JP7212904B2

JP7212904B2 - 充電器

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Publication number: JP7212904B2
Application number: JP2020138698A
Authority: JP
Inventors: 健太郎井本; 晃則丸山; 圭祐上田; 喜也大沼; 昇平米田
Original assignee: Tokyo University of Marine Science and Technology NUC; Yazaki Corp
Current assignee: Tokyo University of Marine Science and Technology NUC; Yazaki Corp
Priority date: 2020-08-19
Filing date: 2020-08-19
Publication date: 2023-01-26
Anticipated expiration: 2040-08-19
Also published as: CN114079315B; JP2022034820A; DE102021121325A1; CN114079315A; US20220060045A1; US11831194B2

Description

本発明は、充電器に関する。

温室効果ガスであると考えられている二酸化炭素の排出量を削減するために、電気自動車（ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ（ＥＶ））やプラグインハイブリッドカー（Ｐｌｕｇ－ｉｎＨｙｂｒｉｄＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ（ＰＨＥＶ））の普及が進んでいる。これらの自動車は、家庭用交流電源によるバッテリの充電を可能とするための充電器を備えている。

例えば、非特許文献１、２には、整流器と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを有する充電器が開示されている。非特許文献１に開示された充電器では、交流電源による電力の脈動を吸収するために、整流器とＤＣ／ＤＣコンバータの間に、大容量コンデンサを有する力率改善回路（ＰｏｗｅｒｆａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ（ＰＦＣ））が設けられている。一方、非特許文献２に開示された充電器では、整流器とＤＣ／ＤＣコンバータの間には、小容量のコンデンサが設けられているのみであるため、このコンデンサでは、交流電源による電力の脈動を吸収することができず、脈動した電力がバッテリに送られる。

また、非特許文献３には、整流器を持たない、絶縁型ＡＣ／ＤＣコンバータのみを有する充電器が開示されている。非特許文献３に開示された充電器でも、脈動した電力がバッテリに送られる。

M. Yilmaz, P.T. Krein, "Review of Battery Charger Topologies, Charging Power Levels, and Infrastructure for Plug-In Electric and Hybrid Vehicles", IEEE Trans. on PELS, Vol. 28, No.5(2013) J. Lu, Q. Tian, K. Bai, A. Brown and M. McAmmond, "An indirect matrix converter based 97%-efficiency on-board level 2 battery charger using E-mode GaN HEMTs," 2015 IEEE 3rd Workshop on Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA), Blacksburg, VA, 2015, pp. 351-358. F. Jauch and J. Biela, "Single-phase single-stage bidirectional isolated ZVS AC-DC converter with PFC," 2012 15th International Power Electron. and Motion Control Conf. (EPE/PEMC), Novi Sad, 2012, pp. LS5d.1-1-LS5d.1-8.

自動車に搭載する充電器には、小型化の要求が存在する。充電器を小型化するためには、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化する必要がある。

しかしながら、非特許文献１に開示された充電器は、交流電源による電力の脈動を吸収するために、大容量コンデンサ付きのＰＦＣを有している。ＰＦＣのインダクタや、ＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器は、高周波動作を行うことで、小型化することが可能であるが、ＰＦＣのコンデンサは、交流電源による電力の脈動を吸収するだけの容量が必要であり、小型化が困難である。

また、非特許文献２に開示された充電器では、ＤＣ／ＤＣコンバータには、脈動を有した電力が入力される。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器は、この脈動も考慮する必要があり、小型化が困難である。

また、非特許文献３に開示された充電器では、ＡＣ／ＤＣコンバータには、脈動を有した電力が入力される。このため、ＡＣ／ＤＣコンバータの変圧器は、この脈動も考慮する必要があり、小型化が困難である。

そこで、本発明は、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の充電器は、交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを制御する制御部と、を有し、前記第１のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記インダクタとの間に接続され、前記第２のスイッチは、前記インダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、前記制御部は、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する。

前記制御部は、前記コンデンサにかかる電圧が前記整流器の出力電圧よりも大きくなるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御するようにしても良い。

前記制御部は、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも高い期間である充電期間において、前記交流電源から出力される電力の一部を前記コンデンサに充電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記コンデンサに充電された電力を放電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御するようにしても良い。

前記制御部は、前記放電期間において、前記第２のスイッチをオフの状態に保つようにしても良い。

前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器の漏れインダクタの高周波電流の波形が非対称になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチを制御するようにしても良い。

本発明によれば、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能になる。

本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。交流電源から出力される瞬時電力ｐ_ｓとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃとの関係を示す図である。モード１での電流の流れを示す図である。モード２での電流の流れを示す図である。モード３での電流の流れを示す図である。モード４での電流の流れを示す図である。モード５での電流の流れを示す図である。モード６での電流の流れを示す図である。モード７での電流の流れを示す図である。放電期間における動作波形の一例を示す図である。図１０の動作波形に等価な方形波の一例を示す図である。

＜充電器１００＞
図１は、本発明の一実施形態に係る充電器１００を示す図である。充電器１００は、整流器１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０と、電力脈動吸収回路１３０と、制御部１４０と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、例えば、図１に示すように、ＤＡＢ（ＤｕａｌＡｃｔｉｖｅＢｒｉｄｇｅ）コンバータ１２０である。

整流器１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に接続されたカソード端子１１１、アノード端子１１２と、交流電源２００に接続するための２つの入力端子１１３と、を有する。整流器１１０は、例えば、図１に示すように、４つのダイオードから成るブリッジダイオード整流器であり、交流電源に接続した２つの入力端子１１１間から入力された交流電流を、直流電流に変換し、カソード端子１１１から出力する。整流器１１０は、図１に示すように、インダクタとコンデンサを有するフィルタＦを介して、交流電源２００と接続されるようにしても良い。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器１１０のカソード端子１１１に接続した第１の端子１２１と、整流器１１０のアノード端子１１２に接続した第２の端子１２２と、バッテリ３００の正極に接続するための第３の端子１２３と、バッテリ３００の負極に接続するための第４の端子１２４と、を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒと、変圧器Ｔｒを挟んで、入力端側（１次側）に４つのスイッチ、第１のスイッチＳ２１、第２のスイッチＳ２２、第３のスイッチＳ２３、第４のスイッチＳ２４を有し、出力側端側（２次側）に４つのスイッチ、第５のスイッチＳ２５、第６のスイッチＳ２６、第７のスイッチＳ２７、第８のスイッチＳ２８を有する。８つのスイッチＳ２１～Ｓ２８の各々は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴは、図１に示すように、スナバコンデンサを有するようにしても良い。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、変圧器Ｔｒの１次側にインダクタＬを有する。このインダクタＬは、例えば、変圧器Ｔｒの漏れインダクタである。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第３の端子１２３と第４の端子１２４との間には、直流コンデンサＣｄｃが接続されている。本実施形態に係る充電器１００では、直流コンデンサＣｄｃにかかる電圧Ｖ_ｄｃが、バッテリ３００に出力される。

電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第１のスイッチＳ３１と、第２のスイッチＳ３２と、を有する。

電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の一方との間に接続され、電力脈動吸収回路１３０の第２のダイオードＤ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の２つの入力端子１１３の他方との間に接続されている。このとき、電力脈動吸収回路１３０の第１のダイオードＤ３１、第２のダイオードＤ３２の各々は、整流器１１０の入力端子１１３からインダクタＬｂへの方向が順方向となるように、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと整流器１１０の入力端子１１３の間に接続されている。このため、整流器１１０の入力端子１１３に交流電源２００が接続されたとしても、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂには、直流電流が入力される。

電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１は、整流器１１０のカソード端子１１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第１の端子１２１とを接続する第１のラインＬＨと、整流器１１０のアノード端子１１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の第２の端子１２２とを接続する第２のラインＬＬと、の間に、直列に接続されている。バッファコンデンサＣｂｕｆは、第２のラインＬＬ側に配置され、第１のスイッチ３１は、第１のラインＬＨ側に配置されている。第１のスイッチＳ３１は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが、第１のラインＬＨに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインがバッファコンデンサに接続するようにすると良い。

電力脈動吸収回路１３０の第３のダイオードＤ３３は、電力脈動吸収回路１３０のバッファコンデンサＣｂｕｆと第１のスイッチＳ３１とを接続するラインと電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂとの間に、インダクタＬｂからこのラインへの方向が順方向になるように接続されている。

電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインと、第２のラインＬＬと、の間に接続されている。第２のスイッチＳ３２は、例えば、逆極性ダイオード（ボディダイオード）を備えたＮチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ－ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。このとき、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのドレインが電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂと第３のダイオードＤ３３とを結ぶラインに接続し、Ｎチャネル型パワーＭＯＳＦＥＴのソースが第２のラインＬＬに接続するようにすると良い。

制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御する。

電力脈動吸収回路１３０は、第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、第３のダイオードＤ３３と、インダクタＬｂ、バッファコンデンサＣｂｕｆと、第２のスイッチＳ３２と、を有しているため、力率改善回路（ＰＦＣ）として機能することが可能である。このため、本実施形態では、下記のような正弦波電圧ｖ_Ｓ、正弦波電流ｉ_Ｓが、交流電源２００から充電器１００に、入力されるように制御することが可能である。

このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓは、下記のように、平均電力Ｐ（＝Ｖ_ＳＩ_Ｓ）と脈動部分ｐ_ｒｉｐ（ｔ）（＝－Ｖ_ＳＩ_Ｓｃｏｓ２ω_Ｓｔ）の和となり、図２の実線に示すように、平均電力Ｐ（図２の破線）を挟んで、交流の角周波数_Ｓの２倍の角周波数で脈動する。

ここで、Ｖ_Ｓは、電源電圧の実効値であり、Ｉ_Ｓは、電源電流の実効値である。

そこで、制御部１４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１～３２のスイッチングを制御することで、電力脈動吸収回路１３０で交流電源による電力の脈動を吸収し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力を一定にする。

このとき、本実施形態に係る充電器１００では、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐ_ｓ＞Ｐ）と、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐ_ｓ＜Ｐ）と、で制御を変える。

交流電源から出力される瞬時電力ｐ_ｓが平均電力Ｐよりも高いとき（ｐ_ｓ＞Ｐ）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の２つのスイッチＳ３１、３２のスイッチングを制御することにより、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓのうちの脈動部分ｐ_ｒｉｐを電力脈動吸収回路１３０のインダクタＬｂを介してバッファコンデンサＣｂｕｆに充電することで、交流電源から出力された電力のうちの平均電力ＰのみがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも高い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが充電される期間（充電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃは、図２の一点鎖線に示すように、マイナスになる。

一方、交流電源から出力される瞬時電力ｐ_ｓが平均電力Ｐよりも低いとき（ｐ_ｓ＜Ｐ）は、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は、オフの状態に保ちつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の８つのスイッチＳ２１～２８と電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御することにより、バッファコンデンサＣｂｕｆを第１のスイッチＳ３１を介して積極的に放電し、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓと平均電力Ｐの差である脈動部分ｐ_ｒｉｐを補償することで、平均電力ＰがＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力されるようにする。つまり、本実施形態では、交流電源から出力される瞬時電力ｐ_Ｓが平均電力Ｐよりも低い期間は、バッファコンデンサＣｂｕｆが放電する期間（放電期間）であり、バッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃは、図２の一点鎖線に示すように、プラスになる。

つまり、本実施形態では、制御部１４０は、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_ＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃとの和が一定になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０のスイッチＳ３１～３２のスイッチングを制御する。

このように、本実施形態では、放電期間において、積極的に、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電している。このため、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに蓄えられる電力量（つまり、バッファコンデンサＣｂｕｆの容量）を抑えることが可能であり、バッファコンデンサＣ_ｂｕｆの小型化が可能である。特に、本実施形態に係るバッファコンデンサＣ_ｂｕｆは、非特許文献１のＰＦＣのコンデンサに比べ、小容量で良く、小型化が可能である。

また、本実施形態では、第２のスイッチＳ３２は、充電期間だけ作動する。このため、本実施形態では、インダクタＬｂに蓄えられる電力量（つまり、インダクタＬｂのインダクタンス）を抑えることが可能であり、インダクタＬｂの小型化が可能である。特に、本実施形態に係るインダクタＬｂは、非特許文献１のＰＦＣのインダクタに比べ、小さなインダクタンスで良く、小型化が可能である。

また、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０に入力される電力には脈動がない。このため、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃの小型化が可能である。特に、本実施形態に係る変圧器Ｔｒ、直流コンデンサＣｄｃは、非特許文献２、３の変圧器、直流コンデンサに比べ、小型化が可能である。

以上のように、本実施形態では、コンデンサやインダクタ、変圧器などの受動素子を小型化することが可能である。このため、本実施形態では、電力の脈動を吸収することが可能な小型の充電器を提供することが可能である。

＜スイッチングモードと動作波形＞
図３～９は、スイッチングモードの一例を示す図であり、図１０は、放電期間における動作波形の一例を示す図である。図３～９に示したスイッチングモードは、７つのモード（モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード６、モード７）を含み、図１０に示した動作波形は、モード１、モード２、モード３、モード４、モード５、モード４、モード６、モード７、モード１、モード５の順にスイッチングすることで得られる動作波形である。本実施形態では、放電期間中に、電力脈動吸収回路１３０の第２のスイッチＳ３２は動作しないため、インダクタＬｂを介した電力伝送を考慮する必要がない。加えて、充電回路のダイオードＤ３１およびＤ３２により、充電回路の動作は放電回路およびＤＣ／ＤＣコンバータに影響を与えることなく実現される。そこで、図３～９では、インダクタＬｂを含む回路部分が省略されている。

本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のインダクタＬの電流ｉ_Ｌが図１０に示すような波形になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０のスイッチＳ２１～２８、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１のスイッチングを制御する。本実施形態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の入力電流ｉ_ｉｎは、整流器１１０の出力電流ｉ_ｒｅｃとバッファコンデンサＣ_ｂｕｆの出力電流ｉ_Ｃの和である（ｉ_ｉｎ＝ｉ_ｒｅｃ＋ｉ_Ｃ）。整流器１１０の出力電流ｉ_ｒｅｃは負になることはない。さらに、本実施形態では、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンであるときに、バッファコンデンサＣｂｕｆをより積極的に放電するために、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖ_Ｃが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖ_ｒｅｃよりも常に大きくなるように制御する。このため、本実施形態では、ｉ_ｉｎ＜０のとき、ｉ_ｒｅｃ＝０であり、ｉ_ｉｎ＝ｉ_Ｃとなる。

モード１では、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ３１がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８がオフであり、ｉ_Ｌ＞０であれば、図３（Ａ）に示すように電流が流れ、ｉ_Ｌ＜０であれば、図３（Ｂ）に示すように電流が流れる。モード１での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_ｃ１にモード１に切り替えられたとすると、次式のようになる。

ここで、Ｌは、インダクタＬのインダクタンスである。また、簡単化のために、変圧器Ｔｒの巻き数は１：１としている。ｉ_Ｌ＞０であれば（図３（Ａ））、バッファコンデンサＣｂｕｆと直流コンデンサＣｄｃの両方が放電され、電力は、インダクタＬに蓄積される。一方、ｉ_Ｌ＜０であれば（図３（Ｂ））、インダクタＬに蓄積された電力が、バッファコンデンサＣｂｕｆと直流コンデンサＣｄｃの両方に充電される。つまり、モード１では、充電器１００内を電力が循環し、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送されない。ｉ_Ｌ＜０のときは、スイッチＳ３１がオフであっても、整流器１１０のダイオードの極性、スイッチＳ３１のダイオードの極性を考えると、図３（Ｂ）のように電流が流れる。例えば、図１０のｔ_０～ｔ_１の期間は、モード１であるが、ｉ_Ｌ（ｔ_０）＝０であるので、上記の式は、下記のようになる。

モード２では、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２８、Ｓ３１がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２６、Ｓ２７がオフであり、図４に示すように電流が流れる。モード１からモード２に切り替えられると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の２次側の電圧極性が反転する。このため、モード２での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_Ｃ２にモード２に切り替えられたとすると、次式のようになる。

ｉ_Ｌ＞０であれば、バッファコンデンサＣｂｕｆから放電された電力により、直流コンデンサＣｄｃ、第３の端子１２３と第４の端子１２４の間に接続されたバッテリ３００が充電される。つまり、モード２では、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送される。

モード３では、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２８がオンであり、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ３１がオフであり、図５に示すように電流が流れる。モード２からモード３に切り替えられると、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオフになる。このため、モード３での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_Ｃ３にモード３に切り替えられたとすると、次式のようになる。

ｉ_Ｌ＞０であれば、交流電源２００から供給された電力により、直流コンデンサＣｄｃ、第３の端子１２３と第４の端子１２４の間に接続されたバッテリ３００が充電される。つまり、モード３では、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送される。

モード４では、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２５、Ｓ２８、Ｓ３１がオンであり、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２６、Ｓ２７がオフであり、ｉ_Ｌ＞０であれば、図６（Ａ）に示すように電流が流れ、ｉ_Ｌ＜０であれば、図６（Ｂ）に示すように電流が流れる。モード３からモード４に切り替えられると、２次側の電圧極性が反転するとともに、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンになる。このため、モード４での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_Ｃ４にモード４に切り替えられたとすると、

となる。ｉ_Ｌ＞０であれば、インダクタＬに蓄積された電力が、バッファコンデンサＣｂｕｆと直流コンデンサＣｄｃの両方に充電され（図６（Ａ））、一方、ｉ_Ｌ＜０であれば、バッファコンデンサＣｂｕｆと直流コンデンサＣｄｃの両方が放電され、電力は、インダクタＬに蓄積される（図６（Ｂ））。つまり、モード４では、充電器１００内を電力が循環し、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送されない。ｉ_Ｌ＞０のときは、スイッチＳ３１がオフであっても、整流器１１０のダイオードの極性、スイッチＳ３１のダイオードの極性を考えると、図６（Ａ）のように電流が流れる。

モード５では、すべてのスイッチＳ２１～Ｓ２８、Ｓ３１がオフであり、図７に示すように電流が流れる。このため、モード５での電流ｉ_Ｌの時間変化は、図１０に示した例のように、時間ｔ_Ｃ５にモード５に切り替えられたとときに電流がゼロ（ｉ_Ｌ（ｔ_ｃ５）＝０）であるとすると、変圧器Ｔｒには電流が流れず、ｉ_Ｌ（ｔ）＝０である。

モード６では、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２６、Ｓ２７がオンであり、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２８、Ｓ３１がオフであり、図８に示すように電流が流れる。モード６での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_Ｃ６にモード６に切り替えられたとすると、次式のようになる。

ここで、ｉ_Ｌ＜０であれば、交流電源２００から供給された電力により、直流コンデンサＣｄｃや、第３の端子１２３と第４の端子１２４の間に接続されたバッテリ３００が充電される。つまり、モード６では、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送される。

モード７では、スイッチＳ２２、Ｓ２３、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ３１がオンであり、スイッチＳ２１、Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２８がオフであり、図９に示すように電流が流れる。モード６からモード７に切り替えられると、電力脈動吸収回路１３０の第１のスイッチＳ３１がオンになる。このため、モード７での電流ｉ_Ｌの時間変化は、時間ｔ_Ｃ７にモード７に切り替えられたとすると、次式のようになる。

ｉ_Ｌ＜０であれば、バッファコンデンサＣｂｕｆから放電された電力により、直流コンデンサＣｄｃや、第３の端子１２３と第４の端子１２４の間に接続されたバッテリ３００が充電される。つまり、モード７では、充電器１００からバッテリ３００に電力が伝送される。

図１０の動作波形の各期間の長さ、つまり、図１０の動作波形を得るためのスイッチングの制御則は、バッファコンデンサＣｂｕｆにかかる瞬時電圧ｖ_Ｃが整流器１１０から出力される瞬時電圧ｖ_ｒｅｃよりも常に大きくなり、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_ＳとバッファコンデンサＣｂｕｆから出力される瞬時電力ｐ_Ｃとの和が一定になるように、各期間の電流式を連立して解くことにより得られる。

上述したように、モード１、モード４では、変圧器Ｔｒを電流が流れているにも関わらず、電力が充電器１００からバッテリ３００に伝送されてない。つまり、図１０に示した動作波形において、ｔ_０～ｔ_１、ｔ_３～ｔ_５、ｔ_６～ｔ_７、ｔ_９～ｔ_１１の期間は、電力が交流電源２００からバッテリ３００に伝送されてない無効電流期間である。しかしながら、本実施形態では、ｖ_Ｃ＞ｖ_ｒｅｃなるように制御されるため、無効電流期間の波形の傾きがバッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖ_Ｃにより決定される。このため、本実施形態では、無効電流期間における波形の傾きが整流器１１０のｖ_ｒｅｃにより決まる従来の充電器と比べて、無効電流期間を短くすることが可能である。よって、本実施形態では、従来の充電器に比べ、効率の良い電力伝送が可能である。

また、本実施形態では、バッファコンデンサＣｂｕｆに係る電圧ｖ_Ｃが整流器１１０の瞬時電圧ｖ_ｒｅｃが異なる値を持つ。このため、本実施形態では、モード２とモード３での波形の傾きが異なる。同様に、モード６とモード７での波形の傾きが異なる。このため、本実施形態では、図１０に示したように、正での波形と負での波形がｉ_Ｌ＝０に対して非対称である動作波形を生成することが可能になる。このため、本実施形態では、下記で詳述するように、動作波形を等価方形波形により近似する方法（大沼喜也・宮脇慧：「マトリックスコンバータとPWM整流器で構成する高周波絶縁 AC-DC 変換器の制御法」，平成30年電気学会産業応用部門大会講演論文集，Vol. 1，No. 53，pp. 197-200(2018)）の着眼点を用いることが可能になり、スイッチングの制御則をより容易に得ることが可能になる。この方法の着眼点は、漏れインダクタに印加する電圧の順番を、漏れインダクタ電流の正負で入れ替え、その動作波形を正負で非対称にするものである。ただし、この方法は、マトリックスコンバータに向けに提案されたものであり、漏れインダクタに印加する電圧を三相交流の中から任意に選択可能である。一方、本実施形態では、図３（Ｂ）および図６（Ａ）のように、漏れインダクタの電流の極性により、漏れインダクタの印加電圧が一意に決定されるため、この点を踏まえた方法を適用する必要がある。

＜動作波形を等価方形波形による近似＞
図１０の動作波形に対する制御則を求めるには、１０個の期間に対する電流式を連立して解く必要がある。しかしながら、図１０に示したような非対称な動作波形は、等価方形波形に近似することが可能であり、スイッチングの制御則を求めることが容易になる。

図１０に示した動作波形では、ｔ_０～ｔ_１の期間では、モード１であり、ｔ_１～ｔ_２の期間では、モード２であり、ｔ_２～ｔ_３の期間では、モード３であり、ｔ_３～ｔ_５の期間では、モード４であり、ｔ_５～ｔ_６の期間では、モード５であり、ｔ_６～ｔ_７の期間では、モード４であり、ｔ_７～ｔ_８の期間では、モード６であり、ｔ_８～ｔ_９の期間では、モード７であり、ｔ_９～ｔ_１１の期間では、モード１であり、ｔ_１１～ｔ_１２の期間では、モード５である。例えば、図１０の動作波形において、｜ｔ_０－ｔ_１｜＝｜ｔ_６－ｔ_７｜、｜ｔ_１－ｔ_２｜＝｜ｔ_８－ｔ_９｜、｜ｔ_２－ｔ_３｜＝｜ｔ_７－ｔ_８｜、｜ｔ_３－ｔ_５｜＝｜ｔ_９－ｔ_１１｜となるようにｔ_０～ｔ_３、ｔ_５～ｔ_９、ｔ_１１、ｔ_１２を設定し、｜ｔ_０－ｔ_１｜＝｜ｔ_４－ｔ_５｜＝｜ｔ_１０－ｔ_１１｜となるように、ｔ_３とｔ_５の間にｔ_４を、ｔ_９とｔ_１１の間にｔ_１０を設定すると、図１０の動作波形は、図１１に示したように、等価方形波形ｉ_Ｌ′により近似することができる。

図１１の等価方形波形ｉ_Ｌ′のｔ_０～ｔ_１、ｔ_４～ｔ_５、ｔ_６～ｔ_７、ｔ_１０～ｔ_１１の期間を無効電流期間Ｔ_ｑと定義し、ｔ_１～ｔ_２、ｔ_８～ｔ_９の期間をバッファコンデンサ放電電流期間Ｔ_Ｃと定義し、ｔ_２～ｔ_３、ｔ_７～ｔ_８の期間を電源電流期間Ｔ_ｒｅｃと定義し、ｔ_３～ｔ_４、ｔ_９～ｔ_１０の期間を電流バランス期間Ｔ_ｂと定義し、ｔ_５～ｔ_６、ｔ_１１～ｔ_１２の期間を零電流期間Ｔ_０と定義すると、スイッチング周期Ｔ_ＳＷおける各期間のデューティー比は、下記のようになる。

指令値として、ｉ_ｒｅｃ、ｉ_Ｃ、ｖ_Ｃ、Ｖ_ｄｃ、Ｉ_ｓｑを与えることにより、各期間のデューティー比を得ることができる。この得られた各期間のデューティー比を用いることで、図１０の動作波形に対する制御則を求めることができる。

指令値のうち、ｉ_ｒｅｃおよびｉ_Ｃを放電期間と充電期間で切り替えることで、電力脈動吸収回路はその動作を実現する。

放電期間では電力脈動吸収回路１３０のうちの充電回路（第１のダイオードＤ３１と、第２のダイオードＤ３２と、インダクタＬｂ、第２のスイッチＳ３２と、を含む回路部分）は動作しないため、この充電回路が交流電源２００から引き込む電力は零である。その結果、交流電源２００から出力される電力は、整流器１１０の出力電力と一致する。このとき、ｉ_ｒｅｃの指令値ｉ_ｒｅｃ ^*を以下のように与えることで電源電流が正弦波状となる。

したがって、本実施形態では、ＰＦＣと同等の機能を有する。このとき、交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓは平均電力Ｐより小さいため、その差分を補うように、ｉ_Ｃの指令値ｉ_Ｃ ^*を以下のように与えることで、バッファコンデンサＣｂｕｆを放電させる。

充電期間では、ｉ_ｒｅｃの指令値ｉ_ｒｅｃ ^*を以下のように与えることで、整流器１１０から出力される瞬時電力ｐ_Ｓを平均電力Ｐに一致させる。

交流電源２００から出力される瞬時電力ｐ_Ｓは平均電力Ｐより大きいため、その余剰電力は充電回路を介してバッファコンデンサＣｂｕｆに蓄積することで、バッファコンデンサＣｂｕｆの充電と電源電流の正弦波化（ＰＦＣ動作）を実現する。このとき、整流器１１０は一定の電力をＤＣ／ＤＣコンバータへ伝送するため、バッファコンデンサＣｂｕｆは放電する必要がなく、ｉ_Ｃの指令値ｉ_Ｃ ^*を以下のように与える。

以上、本発明の好適な実施の形態により本発明を説明した。ここでは特定の具体例を示して本発明を説明したが、特許請求の範囲に記載した本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく、これら具体例に様々な修正および変更が可能である。

１００充電器
１１０整流器
１２０ＤＣ／ＤＣコンバータ
Ｓ２１～Ｓ２８ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチ
１３０電力脈動吸収回路
Ｄ３１第１のダイオード
Ｄ３２第２のダイオード
Ｄ３３第３のダイオード
Ｌｂインダクタ
Ｃｂｕｆバッファコンデンサ
Ｓ３１第１のスイッチ
Ｓ３２第２のスイッチ

Claims

交流電源に接続するための２つの入力端子とカソード端子とアノード端子を有する整流器と、
前記整流器のカソード端子に第１のラインを介して接続する第１の端子と、前記整流器のアノード端子に第２のラインを介して接続する第２の端子と、バッテリに接続するための２つの出力端子と、を有するＤＣ／ＤＣコンバータと、
第１のダイオードと、第２のダイオードと、第３のダイオードと、インダクタと、コンデンサと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、を有する電力脈動吸収回路と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチを制御する制御部と、を有し、
前記第１のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の一方との間に接続され、前記第２のダイオードは、前記インダクタと前記整流器の２つの入力端子の他方との間に接続され、
前記コンデンサと前記第１のスイッチは、前記第１のラインと前記第２のラインの間に、直列に接続され、前記コンデンサは、前記第２のライン側に配置され、
前記第３のダイオードは、前記コンデンサと前記第１のスイッチを接続するラインと前記インダクタとの間に接続され、
前記第２のスイッチは、前記インダクタと前記第３のダイオードを接続するラインと前記第２のラインとの間に接続され、
前記制御部は、前記交流電源から出力される電力と前記コンデンサから出力される電力との和が一定になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、充電器。
前記制御部は、前記コンデンサにかかる電圧が前記整流器の出力電圧よりも大きくなるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、請求項１に記載の充電器。
前記制御部は、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも高い期間である充電期間において、前記交流電源から出力される電力の一部を前記コンデンサに充電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御し、
前記交流電源から出力される瞬時電力が前記交流電源から出力される電力の平均電力よりも低い期間である放電期間において、前記コンデンサに充電された電力を放電するように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する、請求項１または２に記載の充電器。
前記制御部は、前記放電期間において、前記第２のスイッチをオフの状態に保つ、請求項３に記載の充電器。
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器の漏れインダクタの高周波電流の波形が正負で非対称になるように、前記ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第１のスイッチを制御する、請求項４に記載の充電器。
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＡＢ（ＤｕａｌＡｃｔｉｖｅＢｒｉｄｇｅ）コンバータである、請求項１から５のいずれか一項に記載の充電器。