JP2017195736A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直列接続された電力変換器の間に電力を平滑する平滑コンデンサを有する電力変換装置において、アーム短絡による短絡電流遮断回路を安価な構成で実現する。【解決手段】入力電源１に接続されハーフブリッジ構造を持つ第一の電力変換器１０１と、入力を第一の電力変換装置１０１に接続されハーフブリッジ構造を持ち、負荷１１に電力を出力する第二の電力変換器１０２と、第一の電力変換器１０１と第二の電力変換器１０２の接続点に、第一の電力変換器１０１の出力電力を平滑する平滑コンデンサ５と、平滑コンデンサ５を流れる電流を検出する電流センサ２０を直列接続した直列回路を接続し、電流センサ２０にて検出する電流に応じて、第一の電力変換器１０１もしくは第二の電力変換器１０２に流れる短絡電流を遮断する制御回路３０を備える。【選択図】図１

Description

この発明は、直列接続された電力変換器の間に電力を平滑する平滑コンデンサを有する電力変換装置に関し、特に電力変換器を構成する半導体スイッチング素子のアーム短絡による短絡電流の遮断回路を有した電力変換装置に関するものである。

電力変換装置では、フルブリッジ回路等のハーフブリッジ構造を含む回路が多用されている。このような電力変換装置では、電力平滑のために、入力または出力に比較的容量の大きい平滑コンデンサを有するものが多く、その平滑コンデンサの両端にハーフブリッジ構造の回路を接続することになる。ハーフブリッジ構造の回路は、半導体スイッチング素子を縦積みするため、制御回路の誤動作による半導体スイッチング素子の誤オンや、ハーフブリッジ構造の回路の一方の半導体スイッチング素子が短絡故障を発生した状態で、もう一方の半導体スイッチング素子をオンさせることが原因で、アーム短絡が発生する。アーム短絡が発生すると、平滑コンデンサに蓄積された多大な電力が、半導体スイッチング素子で消費され破壊に至るので、アーム短絡から半導体スイッチング素子を保護する回路が必要となる。

アーム短絡を保護する回路構成としては、半導体スイッチング素子の主端子の電流または電圧を検知する方法がある（特開２０１５−１３９２７１号公報）。別の方法としては、コンバータ部とインバータ部を備えた電力変換装置の構成において、それぞれに有する平滑コンデンサとは別に、短絡検出用コンデンサと電流検出センサからなる短絡検出回路を設けて、コンバータ部とインバータ部の短絡を検知する方法がある（特開２００２−５１５６９号公報）。

特開２０１５−１３９２７１号公報 特開２００２−５１５６９号公報

特許文献１の電力変換装置では、電流または電圧の検知回路がスイッチング素子毎に必要となり、特に２つの電力変換器が直列接続されている場合には、各電力変換器に少なくとも２つの半導体スイッチング素子があるため、電流または電圧の検知回路は合計で４つ必要となり、電力変換装置の小型化・低価格化の妨げとなる。
さらに、電流検知回路として、安価なシャント抵抗を用いる構成とすると、各電力変換装器のローサイドを構成する半導体スイッチング素子の基準電位が分離されるので、各半導体スイッチング素子を駆動する回路それぞれに別々の電源を供給する必要があり、特に絶縁が必要な用途としては、高価な絶縁電源の個数が増大し、低価格化の妨げとなる。

また、特許文献２の電力変換装置では、平滑コンデンサの他に短絡検出用のコンデンサが必要になり、小型化・低価格化の妨げになる。そのため、短絡検出用コンデンサの容量を小さくすると、電流検出センサに流れる電流が小さくなるので、検出感度が低下する。さらに、平滑のためにコンバータ及びインバータの直近に配置せざるを得ない比較的容量の大きい平滑コンデンサとは別に短絡検出回路を有しているので、コンバータ及びインバータと平滑コンデンサからなる短絡経路のインピーダンスよりも、コンバータ及びインバータと短絡検出回路からなる短絡経路のインピーダンスの方が大きく、短絡検出回路から電流が流れ出すよりも早く、大きなエネルギーを持つ平滑コンデンサの電流がコンバータ及びインバータ回路に流れ、短絡電流の検出が遅れてしまうという問題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、直列接続された電力変換器の間に電力を平滑する平滑コンデンサを有する電力変換装置において、平滑コンデンサと直列接続された電力変換器との接続点間に電流検知回路を設けて過電流を検出し、電流遮断することにより、電力変換器に流れる短絡電流測定の正確さや感度を維持しながら、アーム短絡保護回路を簡素化できようにした電力変換装置を提供することを目的とするものである。

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第一の直列回路を少なくとも一つ持ち、第一の直列回路の一端を第一の出力端子とし、第一の直列回路の他端を第二の出力端子とし、入力電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第二の直列回路を少なくとも一つ持ち、第二の直列回路の一端を第一の入力端子とし、第二の直列回路の他端を第二の入力端子とし、第一の入力端子が第一の電力変換器の第一の出力端子に接続され、第二の入力端子が第一の電力変換器の第二の出力端子に接続され、直流電力を負荷に出力する第二の電力変換器と、第一の電力変換器の第一の出力端子と第二の電力変換器の第一の入力端子との接続点に第一の端子が接続され、直流電力を平滑する平滑コンデンサと、第一の電力変換器の第二の出力端子と第二の電力変換器の第二の入力端子との接続点に第一の端子が接続され、第二の端子が平滑コンデンサの第二の端子に接続され、平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段の電流に応じて、平滑コンデンサから第一の電力変換器もしくは第二の電力変換器に流れる電流を遮断する制御手段を有するものである。

この発明の電力変換装置によると、直列接続された電力変換器の間に電力を平滑する平滑コンデンサを有する電力変換装置において、平滑コンデンサと直列接続された電力変換器との接続点間に電流検出手段を設けて過電流を検出し、電流遮断することにより、電力変換器に流れる短絡電流測定の正確さや感度を維持しながら、アーム短絡保護回路を簡素化できる。これにより、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のアーム短絡時の電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のアーム短絡時の動作を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の突入電流時の電流経路図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置を図１から図４に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換し、さらに一次側直流電圧Ｖｄｃをトランス７で絶縁された二次側直流電圧に変換して、例えばバッテリ等の負荷１１に直流電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

電力変換装置は、交流電源１を入力として、交流電圧Ｖｉｎを一次側直流電圧Ｖｄｃに変換する第一の電力変換器としてのＡＣ／ＤＣコンバータ（交流―直流変換器）１０１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力を平滑する平滑コンデンサ５と、平滑コンデンサ５に蓄電された電圧を入力として、一次側直流電圧Ｖｄｃを負荷１１への直流電圧Ｖｏｕｔに変換する第二の電力変換器としてのＤＣ／ＤＣコンバータ（直流―直流変換器）１０２とを備える。

ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１は、力率改善用のＰＦＣ（Power Factor Collection）リアクトル２と、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）からなる半導体スイッチング素子３ａ、３ｂをハーフブリッジ構成した回路と、それと並列にダイオード４ａ、４ｂを直列接続した直列回路を構成するトーテムポール型であり、交流電源１の交流電圧Ｖｉｎを平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃに整流する整流回路３として構成されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２は、絶縁されたトランス7と、トランス7の一次巻線７ａに接続され、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチング素子６ａ〜６ｄをフルブリッジ構成して、平滑コンデンサ５の直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ６と、トランス７の二次巻線７ｂに接続され、整流素子（半導体素子）としてのダイオード８ａ〜８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８とを備える。また、整流回路８の出力には出力平滑用のリアクトル９と出力コンデンサ１０が接続され、負荷１１へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

更に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２からなる主回路の外部には制御回路３０が配置され、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔはそれぞれモニタされて制御回路３０へ入力される。制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃ及び出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧になるように、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄへのゲートに制御信号３１を出力し、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄのオンＤｕｔｙ（オン期間）を制御する。

また、平滑コンデンサ５の負側端子と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の負側出力端子とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２の負側入力端子との接続点との間に電流センサ２０が接続され、電流センサ２０は平滑コンデンサ５に流れる電流を検出する電流検出手段として機能するもので、例えば、ホール素子を用いた電流センサである。電流センサ２０で検出した平滑コンデンサ５の電流センサ信号３２は制御回路（制御手段）３０に入力される。制御回路３０は、平滑コンデンサ５に流れる電流値に応じて、半導体スイッチング素子のアーム短絡電流か否かを判定し、短絡電流の場合は、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄをオフし、短絡電流を遮断する短絡電流遮断回路３３を有している。
なお、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。

このように構成される電力変換装置の短絡電流遮断の動作について以下に説明する。
図２は、短絡電流の経路を示す回路図である。ハーフブリッジを構成する半導体スイッチング素子対３ａと３ｂ、６ａと６ｂ、６ｃと６ｄは、どちらもオフする期間を持って、交互にスイッチングするよう制御回路３０からの制御信号３１により、制御されている。
ここで、半導体スイッチング素子対３ａ、３ｂを例にとると、例えばアーム短絡の発生原因として、半導体スイッチング素子３ａがオンしているときに、制御回路３０がエラーにより半導体スイッチング素子３ｂをオンしてしまったとする。平滑コンデンサ５→半導体スイッチング素子３ａ→半導体スイッチング素子３ｂ→電流センサ２０→平滑コンデンサ５の経路（実線矢印）で短絡電流が流れる。

このとき、短絡電流が流れ続けると、半導体スイッチング素子３ａもしくは半導体スイッチング素子３ｂが破壊してしまうので、制御回路３０内の短絡電流遮断回路３３は、短絡電流の値を電流センサ２０により読み取り、所定の閾値を超えた場合に、制御信号３１により、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄを全てオフさせる。これにより、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂがオフするので、短絡電流は遮断される。

他のアーム短絡発生原因として、例えば、半導体スイッチング素子３ａがショート故障をしてしまった状態で、制御回路３０が通常動作として半導体スイッチング素子３ｂをオンすると、前述と同様に平滑コンデンサ５→半導体スイッチング素子３ａ→半導体スイッチング素子３ｂ→電流センサ２０→平滑コンデンサ５の経路（実線矢印）で短絡電流が流れる。このとき、短絡電流が流れ続けると、半導体スイッチング素子３ｂも破壊してしまうので、制御回路３０内の短絡電流遮断回路３３は、短絡電流の値を電流センサ２０により読み取り、所定の閾値を超えた場合に、制御信号３１により、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄを全てオフさせる。これにより、半導体スイッチング素子３ａはショート故障してしまっているのでオフできないが、半導体スイッチング素子３ｂがオフするので、短絡電流は遮断される。

ここで、短絡電流の判定閾値について図３を参照して説明する。図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１から出力され、平滑コンデンサ５と電流センサ２０を通る電流Ｉａｃと、平滑コンデンサ５と電流センサ２０を通り、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２に入力される電流Ｉｄｃと、電流ＩａｃとＩｄｃを重ね合せた電流センサ２０を通る電流Ｉｓの一例を図示したものである。

各電流は、平滑コンデンサ５を放電する方向を正の方向とする。時刻ｔ０までは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２からなる電力変換装置が電力変換動作をしている期間である。時刻ｔ０は短絡が発生した時刻であり、時刻ｔ０から短絡電流が増加し続ける。半導体スイッチング素子３ａもしくは半導体スイッチング素子３ｂが破壊される時刻をｔ２とし、電流センサ２０で電流を検知してから、制御回路３０内の短絡電流遮断回路３３が閾値判定を行い、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄをオフさせて短絡電流が遮断されるまでに要する時間をｔｄとし、時刻ｔ２から時間ｔｄを引いた時刻をｔ１とする。

電力変換装置が電力変換動作をしている際に電流センサ２０に流れうる正方向の最大電流をＩ０、時刻ｔ１における電流センサ２０に流れる電流をＩ１とする。このとき、短絡電流の判定閾値としては、電流Ｉ０からＩ１の間の電流値とする。このように短絡電流の判定閾値を設定することで、電力変換装置が電力変換動作している正常時は、電流遮断を行わずに、かつ半導体スイッチング素子３ａもしくは半導体スイッチング素子３ｂが破壊される前に確実に短絡電流遮断を行うことができる。

半導体スイッチング素子対３ａ、３ｂがアーム短絡し、半導体スイッチング素子対３ａ、３ｂに短絡電流が流れる例を示したが、半導体スイッチング素子対６ａ、６ｂがアーム短絡し、半導体スイッチング素子対６ａと６ｂに短絡電流が流れる場合には、平滑コンデンサ５→半導体スイッチング素子６ａ→半導体スイッチング素子６ｂ→電流センサ２０→平滑コンデンサ５の経路（図２の一点鎖線矢印）となる。
半導体スイッチング素子対６ｃ、６ｄがアーム短絡し、半導体スイッチング素子対６ｃと６ｄに短絡電流が流れる場合には、平滑コンデンサ５→半導体スイッチング素子６ｃ→半導体スイッチング素子６ｄ→電流センサ２０→平滑コンデンサ５の経路（図２の点線矢印）になるので、ハーフブリッジを構成する半導体スイッチング素子対３ａと３ｂ、６ａと６ｂ、６ｃと６ｄのどこに短絡電流が発生しても、電流センサ２０で短絡電流を検知して、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄをオフさせて短絡電流を遮断することができる。

以上に示した通り、直列接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２と、その間に電力を平滑する平滑コンデンサ５を有する電力変換装置において、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に電流センサ２０を設けて短絡電流を検出し、電流遮断することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成する複数のハーフブリッジ回路それぞれの短絡電流を検知し、遮断することができる。これにより、電流センサ２０が一つで済み、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

また、電流センサ２０は、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄを破壊する原因となる平滑コンデンサ５から出力される電流を直接検知しているので、正確に短絡電流を検知できると共に、検知する電流値も大きいので、高感度で短絡電流を検知することができる。
また、実施の形態１では、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に電流センサ２０を設ける例を示したが、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との正側接続点間に電流センサ２０を設けても、同様の効果が得られる。

実施の形態１では、電流センサ２０として、ホール素子を用いた構成としたが、電流センサ２０として、安価に構成できるシャント抵抗を用いた構成としてもよい。その場合、シャント抵抗を半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄの例えばソース端子にそれぞれ接続せずに、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に接続することで、特に下アームを構成する半導体スイッチング素子（３ｂ、６ｂ、６ｄ）のソース端子が同ノードになるので、半導体スイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄを駆動する回路の電源を共通化することかできる。これにより、駆動回路電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

特に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２が、それらを収納する筐体と絶縁されている構成である場合には、下アームを構成する半導体スイッチング素子（３ｂ、６ｂ、６ｄ）も絶縁電源が必要となり、比較的大型・高価格の絶縁電源回路が必要になるので、シャント抵抗を平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に接続し、半導体スイッチング素子３ｂ、６ｂ、６ｄを駆動する回路の電源を共通化することによる電力変換装置の小型化・低価格化の効果は大きくなる。
このように、電流検知手段の低コスト化のためにシャント抵抗を使用した場合でも、半導体スイッチング素子を駆動する回路用の電源を追加する必要がなくなる。

更に、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に電流センサ２０を接続する構成では、例えば電流センサ２０としてシャント抵抗を用いた構成とすると、シャントを用いた電流センサ回路の電源と下アームを構成する半導体スイッチング素子（３ｂ、６ｂ、６ｄ）の駆動回路の電源を共通化できるので、電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

また、電流センサ２０は、平滑コンデンサ５が放電する方向の電流のみを検出するように構成してもよい。もしくは、制御回路３０内の短絡電流遮断回路３３は、電流センサ２０が出力する信号のうち、平滑コンデンサ５を放電する方向の電流のみを用いて、短絡電流の閾値判定をして、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄをオフさせて短絡電流を遮断してもよい。このように、平滑コンデンサ５が放電する電流のみを短絡電流の判定に用いる理由を、図４を用いて説明する。

図４は、平滑コンデンサ５に蓄えられている電圧が入力電源１の交流ピークより小さいときに流れる突入電流の電流経路を示している。入力電源１が正の電圧の場合は、入力電源１→ＰＦＣリアクトル２→半導体スイッチング素子３ａ→平滑コンデンサ５→電流センサ２０→ダイオード４ｂ→入力電源１の経路（実線矢印）で平滑コンデンサ５を充電する電流が流れ、入力電源１が負の場合は、入力電源１→ダイオード４ａ→平滑コンデンサ５→電流センサ２０→半導体スイッチング素子３ｂ→ＰＦＣリアクトル２→入力電源１の経路（点線矢印）で平滑コンデンサ５を充電する電流が流れ、いずれの場合にも平滑コンデンサ５及び電流センサ２０に平滑コンデンサ５を充電する方向に突入電流が流れる。

特に、入力電源１の交流電圧が大きく、平滑コンデンサ５の電圧が小さいときは、大きな突入電流が流れる。通常、入力電源１とＰＦＣリアクトル２間に突入電流低減用の抵抗を配置するが、突入電流を低減させても、突入電流が図３に示した電流Ｉ０以上、さらには短絡電流の判定閾値になる可能性はあり、短絡が発生したと誤検知してしまう。その誤検知を回避するために、電流センサ２０は、平滑コンデンサ５が放電する方向の電流のみを検出する構成とする、もしくは、制御回路３０内の短絡電流遮断回路３３は、電流センサ２０が出力する信号のうち、平滑コンデンサ５を放電する方向の電流のみを用いて、短絡電流の閾値判定をして、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄをオフさせて短絡電流を遮断する。

実施の形態１では、半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄとして、ＭＯＳＦＥＴを用いた構成を示したが、例えばＳｉＣ（Silicon Carbide）やＧａＮ（Gallium Nitride）等のワイドバンドギャップ半導体を一部もしくは全部に用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いると、逆導通特性においてリカバリの大きなダイオードを持たず、リカバリが発生しないので、特にＡＣ／ＤＣコンバータ１０１として、半導体スイッチング素子を直列接続したハーフブリッジ構造を持つ図１に示したような構成を取ることが多いため、電力変換装置を構成するハーフブリッジ構造の数が多くなる。

そのため、平滑コンデンサ５と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２との負側接続点間に電流センサ２０を設けて短絡電流を検出し、電流遮断することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０２を構成する多数のハーフブリッジ回路それぞれの短絡電流を一つの電流センサ２０で共通に検知し、遮断することで、多数の電流センサを削減することが可能であり、電力変換装置の小型化・低価格化効果が高まる。

また、ＳｉＣや特にＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体は、Ｓｉ半導体と比較し、短絡耐量が少ない傾向にあるため、短絡電流が発生してから素早く短絡電流を遮断する必要がある。そのためには、短絡電流閾値が小さくなる傾向にあり、正確かつ高感度に短絡電流を検知する必要があるため、電流センサ２０が半導体スイッチング素子３ａ、３ｂ、６ａ〜６ｄを破壊する原因となる平滑コンデンサ５から出力される電流を直接検知している本構成とすることで、正確に短絡電流を検知できると共に、検知する電流値も大きいので、高感度で短絡電流を検知することができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置を図５に基づいて説明する。
図５はこの発明の実施の形態２による電力変換装置の回路構成を示した図である。実施の形態１では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として、それぞれ入力電源１から平滑コンデンサ５に、平滑コンデンサ５から負荷１１に電力変換する片方向のコンバータにて構成される片方向電力変換器の例を示したが、実施の形態２による電力変換装置は、図５に示すように、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１０３と双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０４にて構成される双方向電力変換器としても同様の効果が得られる。なお、図５において、実施の形態１の図１と同じまたは相当する部分には同じ符号を付して説明を省略する。

図５に示す構成では、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１０３は半導体スイッチング素子３ａと３ｂ、及び半導体スイッチング素子３ｃと３ｄで構成されるハーフブリッジを持ち、それぞれが平滑コンデンサ５に接続され、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０４は半導体スイッチング素子６ａと６ｂ、及び半導体スイッチング素子６ｃと６ｄで構成されるハーフブリッジを持ち、それぞれが平滑コンデンサ５に接続される。したがって、半導体スイッチング素子３ａと３ｂ、３ｃと３ｄ、６ａと６ｂ、６ｃと６ｄそれぞれで構成されるハーフブリッジの短絡電流を電流センサ２０で共通に検知することが可能であり、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

また、電流センサ２０は半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄ、６ａ〜６ｄを破壊する原因となる平滑コンデンサ５から出力される電流を直接検知しているので、正確に短絡電流を検知できると共に、検知する電流値も大きいので、高感度で短絡電流を検知することができる。また、電流センサ２０として、安価に構成できるシャント抵抗を用いた構成とした場合は、下アームを構成する半導体スイッチング素子（３ｂ、３ｄ、６ｂ、６ｄ）のソース端子が同ノードになるので、半導体スイッチング素子３ｂ、３ｄ、６ｂ、６ｄの駆動回路の電源を共通化することかできる。

これにより、駆動回路の電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。更に、平滑コンデンサ５と、双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ１０３と双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０４との負側接続点間にシャント抵抗を用いた電流センサ２０を接続する構成では、シャント抵抗を用いた電流センサ回路の電源と下アームを構成する半導体スイッチング素子（３ｂ、３ｄ、６ｂ、６ｄ）の駆動回路の電源を共通化できるので、電源数を削減することができ、電力変換装置の小型化・低価格化が実現できる。

実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２として、トランス７を用いて一次側と二次側を絶縁し、整流素子（半導体素子）としてのダイオード８ａ〜８ｄをフルブリッジ構成した整流回路８を備えた絶縁型フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの例を示したが、実施の形態２の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０４は、トランス７を用いて一次側と二次側を絶縁し、整流素子（半導体素子）としての半導体スイッチング素子１２ａ〜１２ｄをフルブリッジ構成した整流回路１２を備えたフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータとしたもので、前述と同様の効果がある。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置を図６に基づいて説明する。
図６はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の回路構成を示した図である。実施の形態１および２では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、１０４としてフルブリッジ型のＤＣ／ＤＣコンバータを示したが、実施の形態３の電力変換装置は、図６に示す通り、共振型のＤＣ／ＤＣコンバータ１０５としたものである。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０５は、半導体スイッチング素子６ａと６ｂで構成されるハーフブリッジの整流回路６を持ち、半導体スイッチング素子６ａと６ｂの接続点とトランス７の一次巻線７ａとの間には、共振用のコンデンサ１３と共振用のリアクトル１４が接続されている。トランス７の二次巻線７ｂには整流素子（半導体素子）としてのダイオード１５ａ、１５ｂが接続された整流回路１５を備える。また、整流回路１５の出力には出力コンデンサ１０が接続され、負荷１１へ直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４に係る電力変換装置を図７に基づいて説明する。
図７はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の回路構成を示した図である。実施の形態１から３では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１、１０３及びＤＣ／ＤＣコンバータ１０２、１０４、１０５から構成され、入力電源１の交流電力から負荷１１の直流電力に変換する交流−直流電力変換装置の例を示したが、実施の形態４の電力変換装置は、図７に示す通り、直流の入力電源１６を直流電力に変換する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６と、直流を直流電力に変換する共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０７の組合わせ構成としたものである。
このように入力電源１６の直流電力から負荷１１の直流電力に変換する双方向直流−直流電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。
なお、図７において、実施の形態１、３の図１及び図６と同じまたは相当する部分には同じ符号を付して説明を省略する。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５に係る電力変換装置を図８に基づいて説明する。
図８はこの発明の実施の形態５による電力変換装置の回路構成を示した図である。実施の形態５の電力変換装置は、図８に示す通り、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１０６及び双方向ＤＣ／ＡＣコンバータ１０８にて構成され、入力電源１６の直流電力から負荷である交流電動機１７の交流電力に変換する双方向直流−交流電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。

また、この発明の実施の形態では、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータそれぞれ一つずつから構成され、それらの接続点に電力を平滑する平滑コンデンサ５を備え、入力電源１を負荷１１の電力に変換する電力変換装置の例を示したが、入力電源と電力を平滑する平滑コンデンサ５の間に接続される電力変換器と、平滑コンデンサ５と負荷との間に接続される電力変換器は、一方もしくは両方が複数の電力変換器を並列接続して構成され、共通の平滑コンデンサ５に接続される電力変換装置としても、前述と同様の効果がある。

以上、この発明の実施の形態を記述したが、この発明は実施の形態に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１：交流電源、２：ＰＦＣリアクトル、
３ａ〜３ｄ、６ａ〜６ｆ、１２ａ〜１２ｄ、１６ａ，１６ｂ：半導体スイッチング素子、４ａ、４ｂ、８ａ〜８ｄ、１５ａ、１５ｂ：整流ダイオード、
５：平滑コンデンサ、７：トランス、９：平滑リアクトル、１０：出力コンデンサ、
１１：負荷、１２：整流回路、１３：共振コンデンサ、１４：共振リアクトル、
１６：直流電源、１７：交流負荷、２０：電流センサ（電流検出手段）、３０：制御回路、
３１：制御信号、３２：電流センサ信号、 ３３：短絡電流遮断回路、
１０１：ＡＣ／ＤＣコンバータ（電力変換器）、１０２：ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１０３：双方向ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０４：双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１０５：共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０６：双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１０７：共振型双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０８：双方向ＤＣ／ＡＣコンバータ

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第一の直列回路を少なくとも一つ持ち、第一の直列回路の一端を正側出力端子とし、第一の直列回路の他端を負側出力端子とし、入力電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第二の直列回路を少なくとも一つ持ち、第二の直列回路の一端を正側入力端子とし、第二の直列回路の他端を負側入力端子とし、正側入力端子が第一の電力変換器の正側出力端子に接続され、負側入力端子が第一の電力変換器の負側出力端子に接続され、直流電力を負荷に出力する第二の電力変換器と、第一の電力変換器の正側出力端子と第二の電力変換器の正側入力端子との接続点に正側端子が接続され、直流電力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサの負側端子に第一の端子が接続され、第一の電力変換器の負側出力端子と第二の電力変換器の負側入力端子との接続点に第二の端子が接続され、平滑コンデンサに流れる電流を直接検出するホール素子を用いたセンサまたはシャント抵抗からなる電流検出手段と、電流検出手段で検出した電流が所定の閾値を超えた場合に、第一の電力変換器もしくは第二の電力変換器の複数の半導体スイッチング素子をオフして短絡電流を遮断する短絡電流遮断回路を有する制御手段を備えたものである。

Claims (16)

1. 複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第一の直列回路を少なくとも一つ持ち、前記第一の直列回路の一端を第一の出力端子とし、前記第一の直列回路の他端を第二の出力端子とし、入力電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、
   複数の半導体スイッチング素子を直列接続した第二の直列回路を少なくとも一つ持ち、前記第二の直列回路の一端を第一の入力端子とし、前記第二の直列回路の他端を第二の入力端子とし、前記第一の入力端子が前記第一の電力変換器の前記第一の出力端子に接続され、前記第二の入力端子が前記第一の電力変換器の前記第二の出力端子に接続され、前記直流電力を負荷に出力する第二の電力変換器と、
   前記第一の電力変換器の前記第一の出力端子と前記第二の電力変換器の前記第一の入力端子との接続点に第一の端子が接続され、前記直流電力を平滑する平滑コンデンサと、
   前記第一の電力変換器の前記第二の出力端子と前記第二の電力変換器の前記第二の入力端子との接続点に第一の端子が接続され、第二の端子が前記平滑コンデンサの第二の端子に接続され、前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段の電流に応じて、前記平滑コンデンサから前記第一の電力変換器もしくは前記第二の電力変換器に流れる電流を遮断する制御手段を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、前記第一の電力変換器の複数の半導体スイッチング素子および前記第二の電力変換器の複数の半導体スイッチング素子のオン期間を制御するようにした請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、前記電流検出手段からの電流が所定の閾値を超えた場合に、前記第一の電力変換器もしくは前記第二の電力変換器の複数の半導体スイッチング素子をオフして短絡電流を遮断する短絡電流遮断回路を有することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第一の電力変換器は、交流−直流変換器であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記交流−直流変換器は、トーテムポール型の交流−直流変換器であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第二の電力変換装置は、直流−直流変換器であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記直流−直流変換器は、絶縁型の直流−直流変換器であることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記電流検出手段は、ホール素子を用いたセンサまたはシャント抵抗を用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
9. 前記電流検出手段は、一端が前記第一の電力変換器の負側出力端子と前記第二の電力変換器の負側入力端子の接続点に、他端が前記平滑コンデンサの負側端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記第一の電力変換器の負側出力端子に接続されている半導体スイッチング素子を駆動する第一の駆動回路と、前記第二の電力変換器の負側入力端子に接続されている半導体スイッチング素子を駆動する第二の駆動回路と、前記電流検出手段との電源は同一の電源で
    あることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記電流検出手段は、一端が前記第一の電力変換器の正側出力端子と前記第二の電力変換器の正側入力端子の接続点に、他端が前記平滑コンデンサの正側端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
12. 前記第一の電力変換器と前記第二の電力変換器は、それらを収納する筐体と絶縁されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
13. 前記電流検出手段は、前記平滑コンデンサを放電する方向のみの電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
14. 前記制御手段は、前記平滑コンデンサを放電する方向のみの電流に応じて、前記平滑コンデンサから前記第一の電力変換器もしくは前記第二の電力変換器に流れる電流を遮断することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
15. 前記第一の電力変換器と前記第二の電力変換器は、双方向型の電力変換器であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
16. 前記半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタを用いて構成されることを特徴とする請求項１から請求項１５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。

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