JP2015139337A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】平滑コンデンサの容量を低減するとともに、交流電源の異常時にも安定動作させることが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】二次電池５００に対して交流電源４００により充電を行うための電力変換装置であって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するＡＣ−ＤＣ変換器１００と、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６とを有するＤＣ−ＤＣ変換器２００と、ＡＣ−ＤＣ変換器１００とＤＣ−ＤＣ変換器２００の間に接続される平滑コンデンサ２４とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換器へ入力される電流またはＤＣ−ＤＣ変換器から出力される電流と、平滑コンデンサ２４に印加される電圧と、電圧指令値とに基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比を変化させることにより、平滑コンデンサ２４の電圧を制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流電源から二次電池への充電を行う電力変換装置に関する。

従来、平滑コンデンサの容量の低減を目的とした電力変換装置として、特許文献１に記載されたものがある。

特許文献１に記載された電力変換装置では、交流入力電力を整流して整流電圧を生成し、生成された整流電圧をスイッチングしてパルス電圧を生成する。そして、生成されたパルス電圧を平滑化して二次電池へ供給している。また、交流入力電流の波形が正弦波からなる基本波成分と高調波成分を含むものとなるように、スイッチングのｄｕｔｙ比を変化させ、脈動電圧を低減している。

特開２０１０−８８１５０号公報

特許文献１記載の電力変換装置では、瞬時電圧低下等の交流電源の異常時については考慮されていない。一般的に、平滑コンデンサの電圧制御の応答周波数は低いため、交流電源の異常時には平滑コンデンサに印加される電圧を安定させることができない。したがって、脈動電圧を低減することができたとしても、平滑コンデンサの容量は交流電源の異常時の電圧を考慮したものとせざるをえず、依然としてコンデンサの容量を大きくする必要が残っている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、平滑コンデンサの容量を低減するとともに、交流電源の異常時にも安定動作させることが可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、二次電池に対して交流電源により充電を行うための電力変換装置であって、交流電源が接続される入力端子と、複数のスイッチング素子とを有するＡＣ−ＤＣ変換器と、二次電池に接続される出力端子と、複数のスイッチング素子とを有し、ＡＣ−ＤＣ変換器に接続されるＤＣ−ＤＣ変換器と、ＡＣ−ＤＣ変換器とＤＣ−ＤＣ変換器の間に接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサとＤＣ−ＤＣ変換器との間に流れる電流を検出する入力電流検出手段と、ＤＣ−ＤＣ変換器のから出力される電流を検出する出力電流検出手段との少なくとも一方と、平滑コンデンサの電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段と、ＡＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子及びＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路とを備え、制御回路は、入力電流検出手段が検出した電流または出力電流検出手段が検出した電流と、コンデンサ電圧検出手段が検出した電圧と、入力された電圧指令値とに基づいて、ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比を変化させることにより、平滑コンデンサの電圧を制御することを特徴とする。

ＡＣ−ＤＣ変換器はＰＦＣ動作により入力電流の高調波を抑制するため、制御の応答周波数は入力された電力の周波数より十分に小さくする必要があり、例えば交流電源の電力の周波数が５０〜６０Ｈｚの場合は数Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度に設計される。したがって、仮にＡＣ−ＤＣ変換器がコンデンサ電圧を制御するものとした場合、交流電源の異常時において、ＡＣ−ＤＣ制御器の制御が入力される交流電力に追従できない。

この点、上記構成とすることで、応答周波数に制約のあるＡＣ−ＤＣ変換器ではなく、応答周波数に制約がないＤＣ−ＤＣ変換器により平滑コンデンサの電圧の制御を行うため、交流電源の異常時においても平滑コンデンサの電圧を一定に保つことができる。したがって、平滑コンデンサの容量は交流電源の異常を考慮した容量とする必要がなく、その結果として、平滑コンデンサの容量を低減することができる。

各実施形態の回路図である。 第１実施形態の制御ブロック図である。 第１実施形態における制御を行った場合の電流と電圧を示す図である。 第１実施形態において入力電圧が変動した場合の電流と電圧を示す図である。 第２実施形態の制御ブロック図である。 第３実施形態の制御ブロック図である。 第３実施形態における制御を行った場合の電流と電圧を示す図である。 第４実施形態の制御ブロック図である。 第４実施形態のフローチャートである。 第４実施形態において電力指令値が所定値より大きい場合の電力フローである。 第４実施形態において電力指令値が所定値以下の場合電力フローである。 コンデンサ容量と脈動電圧の許容量との関連性を示す図である。 コンデンサ容量と脈動電圧の許容量との関連性を示す図である。 コンデンサ容量の低減効果を示す図である。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置は、家庭用電源や商用電源等の交流電源から、車載バッテリ等の二次電池への電力の供給に用いられる電力変換装置である。

図１は、本実施形態の回路図である。本実施形態に係る電力変換装置は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００と、制御回路３００とにより構成される。ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端には交流電源４００が接続され、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の出力端には、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００の入力端が接続される。一方、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００の出力端は、二次電池５００に接続される。

ＡＣ−ＤＣ変換回路１００は、第１ブリッジ回路１０と、第１リアクトル１１ａと第２リアクトル１１ｂとにより構成される第１平滑リアクトル１１を備える。交流電源４００は、ＡＣ−ＤＣ変換回路２００の入力端子を経て、第１平滑リアクトル１１の第１リアクトル１１ａ及び第２リアクトル１１ｂに接続される。

第１ブリッジ回路１０は、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２を備えるブリッジ回路である。ダイオードＤ１及びダイオードＤ２は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は、低圧側である下アームに設けられる。ダイオードＤ１のカソードは高圧側配線に接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子及び第１リアクトル１１ａに接続される。ダイオードＤ２のカソードは高圧側配線に接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子及び第２リアクトル１１ｂに接続される。スイッチング素子Ｑ１のソース端子及びスイッチング素子Ｑ２のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。

ＤＣ−ＤＣ変換回路２００は、第２ブリッジ回路２０と、第１コイル２１ａと第２コイル２１ｂとにより構成されるトランス２１と、ダイオードブリッジ回路２２と、第２平滑リアクトル２３と、平滑コンデンサ２４とを備える。

第２ブリッジ回路２０は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えるブリッジ回路である。スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ５は、高圧側である上アームに設けられ、スイッチング素子Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ６は、低圧側である下アームに設けられる。スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ４のドレイン端子及び第１コイル２１ａの一端に接続される。スイッチング素子Ｑ５のドレイン端子は高圧側配線に接続され、ソース端子はスイッチング素子Ｑ６のドレイン端子及び第１コイル２１ａの他端に接続される。スイッチング素子Ｑ４のソース端子及びスイッチング素子Ｑ６のソース端子は、共に低圧側配線に接続される。

ダイオードブリッジ回路２２は、ダイオードＤ３〜Ｄ６を備えるブリッジ回路である。ダイオードＤ３及びダイオードＤ５は、高圧側である上アームに設けられ、ダイオードＤ４及びダイオードＤ６は、低圧側である下アームに設けられる。ダイオードＤ３のカソードは高圧側配線に接続され、アノードはダイオードＤ４のカソード及び第２コイル２１ｂの一端に接続される。ダイオードＤ５のカソードは高圧側配線に接続され、アノードはダイオードＤ６のカソード及び第２コイル２１ｂの他端に接続される。ダイオードＤ４のアノード及びダイオードＤ６のアノードは、共に低圧側配線に接続される。高圧側配線は、第２平滑リアクトル２３を介し、出力端を経て二次電池５００の正極に接続され、低圧側配線は、出力端を経て二次電池５００の負極に接続される。

平滑コンデンサ２４は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００の入力端に設けられ、一端が高圧側配線に接続され、他端が低圧側配線に接続されることにより、第２ブリッジ回路２０と並列接続される。

本実施形態にかかる電力変換装置は、交流入力電流検出手段として機能する第１電流検出器１２と、交流電圧検出手段として機能する第１電圧検出器１３と、入力電流検出手段として機能する第２電流検出器２５と、コンデンサ電圧検出手段として機能する第２電圧検出器２６と、出力電流検出手段として機能する第３電流検出器２７と、第３電圧検出器２８とを備えている。

第１電流検出器１２は、第１ブリッジ回路１０のスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子とダイオードＤ２のアノードとの間と、第１平滑リアクトル１１の第２リアクトル１１ｂと間に設けられ、リアクトル電流ＩＬを検出する。第１電圧検出器１３は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の入力端に設けられ、交流電源４００から入力される入力電圧Ｖａｃを検出する。第２電流検出器２５は、第２ブリッジ回路２０と平滑コンデンサ２４との間に設けられ、平滑コンデンサ２４を経て第２ブリッジ回路２０に入力される入力電流Ｉｉｎを検出する。第２電圧検出器２６は、平滑コンデンサ２４に並列接続され、平滑コンデンサ２４に印加されるコンデンサ電圧Ｖｃを検出する。第３電流検出器２７は、ダイオードブリッジ回路２２と二次電池５００との間の低圧配線側に設けられ、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から二次電池５００へと出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出する。第３電圧検出器２８は、二次電池５００に並列接続され、二次電池の電圧Ｖ０を検出する。

制御回路３００は、第１制御部３１と、第２制御部３２とを備える。制御回路３００には、計測された各電流値及び各電圧値と、二次電池５００の残容量に基づいて決定された電力指令値Ｐｉｎ＊、コンデンサ電圧Ｖｃを所定の電圧値に維持するための電圧指令値Ｖｃ＊が入力される。第１制御部３１及び第２制御部３２は、入力された各電流値、各電圧値、各指令値を用いて演算を行う。そして、第１制御部３１はスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２にｄｕｔｙ比を変更する制御信号を送信し、第２制御部３２はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６にｄｕｔｙ比を変更する制御信号を送信する。

図２は、本実施形態の制御ブロック図である。第１制御部３１には、電力指令値Ｐｉｎ＊、入力電圧Ｖａｃ、リアクトル電流ＩＬ、コンデンサ電圧Ｖｃが入力される。そして、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００からＤＣ−ＤＣ変換回路２００に入力される電力が電力指令値Ｐｉｎ＊に追従するように、第１ブリッジ回路１０のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のｄｕｔｙ比を制御する。

まず、入力電圧Ｖａｃの実効値を演算し、電力指令値Ｐｉｎ＊に対して除算することで電流指令値｜Ｉａｃ＊｜を得る。一方、Ｖａｃの位相を検出して絶対値処理を行うことにより、｜ｓｉｎθ｜を得る。そして、電流指令値｜Ｉａｃ＊｜と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することで、リアクトル電流指令値｜ＩＬ＊｜を得る。次に得られたリアクトル電流指令値｜ＩＬ＊｜と入力されたリアクトル電流絶対値｜ＩＬ｜との偏差をとり、リアクトル電流偏差ｄＩＬを得る。得られたリアクトル電流偏差ｄＩＬをＰＩ制御器に入力し、その出力と電源電圧絶対値｜Ｖａｃ｜との偏差をコンデンサ電圧Ｖｃで除算することにより、必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

一方、第１制御部３１によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ制御は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００がＰＦＣ回路としても機能するよう行われる。ここで、交流周波数を６０Ｈｚとすると、入力電流の高調波を抑制するために、ＯＮ／ＯＦＦ制御の応答周波数は数Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度とする必要が生ずる。したがって、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００からＤＣ−ＤＣ変換回路２００へ入力される電力を電力指令値Ｐｉｎ＊に追従させる制御についても、応答周波数は数Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度となる。

第２制御部３２には、電圧指令値Ｖｃ＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、出力電流Ｉｏｕｔが入力される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが電圧指令値Ｖｃ＊に追従するように、第２ブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を制御する。

まず、電圧指令値Ｖｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの偏差をとり、ＰＩ制御器に入力することで、電流値Ｉ＿ｒｅｆを得る。得られた電流値Ｉ＿ｒｅｆと出力電流Ｉｏｕｔとの偏差をとり、ＰＩ制御器に再度入力することにより、コンデンサ電圧Ｖｃのフィードバック制御を、出力電流Ｉｏｕｔのフィードバック制御をマイナーループに持つものとする。その後、ＰＩ制御器の出力値をコンデンサ電圧Ｖｃで除算することにより、必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

ここで、第２制御部３２によるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の制御は、第１制御部３１によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御と異なり、応答周波数の制約が生じない。したがって、第２制御部３２によるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の制御は１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度の応答周波数とすることができる。

図３は、本実施形態における制御を行った場合の、交流電源４００から入力される入力電流と、第２電圧検出器２６により計測されたコンデンサ電圧Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力され、二次電池５００に入力されるＤＣ−ＤＣ変換器出力電流とを示す図である。図３において、交流電源４００から入力される電力Ｐｉｎは３４００Ｗ、周波数は５０Ｈｚ、入力電圧Ｖａｃの最大値の平均値ＶＨ＿ａｖｅは３８０Ｖである。

本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００において、コンデンサ電圧Ｖｃを制御しているため、コンデンサ電圧Ｖｃの振幅は２０Ｖ以内に抑制されている。一方、二次電池５００に入力される電力は、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００により制御される。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力され、二次電池５００に入力される電流には、脈動電流が生じる。

図４は、交流電源４００から入力される入力電圧Ｖａｃが５０％の電圧降下をした場合のグラフである。図４において、交流電源４００から入力される電力Ｐｉｎは３４００Ｗ、周波数は５０Ｈｚ、入力される入力電圧Ｖａｃの最大値の平均値ＶＨ＿ａｖｅは３８０Ｖである。

コンデンサ電圧Ｖｃは第２制御部３２により制御されるため、図３の場合と同様に、コンデンサ電圧Ｖｃの振幅は２０Ｖ以内に抑制されている。一方、入力電圧Ｖａｃの電圧降下により交流電源４００から入力される電力Ｐｉｎが一時的に低下することに伴い、二次電池５００に入力されるＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力される電流のピーク値は、５０％程度に低下する。

本実施形態は、上記構成により、以下の効果を奏する。

応答周波数に制約のあるＡＣ−ＤＣ変換回路１００ではなく、応答周波数に制約がないＤＣ−ＤＣ変換回路２００により平滑コンデンサ２４に印加されるコンデンサ電圧Ｖｃの制御を行うため、交流電源４００の異常時においてもコンデンサ電圧Ｖｃを一定に保つことができる。したがって、平滑コンデンサ２４の容量は交流電源４００の異常を考慮した容量とする必要がなく、その結果として、平滑コンデンサ２４の容量を低減することができる。

＜第２実施形態＞
図５は本実施形態の制御ブロック図である。本実施形態における制御は、第１実施形態と同様の回路で行われる。本実施形態において、第１制御部３１は第１実施形態と同様の制御を行い、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２へ制御信号を送信する。一方、本実施形態では、第２制御部３２で行われる制御が第１実施形態と異なっている。

第２制御部３２には、電圧指令値Ｖｃ＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、入力電流Ｉｉｎが入力される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが電圧指令値Ｖｃ＊に追従するように、第２ブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を制御する。

まず、電圧指令値Ｖｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの偏差をとり、ＰＩ制御器に入力することで、電流値Ｉ＿ｒｅｆを得る。得られた電流値Ｉ＿ｒｅｆと入力電流Ｉｉｎとの偏差をとり、ピーク電流制御器に入力することにより必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

本実施形態は、上記構成により、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００の電流制御の応答性をより高くすることができる。その結果として、コンデンサ電圧Ｖｃの電圧制御の応答性についてもより高くすることができる。

＜第３実施形態＞
図６は本実施形態の制御ブロック図である。本実施形態における制御は、第１実施形態と同様の回路で行われる。本実施形態において、第１制御部３１は第１実施形態及び第２実施形態と同様の制御を行い、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２へ制御信号を送信する。一方、本実施形態では、第２制御部３２で行われる制御が第１実施形態及び第２実施形態と異なっている。

第２制御部３２には、電圧指令値Ｖｃ＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、入力電流Ｉｉｎが入力される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが電圧指令値Ｖｃ＊に追従するように、第２ブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を制御する。

まず、電圧指令値Ｖｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの偏差をとり、ＰＩ制御器に入力することで、電流値Ｉ＿ｒｅｆを得る。得られた電流値Ｉ＿ｒｅｆはリミッタに入力され、上限値と下限値とが所定の値以内に制限される。その後、リミッタを経た電流値Ｉ＿ｒｅｆと入力電流Ｉｉｎとの偏差をとり、ピーク電流制御器に入力することにより必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

図７は、本実施形態における制御を行った場合の、交流電源４００から入力される入力電流と、第２電圧検出器２６により計測されたコンデンサ電圧Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力され、二次電池５００に入力されるＤＣ−ＤＣ変換器出力電流とを示す図である。図７において、交流電源４００から入力される電力Ｐｉｎは３４００Ｗ、周波数は５０Ｈｚ、入力電圧Ｖａｃの最大値の平均値ＶＨ＿ａｖｅは３８０Ｖである。

本実施形態では、二次電池５００に入力される電流値に、リミッタにより上限値と下限値を設けている。したがって、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力され、二次電池５００に入力される電流の脈動を所定の範囲内に収めることができる。

本実施形態は、上記構成により、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００を構成するダイオードブリッジ回路２２及び第２平滑リアクトル２３に流れる電流を、所定の範囲内に収めることができる。したがって、ダイオードブリッジ回路２２を構成する各ダイオードＤ３〜Ｄ６、及び、第２平滑リアクトル２３について、定格電流がより小さいものを採用することができる。

＜第４実施形態＞
図８は、本実施形態の制御ブロック図である。本実施形態における制御は、第１実施形態と同様の回路で行われる。本実施形態では、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きいか否かに応じて制御を切り替える。

まず、電力指令値Ｐｉｎが閾値Ｐｒｅｆより大きい場合の制御について説明する。この場合には、第１制御部３１により行われる制御及び第２制御部３２により行われる制御は、第３実施形態と同様の制御である。そして、第１制御部３１からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へＯＮ／ＯＦＦ信号が送信され、第２制御部３２からスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へＯＮ／ＯＦＦ信号が送信される。

次に、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下である場合の制御について説明する。第１制御部３１には、電圧指令値Ｖｃ＊、入力電圧Ｖａｃ、リアクトル電流ＩＬ、コンデンサ電圧Ｖｃが入力される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが電圧指令値Ｖｃ＊に追従するように、第１ブリッジ回路１０のスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のｄｕｔｙ比を制御する。

まず、電圧指令値Ｖｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの差分をとり、ＰＩ制御器に入力することで、電流指令値｜Ｉａｃ＊｜を得る。一方、Ｖａｃの位相を検出して絶対値処理を行うことにより、｜ｓｉｎθ｜を得る。そして、電流指令値｜Ｉａｃ＊｜と｜ｓｉｎθ｜とを乗算することで、リアクトル電流指令値｜ＩＬ＊｜を得る。次に得られたリアクトル電流指令値｜ＩＬ＊｜と入力されたリアクトル電流絶対値｜ＩＬ｜との偏差をとり、リアクトル電流偏差ｄＩＬを得る。得られたリアクトル電流偏差ｄＩＬをＰＩ制御器に入力し、その出力と電源電圧絶対値｜Ｖａｃ｜との偏差をコンデンサ電圧Ｖｃで除算することにより、必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

第２制御部３２には、電力指令値Ｐｉｎ＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、入力電流Ｉｉｎが入力される。そして、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００から出力される電力が電力指令値Ｐｉｎ＊に追従するように、第２ブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を制御する。

まず、電力指令値Ｐｉｎ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの偏差をとり、電流値Ｉ＿ｒｅｆを得る。得られた電流値Ｉ＿ｒｅｆと入力電流Ｉｉｎとの偏差をとり、ピーク電流制御器に入力することにより必要なｄｕｔｙ比を得る。そして、得られたｄｕｔｙ比に基づいてＰＷＭ信号を生成することにより、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へＯＮ／ＯＦＦ信号を出力する。

図９は本実施形態のフローチャートである。本フローチャートに係る制御は、所定の周期で実行される。まず、Ｓ１０１において、充電要求がなされたか否かを判定する。Ｓ１０１において、充電要求がなされたと判定されない場合には、一連の処理を終了する。一方、Ｓ１０１において、充電要求がなされたと判定された場合には、Ｓ１０２において、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きい値であるか否かを判定する。Ｓ１０２において電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きい値であると判定された場合、Ｓ１０３において、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行い、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００により、出力電力を電力指令値Ｐｉｎ＊とする制御を行う。一方、Ｓ１０２において電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下であると判定された場合、Ｓ１０４において、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行い、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００により、出力電力を電力指令値Ｐｉｎ＊とする制御を行う。

Ｓ１０３の制御又はＳ１０４の制御の後、Ｓ１０５において、充電が終了したか否かを判定する。すなわち、二次電池５００の容量が所定値以上となったか否かを判定する。Ｓ１０５において、二次電池５００の容量が所定値以上となっていないと判定した場合、充電の制御を継続する。一方、Ｓ１０５において、二次電池５００の容量が所定値以上となったと判定した場合、一連の処理を終了する。

図１０は、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きい値である場合、すなわち、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行い、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００により出力電力を電力指令値Ｐｉｎ＊とする制御を行った場合の、電力フローを示す図である。

電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きい値である場合には、コンデンサ電圧Ｖｃの電圧制御は応答周波数の制限のないＤＣ−ＤＣ変換回路２００により行われる。したがって、脈動電圧が生じないようにコンデンサ電圧Ｖｃを制御することができる。一方、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００において電流制御を行わないため、二次電池５００は脈動する電力により充電されることとなる。

図１１は、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下である場合、すなわち、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行い、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００により出力電力を電力指令値Ｐｉｎ＊とする制御を行った場合の、電力フローを示す図である。

電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下である場合には、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００がＰＦＣ動作とコンデンサ電圧Ｖｃの電圧制御とを行う。ここで、第１実施形態において上述したとおり、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００の応答周波数は数Ｈｚ〜１０Ｈｚ程度であるため、コンデンサ電圧Ｖｃの周波数と比較して応答性は低い。結果として、コンデンサ電圧Ｖｃは交流電源４００の周波数の２倍の成分で脈動する。なお、平滑コンデンサ２４により脈動を吸収しているため、平滑コンデンサ２４の容量が小さいほど脈動は大きくなる。

一方、ＤＣ−ＤＣ変換回路２００は、電力指令値Ｐｉｎ＊に基づいた電流を流すように制御する。したがって、二次電池５００に流入する電流は一定となるため、二次電池５００は直流電力で充電されることとなる。

図１２は、仮に、電力指令値Ｐｉｎ＊の値に係わらず、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行うものとした場合の、平滑コンデンサ２４の容量と、許容される脈動電圧ΔＶとの関係を示すグラフである。図１２では、入力電力Ｐｉｎを３４００Ｗとし、周波数を５０Ｈｚ、入力される交流電力の最大値の平均値ＶＨ＿ａｖｅを３８０Ｖとしている。この場合、脈動電圧ΔＶの最大値が８０Ｖとなるように平滑コンデンサ２４の容量を選択すると、その容量は３７０μＦが必要となる。

一方、図１３は、本実施形態に係る制御を行う場合の、平滑コンデンサ２４の容量と、許容される脈動電圧ΔＶとの関係を示すグラフである。本実施形態では、上述のとおり、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下の場合にのみ、ＡＣ−ＤＣ変換回路１００によりコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令値Ｖｃ＊とする制御を行っている。したがって、本実施形態に係る電力変換装置では、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆ以下の場合において、脈動電圧ΔＶが８０Ｖとなるように平滑コンデンサ２４の容量を選択すればよい。図１３では、入力電力Ｐｉｎを６００Ｗとし、周波数を５０Ｈｚ、入力される交流電力の最大値の平均値ＶＨ＿ａｖｅを３８０Ｖとしている。この場合、脈動電圧ΔＶが８０Ｖとなるように平滑コンデンサ２４の容量を選択すると、その容量は６５μＦとなる。

図１４は、本実施形態における平滑コンデンサ２４の容量の低減効果を表す図である。図１２及び図１３において示したとおり、本実施形態に係る制御を行う場合には、脈動電圧ΔＶが８０Ｖとなるように平滑コンデンサ２４の容量を選択すると、６５μＦである。一方、本実施形態にかかる制御を行わない場合には、脈動電圧ΔＶが８０Ｖとなるように平滑コンデンサ２４の容量を選択すると、３７０μＦが必要となる。

上記構成とすることで、出力端子から出力される電力を小さくした押し込み充電時には、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電力を脈動のない直流電力とすることができる。したがって、バッテリを満充電とする際の精度を向上させるとともに、平滑コンデンサ２４の容量の低減も可能となる。

＜変形例＞
・第３実施形態において、リミッタにより入力電流Ｉｉｎの上限値と下限値を設けるものとしたが、入力電流Ｉｉｎの上限値のみを設けるものとしてもよい。また、下限値のみを設けるものとしてよい。

・第４実施形態において、電力指令値Ｐｉｎ＊が閾値Ｐｒｅｆより大きい場合には第３実施形態と同様の制御を行うものとしたが、第１実施形態と同様の制御を行ってもよく、第２実施形態と同様の制御を行ってもよい。

・第１実施形態において、第２制御部３２が出力電流Ｉｏｕｔを用いて演算するものとしたが、出力電流Ｉｏｕｔではなく入力電流Ｉｉｎを用いて演算してもよい。また、第２〜４実施形態において、第２制御部３２が入力電流Ｉｉｎを用いて演算するものとしたが、入力電流Ｉｉｎではなく出力電流Ｉｏｕｔを用いて演算してもよい。

・各実施形態において、第１ブリッジ回路１０を２つのダイオードＤ１、Ｄ２と、２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２により構成するものとしたが、４つのスイッチング素子で構成してもよい。

・各実施形態において、第２ブリッジ回路２０を４つのスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６により構成するものとしたが、２つのスイッチング素子により構成されるハーフブリッジ回路としてもよい。

・各実施形態において、スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとしたが、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタを用いることもできる。また、各スイッチング素子をバイポーラトランジスタ等のトランジスタとしてもよい。この場合には、上記各実施形態において、ドレインをコレクタと読み替え、ソースをエミッタと読み替えればよい。

２４…平滑コンデンサ、２５…第２電流検出器、２６…第２電圧検出器、２７…第３電流検出器、１００…ＡＣ−ＤＣ変換回路、２００…ＤＣ−ＤＣ変換回路、３００…制御回路、４００…交流電源、５００…二次電池、Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子。

Claims (6)

1. 二次電池（５００）に対して交流電源（４００）により充電を行うための電力変換装置であって、
   前記交流電源が接続される入力端子と、複数のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）とを有するＡＣ−ＤＣ変換器（１００）と、
   前記二次電池に接続される出力端子と、複数のスイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ６）とを有し、前記ＡＣ−ＤＣ変換器に接続されるＤＣ−ＤＣ変換器（２００）と、
   前記ＡＣ−ＤＣ変換器と前記ＤＣ−ＤＣ変換器の間に接続される平滑コンデンサ（２４）と、
   前記平滑コンデンサと前記ＤＣ−ＤＣ変換器との間に流れる電流を検出する入力電流検出手段（２５）と、前記ＤＣ−ＤＣ変換器のから出力される電流を検出する出力電流検出手段（２７）との少なくとも一方と、
   前記平滑コンデンサの電圧を検出するコンデンサ電圧検出手段（２６）と、
   前記ＡＣ−ＤＣ変換器の前記スイッチング素子及び前記ＤＣ−ＤＣ変換器の前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路（３００）とを備え、
   前記制御回路は、前記入力電流検出手段が検出した電流または前記出力電流検出手段が検出した電流と、前記コンデンサ電圧検出手段が検出した電圧と、入力された電圧指令値とに基づいて、前記ＤＣ−ＤＣ変換器の前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比を変化させることにより、前記平滑コンデンサの電圧を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＡＣ−ＤＣ変換器は、前記交流電源からの入力される電流を検出する交流入力電流検出手段（１２）と、前記交流電源から入力される電圧を検出する交流電圧検出手段（１３）と有し、
   前記制御回路は、前記交流入力電流検出手段が検出した電流及び前記交流電圧検出手段が検出した電圧と、入力された電力指令値とに基づいて、前記ＡＣ−ＤＣ変換器の前記スイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比を変化させることにより、電力指令値に基づいた電流制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路は、前記電力指令値が所定値以下の場合、前記ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子に対して、ＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比の制御により前記電力指令値に基づいた電流制御を行い、前記ＡＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号のｄｕｔｙ比の制御により、前記コンデンサ電圧を制御することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御回路は、前記入力電流検出手段が検出した電流または前記出力電流検出手段が検出した電流のフィードバック制御をマイナーループに持つ電圧フィードバック制御により、前記コンデンサ電圧を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換器から出力される電流の上限値を所定の値に制限することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換器から出力される電流の下限値を所定の値に制限することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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