダイオードは、アノードが第３のトランスコイルの他端に接続されると共に、カソードが第２の抵抗器の一端に接続されたものである。また、上記第１のコンデンサの他端は、第１の抵抗器の他端、第２のコンデンサの一端、第３のコンデンサの他端および第３の抵抗器の一端と共に接地ラインに接続されている。また、上記第２のコンデンサの他端は、第２の抵抗器の他端と共に検出電圧出力端子に接続されている。また、上記第３の抵抗器の他端は、第２および第３のトランスコイルの一端同士に接続されている。

本発明の電圧検出回路では、スイッチング素子がスイッチング動作してオン状態になると、検出対象の直流電圧がパルス状の電圧に変換され、第１のトランスコイルに電流が流れる。すると、この第１トランスコイルの電流により、第２および第３のトランスコイルにパルス状の電圧が誘起される。ここで、第１のトランスコイルを流れる電流は、上記直流電圧の情報を含んでいるので、第２および第３のトランスコイルに誘起される電圧も、この直流電圧の情報を含むこととなり、これにより第３のトランスコイルに誘起された電圧に基づき、そのような情報を含む電圧が検出電圧出力端子に発生することとなる。また、上記のような接続関係の回路が設けられているため、第３のトランスコイルに誘起された電圧波形に共振動作等によるリンギングが発生している場合であっても、第３のコンデンサと第３の抵抗器とによるハイパスフィルタ作用および第２のコンデンサと第２の抵抗器とによるローパスフィルタ作用により、検出電圧出力端子に発生した電圧において、従来と比べて十分にリンギングが抑えられる。

本発明の電圧変換装置によれば、第１電源から第１のトランスコイルに直流入力電圧を印加させ、この直流入力電圧の情報を含んだ電圧を第３のトランスコイルに誘起させるようにしたので、そのような情報を含む電圧を検出電圧出力端子に発生させることができる。また、第３のコンデンサと第３の抵抗器とによるハイパスフィルタ作用および第２のコンデンサと第２の抵抗器とによるローパスフィルタ作用を利用するようにした。したがって、第３のトランスコイルに誘起された電圧波形にリンギングが発生している場合であっても、検出電圧出力端子に発生した電圧において、従来と比べてリンギングを十分に抑制し、直流入力電圧を従来と比べて高精度に検出することができるので、動作が安定した電圧変換が可能となる。

また、本発明の電圧検出回路によれば、第１のトランスコイルに検出対象の直流電圧を印加させ、この直流電圧の情報を含んだ電圧を第３のトランスコイルに誘起させるようにしたので、そのような情報を含む電圧を検出電圧出力端子に発生させることができる。また、第３のコンデンサと第３の抵抗器とによるハイパスフィルタ作用および第２のコンデンサと第２の抵抗器とによるローパスフィルタ作用を利用するようにしたので、第３のトランスコイルに誘起された電圧波形にリンギングが発生している場合であっても、検出電圧出力端子に発生した電圧において、従来と比べてリンギングを十分に抑制することができる。よって、直流電圧を従来と比べて高精度に検出することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置（スイッチング電源装置）の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、高圧バッテリＨＢ（第１電源）から供給される高圧の直流入力電圧Ｖｉｎを、より低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、低圧バッテリＬＢ（第２電源）に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するように２次側がセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。

このスイッチング電源装置は、電圧変換部１０と、この電圧変換部１０に並列に接続された電圧検出部（電源部）２０（電圧検出回路または電源回路）と、この電圧検出部２０に接続された比較部２７と、電圧変換部１０に接続された制御回路１７とを備えている。

最初に、電圧変換部１０の構成について説明する。

電圧変換部１０は、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃを含んで構成された３巻線型のトランス１１を有している。トランス１１の１次側には平滑コンデンサ１２、インバータ回路１３および共振用インダクタ１４が、２次側には整流回路１５および平滑回路１６がそれぞれ設けられている。平滑コンデンサ１２およびインバータ回路１３は１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、共振用インダクタ１４はインバータ回路１３と１次側巻線１１Ａとの間にそれぞれ設けられている。

また、１次側高圧ラインＬ１Ｈに入力端子Ｔ１が、１次側低圧ラインＬ１Ｌに入力端子Ｔ２がそれぞれ設けられており、これら入力端子Ｔ１，Ｔ２が高圧バッテリＨＢの出力端子と接続されるようになっている。また、平滑回路１６の高圧側のラインである出力ラインＬ０に出力端子Ｔ３が、平滑回路１６の低圧側のラインである接地ラインＬＧ１に出力端子Ｔ４がそれぞれ設けられており、これら出力端子Ｔ３，Ｔ４が低圧バッテリＬＢの入出力端子と接続されるようになっている。

インバータ回路１３は、高圧バッテリＨＢから出力される直流入力電圧Ｖｉｎをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路である。このインバータ回路１３は、制御回路１７（制御部）から供給されるスイッチング信号によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄをフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。これらスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄとしては、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor ）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor ）などの素子が用いられる。

スイッチング素子１３Ａは、トランス１１の１次側巻線１１Ａの一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１３Ｂは１次側巻線１１Ａの他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３Ｃは１次側巻線１１Ａの他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１３Ｄは１次側巻線１１Ａの一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。上記した共振用インダクタ１４は、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｄの接続点と１次側巻線１３Ａの一端との間に接続されている。

これより、インバータ回路１３は、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂのオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ａ、１次側巻線１１Ａおよびスイッチング素子１３Ｂを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄのオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ｃ、１次側巻線１１Ａ、共振用インダクタ１４およびスイッチング素子１３Ｄを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。

トランス１１は、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃの極性が互いに同じ向きとなるように磁気結合された磁気素子である。トランス１１の一対の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃはセンタタップで互いに接続され、このセンタタップが接地ラインＬＧ１を介して出力端子Ｔ４に接続されている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。これより、このトランス１１は、インバータ回路１３によって変換された交流電圧を変圧（降圧）し、一対の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃの各端部から、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線１１Ａと２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃとの巻数比によって定まる。

なお、共振用インダクタ１４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて、またはこれと共に、トランス１１のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。

整流回路１５は、一対のダイオード１５Ａ，１５Ｂからなる単相全波整流型のものである。ダイオード１５Ａのアノードは２次側巻線１１Ｂの一端に、ダイオード１５Ｂのアノードは２次側巻線１１Ｃの一端にそれぞれ接続されている。ダイオード１５Ａ，１５Ｂの各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路１５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス１１の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード１５Ａ，１５Ｂによって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。

平滑回路１６は、チョークコイル１６Ａと平滑コンデンサ１６Ｂとを含んで構成されている。チョークコイル１６Ａは、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端は接続点Ｄに、その他端は出力端子Ｔ３にそれぞれ接続されている。平滑コンデンサ１６Ｂは、チョークコイル１６Ａの他端と接地ラインＬＧ１との間に接続されている。平滑回路１６はこのような構成により、整流回路１５で整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリＬＢに給電するようになっている。

次に、電圧検出部２０およびその他の部分の構成について説明する。

電圧検出部２０は、トランス２１（電圧検出用トランス）と、フィルタ回路２２，２３と、スイッチング素子２４と、ドライブ回路２５と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、コンデンサＣ１と、抵抗器Ｒ１と、検出電圧出力端子Ｔ５と、電源出力端子Ｔ６とを有している。

トランス２１は、１次側巻線２１Ａ（第１のトランスコイル）と、２次側巻線２１Ｂ（第２のトランスコイル）および２次側巻線２１Ｃ（第３のトランスコイル）とを含み、１次側巻線２１Ａの極性と２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃの極性とが、互いに逆向きとなるように磁気結合されてなる３巻線型のフォワードトランスである。１次側巻線２１Ａの一端は、入力端子Ｔ１を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の一端に接続され、１次側巻線２１Ａの他端は、スイッチング素子２４および入力端子Ｔ２を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の他端に接続されている。すなわち、１次側巻線２１Ａおよびスイッチング素子２４は、高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されている。一方、２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃの一端同士は互いに接続され、２次側巻線２１Ｂの他端は接続線Ｌ１の一端に接続され、２次側巻線２１Ｃの他端は接続線Ｌ２の一端に接続されている。また、接続線Ｌ１の他端はダイオードＤ１を介して電源出力端子Ｔ６に接続され、接続線Ｌ２の他端はダイオードＤ２および後述するフィルタ回路２２内の抵抗器Ｒ２を介して検出電圧出力端子Ｔ５に接続されている。

フィルタ回路２２は、コンデンサＣ２および抵抗器Ｒ２により構成されている。抵抗器Ｒ２の一端はダイオードＤ２のカソードに接続され、他端は検出電圧出力端子Ｔ５に接続されている。また、コンデンサＣ２の一端は接地線ＬＧ２に接続され、他端は抵抗器Ｒ２の他端および検出電圧出力端子Ｔ５に接続されている。このような構成によりフィルタ回路２２は、詳細は後述するが、ローパスフィルタとして機能するようになっている。

一方、フィルタ回路２３は、コンデンサＣ３および抵抗器Ｒ３により構成されている。コンデンサＣ３の一端は、接続線Ｌ１を介してダイオードＤ１のアノードおよび２次側巻線２１Ｂの他端に接続され、コンデンサＣ３の他端は接地線ＬＧ２に接続されている。また、抵抗器Ｒ３の他端は２次側巻線２１Ｂ，２１Ｃの一端同士に接続されている。このような構成によりフィルタ回路２３は、詳細は後述するが、ハイパスフィルタとして機能するようになっている。

ダイオードＤ１は、アノードが接続線Ｌ１を介して２次側巻線２１Ｂの他端およびコンデンサＣ３の一端に接続されると共に、カソードがコンデンサＣ１の一端、抵抗器Ｒ１の一端および電源出力端子Ｔ６に接続されている。一方、ダイオードＤ２は、アノードが２次側巻線２１Ｃの他端に接続されると共に、カソードが抵抗器Ｒ２の一端に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、接地線ＬＧ２を介して抵抗器Ｒ１の他端、コンデンサＣ２の一端、コンデンサＣ３の他端および抵抗器Ｒ３の一端に接続されている。

スイッチング素子２４は、ダイオード２２Ｃのアノードおよび１次側巻線２１Ａと、高圧バッテリＨＢの他端との間に配置されており、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路２５によってそのオン・オフ動作が制御されるようになっている。なお、このスイッチング素子２４としては、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄと同様に、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が用いられる。

比較部２７は、検出電圧出力端子Ｔ５と接地ラインＬＧ２との間の電圧Ｖ５を一時的に保持すると共に、その電圧Ｖ５と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧値の大小を比較するものであり、例えばメモリ素子とコンパレータとを含んで構成されている。具体的には、入力された電圧Ｖ５の絶対値と基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値との大小関係を判定すると共に、電圧Ｖ５の絶対値の方が大きい場合には、制御回路１７からインバータ回路１３へ出力されるスイッチング信号を停止させるための制御信号Ｓを、制御回路１７へ出力するようになっている。

ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２が本発明における「第１および第２のダイオード」の一具体例に対応し、コンデンサＣ１〜Ｃ３が本発明における「第１ないし第３のコンデンサ」の一具体例に対応し、抵抗器Ｒ１〜Ｒ３が本発明における「第１ないし第３の抵抗器」の一具体例に対応する。

次に、図１〜図４を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。

まず、図１を参照して、電圧変換部１０の基本動作について説明する。

インバータ回路１３のスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂがオンすると、スイッチング素子１３Ａからスイッチング素子１３Ｂの方向に電流が流れ、トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード１５Ｂに対して逆方向となり、ダイオード１５Ａに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

次に、スイッチング素子１３Ｂがオフし、スイッチング素子１３Ｃがオンすると、トランス１１の２次側巻線１１Ｃに現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード１５Ｂに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄがオンすると、スイッチング素子１３Ｃからスイッチング素子１３Ｄの方向に電流が流れ、トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード５２に対して順方向になる一方、ダイオード１５Ａに対して逆方向となる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード１５Ｂを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

次に、スイッチング素子１３Ｃがオフし、スイッチング素子１３Ｂがオンすると、トランス１１の２次側巻線１１Ｂに現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード１５Ａに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

このようにして、電圧変換部１０は、高圧バッテリＨＢから供給された直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに変圧（降圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを低圧バッテリＬＢに給電する。

次に、図２〜図４を参照して、電圧検出回路２０およびその周辺回路の動作について、比較例と対比しつつ説明する。ここで図２は、比較例に係る電圧検出部１２０（電圧検出部２０において、フィルタ回路２３を省いた構成のもの）を備えたスイッチング電源装置の回路構成を表したものであり、図３は、この比較例に係る電圧検出部１２０において、２次側巻線２１Ｃの両端間に発生する電圧Ｖ１０２および検出電圧出力端子Ｔ５に発生する電圧Ｖ１０５のタイミング波形を表したものである。一方、図４は、本実施の形態に係る電圧検出部２０において発生する電圧のタイミング波形を表したものであり、（Ａ）は２次側巻線２１Ｂの両端間の電圧Ｖ１（フライバック電圧）を、（Ｂ）は２次側巻線２１Ｃの両端間の電圧Ｖ２（フォワード電圧：フィルタ回路２３によるリンギング抑制前の電圧）を、（Ｃ）はコンデンサＣ２の一端および抵抗器Ｒ３の一端とダイオードＤ２のアノードおよび２次側巻線２１Ｃの他端との間の電圧Ｖ４を（フィルタ回路２３によるリンギング抑制後の電圧）、（Ｄ）は抵抗器Ｒ３の両端間の電圧Ｖ３（フィルタ回路２３によるリンギング抑制作用の際の電圧）を、それぞれ表している。なお、図３および図４において、図１および図２中に示した各電圧Ｖ１〜Ｖ４，Ｖ１０２，Ｖ１０５の矢印の向きが、各電圧の正方向を表している。

まず、図１に示した本実施の形態に係る電圧検出部２０および図２に示した比較例に係る電圧検出部１２０とも、ドライブ回路２５からの制御に基づいてスイッチング素子２４がスイッチング動作してオン状態になると、高圧バッテリＨＢから供給された直流入力電圧Ｖｉｎがパルス状の電圧に変換され、トランス２１の１次側巻線２１Ａに電流が流れる。すると、この１次側巻線２１Ａに流れる電流により、図３に示した電圧Ｖ１０２および図４（Ｂ）に示したように、２次側巻線２１Ｃにパルス状の電圧が誘起される。ここで、１次側巻線２１Ａを流れる電流は、高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んでいるので、２次側巻線２１Ｃに誘起される電圧Ｖ１０２，Ｖ２も、高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含むこととなる。

ここで、比較例に係る電圧検出部１２０には、上記のようにフィルタ回路２３が設けられていないため、トランス２１のリーケージインダクタンスおよび配線の寄生容量等によるＬＣ共振動作に起因して、図３に示した電圧Ｖ１０２のようにリンギングが発生してしまっている場合、直流入力電圧Ｖｉｎを検出する際の検出誤差が大きくなってしまい、検出精度が低下してしまう。具体的には、以下説明するフィルタ回路２３によるハイパスフィルタ作用がなされないため、大きなリンギングが生じている電圧Ｖ１０２に対し、フィルタ回路２２によるローパスフィルタ作用がなされると、検出電圧出力端子Ｔ５に発生する電圧Ｖ１０５は、図３に示したように非常になまった波形となる。したがって、直流入力電圧Ｖｉｎが低くてパルス波形の幅が広い場合には、図３中の符号Ｐ１０１で示したように、直流入力電圧Ｖｉｎに基づく電圧Ｖ１０２とローパスフィルタ作用後の電圧Ｖ１０５との電圧差はほとんどないため、検出誤差も小さく検出精度の低下はほとんどないが、逆に直流入力電圧Ｖｉｎが高くなって図３中の矢印Ｐ１０２で示したようにパルス波形の幅が狭くなった場合には、符号Ｐ１０３で示したように電圧Ｖ１０２と電圧Ｖ１０５との電圧差が大きくなり、検出誤差が大きくなるため、検出精度が低下してしまうことになる。

これに対して、本実施の形態に係る電圧検出部２０には、ＲＣハイパスフィルタとして機能するフィルタ回路２３が設けられているため、ＬＣ共振動作に起因して、同様に図４（Ｂ）に示した電圧Ｖ２のようにリンギングが発生してしまっている場合であっても、フィルタ回路２３によるハイパスフィルタ作用によって、図４（Ｄ）に示したように、抵抗器Ｒ３の両端間にリンギングに対応した電圧Ｖ３が誘起される。そしてこの電圧Ｖ３が電圧Ｖ２から差し引かれ、これによりフィルタ回路２３によるハイパスフィルタ作用後の電圧Ｖ４が、コンデンサＣ２の一端および抵抗器Ｒ３の一端とダイオードＤ２のアノードおよび２次側巻線２１Ｃの他端との間に誘起されることとなる。図４（Ｂ）に示したハイパスフィルタ作用前の電圧Ｖ２と図４（Ｃ）に示したハイパスフィルタ作用後の電圧Ｖ４とを比較すると、図中の符号Ｐ１で示したように、実際にリンギングが十分に抑制されていることが分かる。したがって、直流入力電圧Ｖｉｎが高くなって図４中（Ｃ）の矢印Ｐ２で示したようにパルス波形の幅が狭くなった場合であっても、比較例と比べて検出誤差の発生に対する余裕度が大きいため、符号Ｐ３で示したように電圧Ｖ２と電圧Ｖ５との電圧差がほとんど生じず、検出誤差もほとんどないため、比較例と比べて検出精度が向上することが分かる。

そしてこのようにして検出された電圧Ｖ５は、比較部２７において保持される（ピークホールドされる）と共に所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの大小が比較され、直流入力電圧Ｖｉｎに基づく検出電圧Ｖ５がこの基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなった場合には、制御回路１７からインバータ回路１３へ出力されるスイッチング信号を停止させるための制御信号Ｓが制御回路１７へ出力され、これにより直流出力電圧Ｖｏｕｔ等が抑えられることとなる。

以上のように本実施の形態では、高圧バッテリＨＢからトランス２１の１次側巻線２１Ａに直流入力電圧Ｖｉｎを印加させ、この直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んだ電圧Ｖ２を２次側巻線２１Ｃに誘起させるようにしたので、そのような情報を含む電圧Ｖ５を検出電圧出力端子Ｔ５に発生させることができる。また、コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３とによるハイパスフィルタ作用およびコンデンサＣ２と抵抗器Ｒ２とによるローパスフィルタ作用を利用するようにしたので、２次側巻線２１Ｃに誘起された電圧Ｖ２の波形にリンギングが発生している場合であっても、検出電圧出力端子Ｔ５に発生した電圧Ｖ５において、従来と比べてリンギングを十分に抑制することができる。よって、直流入力電圧Ｖｉｎを従来と比べて高精度に検出することが可能となる。

また、このように従来と比べて検出電圧のリンギングを十分に抑えることができるため、ダミー抵抗として機能する抵抗値Ｒ１の抵抗値を十分に小さくすることができ、これにより低コスト化や装置の小面積化を図ることが可能となる。

さらに、電圧検出部２０内において、トランス２１によって１次側（高圧側）と２次側（低圧側）との間を電気的に絶縁して分断するようにしたので、安全な構成とすることができる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、図５に示した電圧変換装置（スイッチング電源装置）のように、上記実施の形態で説明したフィルタ回路２３を含む電圧検出部２０の代わりに、フィルタ回路２３Ａを含む電圧検出部２０Ａを設けるようにしてもよい。このフィルタ回路２３Ａは、フィルタ回路２３において、コンデンサＣ３に並列接続された抵抗器Ｒ４（第４の抵抗器）をさらに設けるようにしたものである。このように構成した場合、ハイパスの波形要素が増えてフィルタ回路（フィルタ回路２３Ａ）によるハイパスフィルタの作用（リンギングを打ち消すような波形をつくる作用）がより強まる（より容易となる）ため、上記実施の形態と比べてリンギングをより効果的に抑制することができ、上記実施の形態と比べて直流入力電圧Ｖｉｎの検出精度をより向上させることが可能となる。

また、この場合においてさらに、例えば図６に示した電圧変換装置（スイッチング電源装置）のように、フィルタ回路２３Ｂを含む電圧検出部２０Ｂを設けるようにしてもよい。このフィルタ回路２３Ｂは、図５に示したフィルタ回路２３Ａにおいて、コンデンサＣ３および抵抗器Ｒ４の一端同士にアノードが接続されると共に２次側巻線２１Ｂの他端およびダイオードＤ１のアノードにカソードが接続されたダイオードＤ３（第３のダイオード）をさらに設けるようにしたものである。このように構成した場合、ハイパスの波形要素がさらに増えてフィルタ回路（フィルタ回路２３Ｂ）によるハイパスフィルタの作用がさらに強まる（さらに容易となる）ため、例えば図７中の符号Ｐ４で示したように、図５に示した変形例と比べてさらに効果的にリンギングを抑制することができる。よって、上記実施の形態と比べて直流入力電圧Ｖｉｎの検出精度をさらに向上させることが可能となる。

また、例えば図８に示した電圧変換装置（スイッチング電源装置）のように、図６で説明したフィルタ回路２３Ｂ内の抵抗器Ｒ３に対して並列接続されたダイオードＤ４（第４のダイオード）をさらに設けるようにしてもよい。具体的には、抵抗器Ｒ３の一端にアノードが接続されると共に抵抗器Ｒ３の他端にカソードが接続されたダイオードＤ４をさらに設け、電圧検出部２０Ｂの代わりに電圧検出部２０Ｃとしてもよい。なお、同様に、図１で説明したフィルタ回路２３や図５で説明したフィルタ回路２３Ａ内の抵抗器Ｒ３と並列に、ダイオードＤ４を設けるようにしてもよい。これらのように構成した場合、コンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３とによるハイパスフィルタ作用を利用しないときには、抵抗器Ｒ３の経路をバイパスすることが可能となるため、上記実施の形態における効果に加え、そのような場合におけるエネルギー損失を抑制することが可能となる。

また、上記実施の形態では、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路２５によってスイッチング素子２４を制御するようにした場合について説明したが、例えば低圧バッテリＬＢから電源供給されるドライブ部によって、スイッチング素子２４を制御するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、電圧検出部２０において、１次側巻線２１Ａの他端と高圧バッテリＨＢの他端（入力端子Ｔ２側）との間にスイッチング素子２４を設けるようにした場合について説明したが、１次側巻線２１Ａの一端と高圧バッテリＨＢの一端（入力端子Ｔ１側）との間にスイッチング素子を設けるようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、スイッチング電源装置の回路構成を具体的に挙げて説明したが、回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を、８つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型、２つのスイッチング素子を用いたフォワード型、または２つもしくは４つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型により構成してもよい。

また、上記実施の形態では、電圧変換部１０が、高圧の直流入力電圧Ｖｉｎをより低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されている場合について説明したが、逆に電源本体部を、低圧の直流入力電圧Ｖｉｎをより高い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにより構成してもよい。

また、上記実施の形態では、本発明の電圧検出回路の一例として、スイッチング電源装置の高圧側の直流入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出部について説明したが、本発明の電圧検出回路は、この他にも一対の信号線間に発生している高圧の直流電圧をより低圧の直流電圧に降圧してから検出するのに好適なものに対して適用することが可能である。

さらに、上記実施の形態では、本発明の電源回路の一例として、スイッチング電源装置の制御回路１７に対して電源供給を行う電源部（電圧検出部）について説明したが、本発明の電源回路は、この他の回路に対する電源回路としても適用することが可能である。

本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。 比較例に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。 比較例に係る電圧検出部の動作を説明するためのタイミング波形図である。 図１に示した電圧検出部の動作を説明するためのタイミング波形図である。 本発明の変形例に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。 本発明の他の変形例に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。 図６に示した電圧検出部の動作を説明するためのタイミング波形図である。 本発明の他の変形例に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。

符号の説明

１０…電圧変換部、１１，２１…トランス、１１Ａ，２１Ａ…１次側巻線、１１Ｂ，１１Ｃ，２１Ｂ，２１Ｃ…２次側巻線、１２…平滑コンデンサ、１３…インバータ回路、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ，２４…スイッチング素子、１４…共振用インダクタ、１５…整流回路、１５Ａ，１５Ｂ，Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、１６…平滑回路、１６Ａ…チョークコイル、１６Ｂ…平滑コンデンサ、１７…制御回路、２０，２０Ａ〜２０Ｃ…電圧検出部（電源部）、２２，２３，２３Ａ，２３Ｂ…フィルタ回路、２５…ドライブ回路、２７…比較部、ＨＢ…高圧バッテリ、ＬＢ…低圧バッテリ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｔ５…検出電圧出力端子、Ｔ６…電源供給端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ１，ＬＧ２…接地ライン、Ｌ１，Ｌ２…接続線、Ｖｉｎ…直流入力電圧、Ｖｏｕｔ…直流出力電圧、Ｖ１〜Ｖ６…電圧、Ｓ…制御信号。

Claims (6)

1. 第１電源から入力される直流入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換すると共に、この交流電圧を変圧し整流して得られる直流出力電圧を第２電源に出力する電圧変換部と、
   電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出電圧出力端子と、接地ラインと、第１および第２のダイオードと、第１ないし第３のコンデンサと、第１ないし第３の抵抗器とを含んで構成された電圧検出部と
   を備え、
   前記電圧検出用トランスが、
   前記スイッチング素子のオン・オフに応じて前記直流入力電圧が断続的に印加される１次側の第１のトランスコイルと、
   一端同士が互いに接続された２次側の第２および第３のトランスコイルと
   を含み、
   前記第１のダイオードは、アノードが前記第２のトランスコイルの他端および前記第３のコンデンサの一端に接続されると共に、カソードが前記第１のコンデンサの一端および前記第１の抵抗器の一端に接続され、
   前記第２のダイオードは、アノードが前記第３のトランスコイルの他端に接続されると共に、カソードが前記第２の抵抗器の一端に接続され、
   前記第１のコンデンサの他端は、前記第１の抵抗器の他端、前記第２のコンデンサの一端、前記第３のコンデンサの他端および前記第３の抵抗器の一端と共に前記接地ラインに接続され、
   前記第２のコンデンサの他端は、前記第２の抵抗器の他端と共に前記検出電圧出力端子に接続され、
   前記第３の抵抗器の他端は、前記第２および第３のトランスコイルの一端同士に接続されている
   ことを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記電圧検出部は、前記第３のコンデンサに並列接続された第４の抵抗器をさらに含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記電圧検出部は、前記第３のコンデンサおよび前記第４の抵抗器の一端同士にアノードが接続されると共に前記第２のトランスコイルの他端および前記第１のダイオードのアノードにカソードが接続された第３のダイオードをさらに含む
   ことを特徴とする請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記電圧検出部は、前記第３の抵抗器の一端にアノードが接続されると共にこの第３の抵抗器の他端にカソードが接続された第４のダイオードをさらに含む
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
5. 前記電圧変換部のスイッチング動作を制御する制御部を備え、
   前記第１のダイオードのカソード、前記第１のコンデンサの一端および前記第１の抵抗器の一端が、互いに前記制御部の電源入力端子に接続されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 直流電圧を検出する回路であって、
   電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出電圧出力端子と、接地ラインと、第１および第２のダイオードと、第１ないし第３のコンデンサと、第１ないし第３の抵抗器と
   を備え、
   前記電圧検出用トランスが、
   前記スイッチング素子のオン・オフに応じて前記直流電圧が断続的に印加される１次側の第１のトランスコイルと、
   一端同士が互いに接続された２次側の第２および第３のトランスコイルと
   を含み、
   前記第１のダイオードは、アノードが前記第２のトランスコイルの他端および前記第３のコンデンサの一端に接続されると共に、カソードが前記第１のコンデンサの一端および前記第１の抵抗器の一端に接続され、
   前記第２のダイオードは、アノードが前記第３のトランスコイルの他端に接続されると共に、カソードが前記第２の抵抗器の一端に接続され、
   前記第１のコンデンサの他端は、前記第１の抵抗器の他端、前記第２のコンデンサの一端、前記第３のコンデンサの他端および前記第３の抵抗器の一端と共に前記接地ラインに接続され、
   前記第２のコンデンサの他端は、前記第２の抵抗器の他端と共に前記検出電圧出力端子に接続され、
   前記第３の抵抗器の他端は、前記第２および第３のトランスコイルの一端同士に接続されている
   ことを特徴とする電圧検出回路。

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