JP2019013093A - 直接形電力変換器用制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直接形電力変換器に用いられる電力バッファ回路の制御において、電流の検出を不要とする制御装置を提供する。
【解決手段】制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、正規化電流指令生成部１０２と、バッファ制御部１０３と、電圧指令生成部１０８を備える。正規化リンク電流推定部１０３ｅは、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、単相交流電圧の位相ωｔ及び振幅Ｖｍ並びに分配率ｋを用いて計算される第１値を、直流リンクからインバータへ流れるリンク電流を正規化した値の推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊として採用する。計算部１０３ｆは、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、整流電圧Ｖｒｅｃ、両端電圧Ｖｃを用いて計算される第２値を求める。正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜が第１値と第２値との積未満であれば、正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊は０に設定され、整流デューティｄｒは正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜を第１値で除して求められる。
【選択図】図３

Description

この発明は、直流リンクを介して相互に接続された整流回路、インバータ、電力バッファ回路を備えた直接形電力変換器を、制御する技術に関する。

単相交流電源から得られる電力には、電源周波数の二倍の周波数の脈動が存在する。従って、単相交流電源から得られる単相交流電圧を整流して直流電圧を得る場合、この直流電圧を一定にするためには大容量のエネルギー蓄積要素が必要となる。

かかる必要性に鑑み、スイッチング素子を介してバッファコンデンサを直流リンクに接続し、これによって電圧源を生成する電力バッファ回路を採用した技術が提案されている（例えば下掲の特許文献１、非特許文献１）。かかる技術によれば、当該電圧源は、単相交流電源から得られる電圧とともに、高周波リンクを生成する直接形電力変換器において入力される電流の波形を正弦波とし、高い効率の特性が実現される。

上記の技術では、単相交流電電圧の波高値まで、直流リンクの直流電圧を高めることができる（例えば非特許文献１）。しかしバッファコンデンサが担うバッファ電圧として、実用的な値、例えば上記波高値の１．１７倍の値を選択すると、電圧利用率は０．８７程度に留まる。他方、同じバッファ電圧でも電圧利用率を０．９５まで改善する制御方式が提案されている（例えば下掲の特許文献２）。

上述の様な、電力バッファ回路との間で授受される電力の大きさに基づく制御方式とは異なり、電力変換器から出力される電圧に着目した制御方式も提案されている（例えば下掲の特許文献３及び非特許文献１）。当該制御方式では、電力バッファ回路が分担する電力（直流リンクとの間で授受される電力）における定常電力の割合を増すことにより昇圧動作を実現する。かかる制御方式では、分担する電力が大幅に増加しない電圧範囲では効果的である。

なお、バッファ電圧に基づいて入力電流の振幅を制御する技術を開示する例として、特許文献４を挙げておく。

特許第５８０４１６７号公報 特許第５９３０１０８号公報 特許第５６２６４３５号公報 特許第５８７４８００号公報

山下、榊原、「アクティブバッファ付き単相−三相電力変換器の電圧利用率を改善する電力制御法」、電気学会論文誌Ｄ、１３７巻、２号、電気学会、２０１７年２月１日、ｐ．１１２−１１８

特許文献３に示される制御方式では、電力バッファ回路が分担する電力は、他の要因によって受動的に決定される。具体的には、入力電流を正弦波とするように電力バッファ回路に流す電流を決定することで、電圧バッファ回路が分担する電力の大きさが決定される。具体的な構成は示されていないものの、電力バッファ回路に流す電流を上述の様に決定するためには、諸処の電流を検出するための電流検出器が必要であり、制御回路の複雑化を招く。

この発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、電力バッファ回路の制御において、電流の検出を不要とする技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる直接形電力変換器用制御装置は、直接形電力変換器を制御する制御装置（１０）である。ここで、前記直接形電力変換器は、第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含む直流リンク（７）と、単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流し、前記第１電源線を前記第２電源線よりも高電位にして前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力する整流回路（３）と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の交流成分（Ｐｉｎ＾）に０以上１以下の分配率ｋを乗じたバッファリング電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、前記直流リンクに印加された電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）とを備える。そして前記電力バッファ回路は、コンデンサ（Ｃ４）と、前記コンデンサを放電する放電回路（４ａ）と、前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）とを含む。

前記制御装置は、インバータ制御部（１０１）と、正規化電流指令生成部（１０２）と、バッファ制御部（１０３）とを備える。

前記インバータ制御部（１０１）は、前記整流回路が前記直流リンクと導通するデューティである整流デューティｄｒと、前記コンデンサが放電するデューティである放電デューティｄｃと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｇ）を出力する。

前記正規化電流指令生成部（１０２）は、前記整流回路が出力する出力電流（ｉｒｅｃ）を、前記整流回路へ入力される入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）で正規化した電流の指令値たる正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）を生成して出力する。

前記バッファ制御部（１０３）は、振幅設定部（１０３ａ）と、充電指令生成部（１０３ｂ）と、充電動作制御部（１０３ｃ）と、放電動作制御部（１０３ｄ）と、正規化リンク電流推定部（１０３ｅ）と、計算部（１０３ｆ）とを有する。

前記振幅設定部（１０３ａ）は、前記コンデンサの両端電圧Ｖｃの平均値についての指令値たる両端電圧指令（Ｖｃ＊）と前記両端電圧Ｖｃとの偏差に基づいて、前記入力電流の前記振幅（Ｉｍ）の指令値たる振幅指令（Ｉｍ＊）を設定する。

前記充電指令生成部（１０３ｂ）は、正規化充電指令（ｉｂ＊／Ｉｍ＊）を前記振幅指令に乗じて、前記充電回路に流れる電流（ｉｂ）の指令値たる充電指令（ｉｂ＊）を生成する。

前記充電動作制御部（１０３ｃ）は、前記充電指令に基づいて前記充電回路の充電動作を制御する。前記放電動作制御部（１０３ｄ）は、前記放電デューティｄｃに基づいて前記コンデンサを放電させる。

前記正規化リンク電流推定部（１０３ｅ）は、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、前記単相交流電圧の位相ωｔ及び振幅Ｖｍ並びに前記分配率ｋを用いて計算される第１値（Ｊ）を、前記直流リンクから前記インバータへ流れるリンク電流（Ｉｄｃ）を前記入力電流の前記振幅（Ｉｍ）で正規化した値の推定値（Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊）として採用して出力する。

前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊は仮想直流電圧（Ｖｄｃ）の指令値である。前記仮想直流電圧（Ｖｄｃ）は、前記整流デューティｄｒと前記整流電圧Ｖｒｅｃとの積（ｄｒ・Ｖｒｅｃ）と、前記放電デューティｄｃと前記両端電圧Ｖｃとの積（ｄｃ・Ｖｃ）との和で表される。

前記計算部（１０３ｆ）は、前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、前記整流回路が出力する整流電圧Ｖｒｅｃ、前記両端電圧Ｖｃを用いて計算される第２値（Ｒ）を求める。そして前記計算部（１０３ｆ）は、前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）が、前記第１値と前記第２値との積（Ｒ・Ｊ）未満であれば、前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）を前記第１値（Ｊ）で除して求めて前記整流デューティｄｒとして出力し、前記放電デューティｄｃを（Ｖｄｃ＊−ｄｒ・Ｖｒｅｃ）／Ｖｃによって求めて出力し、前記正規化充電指令を０に設定して出力する。

電力バッファ回路の制御において、電流の検出が不要である。

この実施の形態において説明される制御技術が適用される、直接形電力変換器の構成を示す回路図である。 図１に示された直接形電力変換器の等価回路を示す回路図である。 制御装置の構成を例示するブロック図である。 直接形電力変換器の諸量の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の諸量の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の諸量の波形を示すグラフである。 直接形電力変換器の諸量の波形を示すグラフである。

Ａ．電力変換器の構成．
図１は、この実施の形態において説明される制御技術が適用される、直接形電力変換器１００の構成を示す回路図である。かかる構成は例えば上述の非特許文献１、特許文献１〜４で公知であるため、詳細な説明は省略する。

直接形電力変換器１００は、整流回路３と、電力バッファ回路４と、インバータ５と、直流リンク７とを備えている。直流リンク７は電源線ＬＨ，ＬＬを有する。

整流回路３は、単相交流電源１と直流リンク７との間に接続されている。整流回路３は例えばダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備え、これらがダイオードブリッジを構成する。整流回路３は、単相交流電源１から入力される単相交流電圧Ｖｉｎを全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃ（＝｜Ｖｉｎ｜）に変換し、これを電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。つまり整流電圧Ｖｒｅｃは整流回路３が出力する出力電圧である。電源線ＬＨは電源線ＬＬよりも高電位である。整流回路３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが入力され、整流回路３は出力電流ｉｒｅｃ（＝｜Ｉｉｎ｜）を出力する。整流回路３は直流リンク７に脈動電力（詳細は後述する）を出力する。

なお、ここでは整流回路３が直流リンク７側にフィルタを有している場合が例示される。当該フィルタはリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えるＬＣフィルタである。コンデンサＣ２は電源線ＬＨ，ＬＬの間に接続され、リアクトルＬ２はコンデンサＣ２よりも上記ダイオードブリッジ側で電源線ＬＨに対して直列に接続されている。当該フィルタは、インバータ５のスイッチング動作に起因する高周波成分が単相交流電源１へ伝搬することを防止する。当該フィルタは省略しても良い。以下の実施の形態では、当該フィルタの機能は無視できるので、この機能を省略した説明を行なう。

電力バッファ回路４は脈動電力の交流成分の一部をバッファリング電力としてバッファリングする機能を有する。コンデンサＣ４、放電回路４ａ及び充電回路４ｂを有し、直流リンク７との間で電力を授受する。コンデンサＣ４はバッファコンデンサであり、放電回路４ａはコンデンサＣ４を放電し、充電回路４ｂはコンデンサＣ４を充電する。

放電回路４ａはダイオードＤ４２，Ｄ４３と、ダイオードＤ４２に対して逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して電源線ＬＨ側で、電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ４と直列に接続されている。トランジスタＳｃのスイッチングは制御信号ＳＳｃによって制御される。

ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は電源線ＬＬから電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は電源線ＬＨから電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｃ）として把握することができる。スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が放電して直流リンク７へと電力を授与する。

ダイオードＤ４３はコンデンサＣ４の放電がコンデンサＣ２への充電を招来することを防止する機能を担う。ダイオードＤ４３は電源線ＬＨにおいて、スイッチＳｃと整流回路３との間に、スイッチＳｃから整流回路３への電流の流れを阻止する素子たる電流阻止素子である。整流回路３が直流リンク７側にフィルタを有しない場合には、ダイオードＤ４３を省略することができる。

充電回路４ｂは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。充電回路４ｂは例えば、ダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）Ｓｂとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードはスイッチＳｃとコンデンサＣ４との間に接続される。かかる構成はいわゆる昇圧チョッパとして知られている。トランジスタＳｂのスイッチングは制御信号ＳＳｂによって制御される。

リアクトルＬ４は電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｂは電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳｂにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（スイッチＳｂ）として把握することができる。具体的にはトランジスタＳｂの順方向は電源線ＬＨから電源線ＬＬへと向かう方向であり、ダイオードＤ４１の順方向は電源線ＬＬから電源線ＬＨへと向かう方向である。

コンデンサＣ４は充電回路４ｂにより充電され、コンデンサＣ４には整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い電圧（以下「両端電圧」と称す）Ｖｃが発生する。具体的には電源線ＬＨからスイッチＳｂを経由して電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後にスイッチＳｂをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。

両端電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従ってスイッチＳｃの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４２は両端電圧Ｖｃが整流電圧Ｖｒｅｃより低い場合の逆耐圧を確保するとともに、インバータ５が異常停止したときに誘導性負荷６から直流リンク７へ還流する電流を逆導通させるように作用する。

また、電源線ＬＨの方が電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従ってスイッチＳｂの導通／非導通は専らトランジスタＳｂのそれに依存する。ここで、ダイオードＤ４１は逆耐圧や逆導通をもたらすためのダイオードであり、ダイオードＤ４１それ自体は回路動作には関与しない。

インバータ５は電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを電源線ＬＨ側に、そのアノードを電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからは、それぞれ負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが出力され、これらは三相交流電流を構成する。例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。インバータ５はインバータ制御信号ＳＳｇで制御されるスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのスイッチングによって動作する。つまりインバータ５はインバータ制御信号ＳＳｇによって制御される。

誘導性負荷６は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。

直接形電力変換器用制御装置（図面及び以下では単に「制御装置」と表現する）１０には、誘導性負荷６に流れる負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、単相交流電圧Ｖｉｎ、整流電圧Ｖｒｅｃが測定値として入力される。但し後述するように、整流電圧Ｖｒｅｃの入力を省略してもよい。また、両端電圧Ｖｃの平均値の指令値たる両端電圧指令Ｖｃ＊、後述する分配率ｋ、後述する仮想直流電圧Ｖｄｃの指令値たる仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、誘導性負荷６の動作についての指令値が制御装置１０に入力される。誘導性負荷６として回転機を採用した場合には、当該動作についての指令値は、当該回転機の回転角速度ωｍの指令値たる回転角速度指令ωｍ＊である。

図２は、直接形電力変換器１００の等価回路を示す回路図である。当該等価回路それ自体も、例えば非特許文献１、特許文献１〜４で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、コンデンサＣ４の放電時にコンデンサＣ４から流れ出る放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。

但しスイッチＳｒｅｃの導通は、整流回路３が直流リンク７と導通することを示す。スイッチＳｃが導通すれば、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い両端電圧Ｖｃが直流リンク７に印加されるので、電流ｉｒｅｃ１は流れず、スイッチＳｒｅｃは導通しない。

インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介して誘導性負荷６に流れる電流は、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。

また図２では、充電回路４ｂを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳｂとが表され、リアクトルＬ４を流れるリアクトル電流ｉｂが付記されている。

このようにして得られた等価回路において、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを導入する。但し、上述の文献から公知のように、下式（１）〜（４）が成立する。

デューティｄｒは整流回路３が直流リンク７に電流ｉｒｅｃ１を流し得る期間を設定するデューティであり、以降これを整流デューティｄｒと称す。整流デューティｄｒは整流回路３が直流リンク７と導通するデューティであると言える。

デューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであり、以降これを放電デューティｄｃと称す。

デューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであり、以降これを零デューティｄｚと称す。

電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ、直流リンク７からインバータ５に入力される直流のリンク電流Ｉｄｃにデューティｄｒ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。またデューティｄｒ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対するリンク電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることもできる。

整流回路３は、能動的に直流リンク７に電流ｉｒｅｃ１を流すことはできない。よって零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、スイッチＳｒｅｃの導通／非導通が制御され、これに応じて電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。

インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンク７における直流電圧を利用することができない。よって、直流リンク７においてインバータ５への電力供給に利用される直流電圧が電力変換において意味を持つ。換言すれば瞬時的な直流電圧であってインバータ５が電力変換に用いないものは、電圧利用率を考察するに際しても意味を有しない。このような直流電圧をこの実施の形態において仮想直流電圧Ｖｄｃと称し、下式（５）のように、表現できる。右辺第３項は０であるので、仮想直流電圧Ｖｄｃは、整流デューティｄｒと整流電圧Ｖｒｅｃとの積Ｖｒｅｃ・ｄｒと、放電デューティｄｃと両端電圧Ｖｃとの積Ｖｃ・ｄｃとの和で表される。

仮想直流電圧Ｖｄｃはまた、インバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，Ｓｂやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンク７に印加される電圧と把握することもできる。インバータ５は零デューティｄｚという比率で直流リンク７の電圧に寄与し得るものの、零デューティｄｚに対応する期間においてはインバータ５は直流リンク７のいずれか一方と絶縁されているからである。

仮想直流電圧Ｖｄｃは、図２において、インバータ５及びその負荷を表す電流源Ｉｄｃ（これはリンク電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として付記した。

Ｂ．直接形電力変換器の制御の原理．
特許文献４で教示されるように、整流回路３に入力される瞬時入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、式（６）で表される。ここで、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍ、単相交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔ及び振幅Ｖｍを導入した。入力力率を１としたので、入力電流Ｉｉｎの位相にも単相交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔを採用した。

瞬時入力電力Ｐｉｎは、式（６）の右辺の第２項で示される交流成分（−１／２）・Ｖｍ・Ｉｍ・cos（２ωｔ）を有する（以下、「交流成分Ｐｉｎ＾」とも称す）。よって瞬時入力電力Ｐｉｎを脈動電力Ｐｉｎとも称する。整流回路３は電力を蓄積、分岐させる機能を有しないので、脈動電力Ｐｉｎは整流回路３から直流リンク７へ出力される、と言うこともできる。

電力バッファ回路４は、交流成分Ｐｉｎ＾に０以上１以下の分配率ｋを乗じたバッファリング電力Ｐｂｕｆでバッファリングする。これにより、インバータ５は直流リンク７から、式（７）で示される電力を入力し、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。

つまりｋ＝０であればインバータ５は直流リンク７から入力電力Ｐｄｃとして脈動電力Ｐｉｎがそのまま入力される。これはＰｂｕｆ＝０を意味し、電力バッファ回路４は電力を全く分担しない場合に相当する。ｋ＝１であればＰｄｃ＝Ｐｉｎ−Ｐｉｎ＾となる。これは電力バッファ回路４が、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜に相当する電力を直流リンク７との間で授受している場合に相当する。

つまり分配率ｋは、交流成分Ｐｉｎ＾の絶対値｜Ｐｉｎ＾｜のどの程度が、バッファリング電力Ｐｂｕｆとして電力バッファ回路４に分配されるかを示している。

このような分配率ｋを導入することにより、リンク電流Ｉｄｃが式（８）で表される（例えば特許文献４を参照）。

（ｂ−１）仮想直流電圧Ｖｄｃが整流電圧Ｖｒｅｃより大きい場合．
分配率ｋに拘らず式（５）は成立する。よって仮想直流電圧Ｖｄｃを増大させるためには、インバータ５の電力変換に寄与しない期間を小さくすることが望ましい。よってまず式（３）に基づいて、ｄｚ＝０が成立可能な場合を想定する。これが成立しない場合については後述する。このとき式（４）、（５）から、整流デューティｄｒ、放電デューティｄｃは、それぞれ式（９），（１０）となる。Ｖｃ＞Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃの関係があるので、０＜ｄｒ＜１，０＜ｄｃ＜１である。

整流デューティｄｒは、リンク電流Ｉｄｃに対する電流ｉｒｅｃ１の比であるので、式（９）を用いて式（１１）が成立する。また、入力電流Ｉｉｎの波形は正弦波であるので、出力電流ｉｒｅｃは式（１２）で表される。また、図２を参照して式（１３）が成立する。よって式（８）をも考慮して式（１４）が得られる。後の説明の便宜のため，式（１４）において第１値Ｊ、第２値Ｒを導入した。

式（１４）の第１式の左辺の値ｉｂ／Ｉｍは、リアクトル電流ｉｂを振幅Ｉｍで正規化した値である。リアクトル電流ｉｂは充電回路４ｂに入力される電流であるので、値ｉｂ／Ｉｍを正規化充電電流と仮称する。また、絶対値｜sin（ωｔ）｜は、整流回路３が出力する電流ｉｒｅｃを振幅Ｉｍで正規化した電流の指令値と言えるので、これを正規化電流指令と仮称する。

式（１４）から判るように、正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを求めるに際して、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜と、第１値Ｊと、第２値Ｒとで足りる。第１値Ｊは、仮想直流電圧Ｖｄｃ、位相ωｔ、振幅Ｖｍ、分配率ｋを用いて計算される。第２値Ｒは仮想直流電圧Ｖｄｃ、電圧Ｖｒｅｃ、両端電圧Ｖｃを用いて計算される。よって正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを求めるに際し、電流の検出が不要である。

なるほど、スイッチＳｂを制御するための制御信号ＳＳｂを得るためには、後述するように、リアクトル電流ｉｂの指令値が必要であり、正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍの指令値が計算されてもなお、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍが必要である。しかしながら振幅Ｉｍを測定する必要はない。例えば特許文献３，４で説明されるように、振幅Ｉｍの指令値が、両端電圧Ｖｃと両端電圧指令Ｖｃ＊との偏差に基づいて設定されるからである。よって充電回路４ｂの動作を制御する場合には、両端電圧Ｖｃの測定値が要求されるが、電流の検出は必要ではない。

もちろん、式（１０）から理解されるように、スイッチＳｃを制御するための放電デューティｄｃは値（１−Ｒ）とすればよく、電流の検出は必要ではない。

次に、ｄｚ＝０とならない場合について説明する。これはｄｚ＝０として計算される電流ｉｒｅｃ１＝Ｉｄｃ−ｉｃが大きくなった結果、これを出力電流ｉｒｅｃで賄えない場合に相当する。これは換言すれば、式（１４）の第１式の右辺が負となってしまう場合である。しかし実際にはリアクトル電流ｉｂは非負であるので、正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを式（１４）で求めるべきではない。

よってリアクトル電流ｉｂを流さず（ｉｂ＝０）、電流ｉｒｅｃ１を出力電流ｉｒｅｃで全て賄えるように、整流デューティｄｒ、放電デューティｄｃを設定する。これにより零デューティｄｚを不必要に増大させることが回避できる。もちろん、この場合には正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを０とする。

式（１４）において正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを０とし、式（９）を考慮して式（１４）において第２値Ｒを整流デューティｄｒに置換することにより、式（１５）で整流デューティｄｒが求められる。

つまりこの場合の整流デューティｄｒは、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜を第１値Ｊで除して求められる。位相ωｔが｜sin（ωｔ）｜＝０を満足する値をとるとき、ｄｒ＝０である。つまりリアクトル電流ｉｂを流す場合とは異なり、リアクトル電流ｉｂを流さない場合においては整流デューティｄｒは値０をとり得る。

このとき放電デューティｄｃは、リアクトル電流ｉｂに依存しない式（５）に基づいて、式（１６）で求められる。

このとき零デューティｄｚは、式（４），（１５），（１６）から式（１７）で表される。

よって式（１４）の第１式の右辺が負となる状況では、整流デューティｄｒと放電デューティｄｃとをそれぞれ式（１５），（１６）に設定することにより、零デューティｄｚは正の値となる（つまりｄｚ＝０にはならない）。

（ｂ−２）仮想直流電圧Ｖｄｃが整流電圧Ｖｒｅｃ以下の場合．
この場合、式（５）に鑑みれば、電圧の観点ではｄｃ＝０とできる。更にリアクトル電流ｉｂを流す場合には、ｉｒｅｃ１＝ｄｒ・Ｉｄｃであるので、整流デューティｄｒは出力電流ｉｒｅｃによる制限を受けない。よってこのような場合、整流デューティｄｒは電圧の観点のみで決定され、式（１８）で決定される。またｄｃ＝０であったので、式（４）からｄｚ＝１−ｄｒとなる。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃのとき、ｄｒ＝１，ｄｚ＝０である。

上記式（１４）を式（８），（９）から導出したのと同様に考えて、式（１９）が得られる。式（１９）は、式（１４）において両端電圧Ｖｃの代わりに値０を用いたものと形式的に同一である。つまり式（１９）は式（１４）において第２値ＲとしてＶｄｃ／Ｖｒｅｃを採用したことになる。

次に、ｄｃ＝０とならない場合について説明する。これはｄｃ＝０として計算される電流ｉｒｅｃ１を出力電流ｉｒｅｃで賄えない場合に相当する。これは換言すれば、式（１９）の第１式の右辺が負となってしまう場合である。しかし実際にはリアクトル電流ｉｂは非負であるので、正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを式（１９）で求めるべきではない。

よってリアクトル電流ｉｂを流さず（ｉｂ＝０）、電流ｉｒｅｃ１を出力電流ｉｒｅｃで全て賄えるように、整流デューティｄｒ、放電デューティｄｃを設定する。もちろん、この場合には正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍを０とする。

従って、この場合においても、式（１５），（１６），（１７）でそれぞれ整流デューティｄｒ、放電デューティｄｃ、零デューティｄｚが表される。

以上のようにして、本実施の形態にかかる制御技術では、電力バッファ回路４の制御において、電流の検出が不要である。

Ｃ．制御装置１０の構成例．
図３は制御装置１０の構成を例示するブロック図である。制御装置１０によって上記の制御技術が実現できる。但し、仮想直流電圧Ｖｄｃを所望の値にすべく制御を行うので、式（１４），（１５），（１６）の計算においては、仮想直流電圧Ｖｄｃとしてその指令値たる仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を採用する。

制御装置１０は、インバータ制御部１０１と、正規化電流指令生成部１０２と、バッファ制御部１０３と、電圧指令生成部１０８を備える。

インバータ制御部１０１は、整流デューティｄｒと、放電デューティｄｃと、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とに基づいて、インバータ制御信号ＳＳｇを出力する。電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗはインバータ５が出力する電圧の指令値である。電圧指令生成部１０８は、回転角速度指令ωｍ＊、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成して出力する。インバータ制御部１０１及び電圧指令生成部１０８の機能及びそれを実現するための構成は公知であるので、ここでの説明は省略する。

正規化電流指令生成部１０２は正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜を生成して出力する。式（１２）を用いて正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜に言及した際、これは出力電流ｉｒｅｃを、入力電流Ｉｉｎの振幅Ｉｍで正規化した電流の指令値であると説明した。しかしながら正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜の値それ自体は無次元数であるので、式（１５）で採用されるように、必ずしも電流値と関連づけて用いる制限はない。

正規化電流指令生成部１０２は例えば電源位相検出器１０２ａ、三角関数生成器１０２ｂ、絶対値生成器１０２ｃを有する。電源位相検出器１０２ａは、単相交流電圧Ｖｉｎからその位相ωｔを検出して出力する。三角関数生成器１０２ｂは位相ωｔを用いて正弦値sin（ωｔ）を生成して出力する。絶対値生成器１０２ｃは正弦値sin（ωｔ）の絶対値を計算して正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜を生成して出力する。

バッファ制御部１０３は、振幅設定部１０３ａと、充電指令生成部１０３ｂと、充電動作制御部１０３ｃと、放電動作制御部１０３ｄと、正規化リンク電流推定部１０３ｅと、計算部１０３ｆとを有する。

振幅設定部１０３ａは、両端電圧指令Ｖｃ＊と両端電圧Ｖｃとの偏差に基づいて、振幅Ｉｍの指令値たる振幅指令Ｉｍ＊を設定する。当該偏差から振幅指令Ｉｍ＊を生成するには、当該偏差に対して比例制御、あるいは比例積分制御を行なって実現される。なお、両端電圧ＶｃはコンデンサＣ４を充電する電流の積分値に比例する。よって振幅設定部１０３ａは比例制御を行なうということもできるし、実質的には比例積分制御を行なうということもできる。

充電指令生成部１０３ｂは、リアクトル電流ｉｂの指令値たる充電指令ｉｂ＊を生成する。充電指令生成部１０３ｂは、具体的には乗算器であって、正規化充電電流ｉｂ／Ｉｍの指令値たる正規化充電指令を、振幅指令Ｉｍ＊に乗じて、充電指令ｉｂ＊を生成する。

かかる演算に鑑み、便宜上、正規化充電指令は記号「ｉｂ＊／Ｉｍ＊」を採用して表現する。つまり当該記号は除算を意味しない。当該記号は、振幅指令Ｉｍ＊を乗じることによって充電指令ｉｂ＊が得られる被乗数であることを示すに過ぎない。正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊の生成については後述する。

充電動作制御部１０３ｃは、充電指令ｉｂ＊に基づいて、充電回路４ｂの充電動作を制御する。具体的には充電動作制御部１０３ｃは、制御信号ＳＳｂを生成する。かかる充電動作制御部１０３ｃの機能及びこれを実現するための構成は公知であり（例えば特許文献３）、ここではその詳細を省略する。

放電動作制御部１０３ｄは、放電デューティｄｃに基づいてコンデンサＣ４を放電させる。具体的には放電動作制御部１０３ｄは、制御信号ＳＳｃを生成する。かかる放電動作制御部１０３ｄの機能及びこれを実現するための構成は公知であり、ここではその詳細を省略する。

正規化リンク電流推定部１０３ｅは、直流リンク７に流れるリンク電流Ｉｄｃを振幅Ｉｍで正規化した値を推定する。この推定においては、リンク電流Ｉｄｃを一旦推定してから振幅Ｉｍで正規化するのではない。リンク電流Ｉｄｃを振幅Ｉｍで正規化した値を推定する。

便宜上、この推定値は記号「Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊」を採用して表現する。つまり当該記号は除算を意味しない。当該記号は、振幅指令Ｉｍ＊を乗じたならば、リンク電流Ｉｄｃの推定値Ｉｄｃ＾たる値が得られる被乗数であることを示すに過ぎない。但し本実施の形態においては推定値Ｉｄｃ＾自体を求める必要がない。

このような推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊は、式（８）において仮想直流電圧Ｖｄｃとして仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を、振幅Ｉｍに振幅指令Ｉｍ＊を、それぞれ想定することによって、式（２０）で求められる。

式（１４），（２０）を比較して判るように、推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊は、式（１４）において仮想直流電圧Ｖｄｃとして仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を採用した第１値Ｊで求められる。仮想直流電圧Ｖｄｃが仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊となるように、直接形電力変換器１００を制御するからである。

換言すれば、正規化リンク電流推定部１０３ｅは、第１値Ｊを、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、単相交流電圧Ｖｉｎの位相ωｔ及び振幅Ｖｍ並びに分配率ｋを用いて計算して求め、これを推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊として採用して出力する。

正規化リンク電流推定部１０３ｅは、電源振幅検出器１０３ｒと、計算部１０３ｓとを有する。電源振幅検出器１０３ｒは単相交流電圧Ｖｉｎを入力し、振幅Ｖｍを得てこれを出力する。計算部１０３ｓは振幅Ｖｍ、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、分配率ｋ、余弦値cos（２ωｔ）を入力し、これらを用いて第１値Ｊを計算し、第１値Ｊを推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊として出力する。

図３では、余弦値cos（２ωｔ）は三角関数生成器１０２ｂによって生成される場合が例示される。但し、余弦値cos（２ωｔ）は、電源位相検出器１０２ａから位相ωｔを得て、計算部１０３ｓが求めてもよい。

計算部１０３ｆは正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊、整流デューティｄｒ、放電デューティｄｃを生成して出力する。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃの場合には、式（１４）の第１式の右辺が非負のとき、式（９），（１４）を比較して理解されるように、整流デューティｄｒとして第２値Ｒを出力する。また放電デューティｄｃとして１から第２値Ｒを減じて出力する。Ｖｄｃ≦Ｖｒｅｃの場合には、式（１９）の第１式の右辺が非負のとき、放電デューティｄｃを０に設定して出力し、整流デューティｄｒとして第２値Ｒを出力する。

但し、第２値Ｒを式（１４）（Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃのとき）あるいは式（１９）（Ｖｄｃ≦Ｖｒｅｃのとき）によって計算するに際し、仮想直流電圧Ｖｄｃとして仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を採用する。仮想直流電圧Ｖｄｃが仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊となるように、直接形電力変換器１００を制御するからである。

正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊は、式（１４）あるいは式（１９）においていずれもＶｄｃ＝Ｖｄｃ＊とした第１値Ｊ及び第２値Ｒ、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜で計算される。かかる計算を行なう必要性から、計算部１０３ｆには、絶対値生成器１０２ｃから正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜が、正規化リンク電流推定部１０３ｅから推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊として第１値Ｊが、それぞれ入力される。計算部１０３ｆは仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、整流電圧Ｖｒｅｃ、両端電圧Ｖｃを用いて第２値Ｒを計算して求める。

第２値Ｒを計算する必要性から、計算部１０３ｆには両端電圧Ｖｃ、整流電圧Ｖｒｅｃが入力される。これらはいずれも測定値であるが、整流電圧Ｖｒｅｃは推定値を計算してもよい。整流電圧Ｖｒｅｃは振幅Ｖｍと正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜との積として推定できるからである。よって整流電圧Ｖｒｅｃの入力に替えて、電源振幅検出器１０３ｒから振幅Ｖｍを得て（図３の破線矢印参照）、計算部１０３ｆはその内部において整流電圧Ｖｒｅｃを推定してもよい。

従って計算部１０３ｆは、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜が、第１値Ｊと第２値Ｒとの積Ｒ・Ｊ以上であれば、整流デューティｄｒとして第２値Ｒを出力し、正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊を正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜から積Ｒ・Ｊを減じて求めて出力する。但し、放電デューティｄｃについては、Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃの場合には（１−Ｒ）によって出力し、Ｖｄｃ≦Ｖｒｅｃの場合には値０で出力する。

同様にして、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜が、積Ｒ・Ｊ未満であれば、式（１５），（１６）において仮想直流電圧Ｖｄｃとして仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を想定し、正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜を第１値Ｊで除して求めて整流デューティｄｒとして出力し、放電デューティｄｃを（Ｖｄｃ＊−ｄｒ・Ｖｒｅｃ）／Ｖｃによって出力し、正規化充電指令ｉｂ＊／Ｉｍ＊を０に設定して出力する。このとき、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊と整流電圧Ｖｒｅｃとの大小関係は不問である。

以上のように、制御装置１０は、分配率ｋ、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、両端電圧指令Ｖｃ＊、及び単相交流電圧Ｖｉｎ、両端電圧Ｖｃ、整流電圧Ｖｒｅｃを用いて、上述の「Ｂ．直接形電力変換器の制御の原理．」で説明された電力バッファ回路４の制御を実現する。つまり電力バッファ回路４の制御において、電流の検出が不要である。

なお、上記の説明では制御装置１０の構成をブロック図で例示したが、例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成して実現できる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）などの各種記憶装置の一つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。もちろん、制御装置１０は、ブロック図で例示された各構成要素の一部又は全部をハードウェアで実現されても構わない。

Ｄ．実施例．
以下、上記の制御技術について、種々の場合についての実施例を示す。

(d-1)ｋ＝１の場合．
この場合、電力バッファ回路４は絶対値｜Ｐｉｎ＾｜に相当する電力を直流リンク７との間で授受する。そして式（１４）では第１値Ｊが（Ｖｍ／２）／Ｖｄｃとなり、制御装置１０において推定値Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊は（Ｖｍ／２）／Ｖｄｃ＊で計算される。

よって正規化電流指令｜sin（ωｔ）｜が積Ｒ・Ｊ（但し第２値Ｒの計算にはＶｄｃ＝Ｖｄｃ＊を採用する）以上である場合には、各値は式（２１）で表され、積Ｒ・Ｊ未満である場合には、各値は式（２２）で表される。

図４は、ｋ＝１であって、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を振幅Ｖｍに等しく設定したときの直接形電力変換器１００の諸量の波形を示すグラフである。よって位相ωｔが９０度、２７０度となる時点においてはＶｄｃ＝Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−２）参照）であり、それ以外ではＶｄｃ＞Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−１）参照）である。

図４において、第１段目にはデューティｄｒ，ｄｃ，ｄｚを、第２段目には仮想直流電圧Ｖｄｃならびにその第１成分ｄｒ・Ｖｒｅｃ及び第２成分ｄｃ・Ｖｃとリンク電流Ｉｄｃを、第３段目には電流ｉｒｅｃ，ｉｒｅｃ１，ｉｂ，ｉｃを、第４段目には電力Ｐｉｎ，−Ｐｂ，Ｐｃ，Ｐｂｕｆ，Ｐｒｅｃを、それぞれ示す。ここで電力Ｐｃは電力バッファ回路４から直流リンク７へ出力する電力を、電力Ｐｂは電力バッファ回路４が直流リンク７から入力される電力を、それぞれ示し、式（２３）の関係がある。いずれのグラフも横軸には「度」を単位とする位相ωｔを採用している。

仮想直流電圧Ｖｄｃの第１成分ｄｒ・Ｖｒｅｃは式（５）の右辺の第１項に現れる電圧であり、仮想直流電圧Ｖｄｃに対する整流回路３の寄与分を示す。仮想直流電圧Ｖｄｃの第２成分ｄｃ・Ｖｃは式（５）の右辺の第２項に現れる電圧であり、仮想直流電圧Ｖｄｃに対するコンデンサＣ４の寄与分を示す。

図４及び後述する図５〜図７では、電圧については振幅Ｖｍで正規化し（つまりＶｍ＝１とし）、電流については振幅Ｉｍを√２として換算して示した。また、両端電圧指令Ｖｃ＊は振幅Ｖｍの１．１７倍に設定した（例えば特許文献２参照）。

位相ωｔの値が０，１８０，３６０（度）近傍の期間Ｅでは、式（２１）の第３式の右辺の第１項が小さく、よってｄｚ＞０，ｉｂ＝０であり、式（１５）〜（１７）の関係が成立する。期間Ｅ以外ではｄｚ＝０，ｉｂ＞０であり、式（９），（１０），（１４）の関係が成立する。なお、Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる位相ωｔが９０度、２７０度となる時点ではｄｃ＝０であり、式（１８）、（１９）が成立する。

図５はｋ＝１であって、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を振幅Ｖｍの√３／２（≒０．８７）倍に設定したときのグラフである。よって位相ωｔが６０〜１２０度、２４０〜３００度となる期間（境界を含む）においてはＶｄｃ≦Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−２）参照）であり、それ以外ではＶｄｃ＞Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−１）参照）である。

Ｖｄｃ≦Ｖｒｅｃである期間は図５において期間Ｈとして示された。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとなる期間は、図４における期間Ｅに相当してｄｚ＞０，ｉｂ＝０となる期間Ｆと、それ以外の期間Ｇとに区分される。期間Ｇは、図４において期間Ｅと、位相ωｔが９０度、２７０度となる時点とを除く期間に相当する。

よって期間Ｆにおいて式（１５）〜（１７）の関係が成立し、期間Ｇにおいて式（９），（１０），（１４）の関係が成立し、期間Ｈにおいてｄｃ＝０、式（１８）、（１９）が成立する。

図４に示された場合も、図５に示された場合も、ｋ＝１であるので、電流ｉｒｅｃの波形を正弦波とし、かつ仮想直流電圧Ｖｄｃ、リンク電流Ｉｄｃのいずれも一定値にできる（式（８）等参照）。

(d-2)ｋ＝１／４の場合．
図６は、ｋ＝１／４であって、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を振幅Ｖｍに等しく設定したときの直接形電力変換器の諸量の波形を示すグラフである。諸量は図４と同様にして示した。また両端電圧指令Ｖｃ＊は振幅Ｖｍの１．１７倍に設定した。

位相ωｔの値が０，１８０，３６０（度）近傍の期間Ｎでは、式（２１）の第３式の右辺の第１項が小さく、よってｄｚ＞０，ｉｂ＝０であり、式（１５）〜（１７）の関係が成立する。期間Ｎ以外ではｄｚ＝０，ｉｂ＞０であり、式（９），（１０），（１４）の関係が成立する。なお、Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃとなる位相ωｔが９０度、２７０度となる時点ではｄｃ＝０であり、式（１８），（１９）の関係が成立する。

図７はｋ＝１／４であって、仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊を振幅Ｖｍの√３／２（≒０．８７）倍に設定したときのグラフである。よって位相ωｔが６０〜１２０度、２４０〜３００度となる期間（境界を含む）においてはＶｄｃ≦Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−２）参照）であり、それ以外ではＶｄｃ＞Ｖｒｅｃ（上記（ｂ−１）参照）である。

Ｖｄｃ≦Ｖｒｅｃである期間は図７において期間Ｍとして示された。Ｖｄｃ＞Ｖｒｅｃとなる期間は、図６における期間Ｎに相当してｄｚ＞０，ｉｂ＝０となる期間Ｋと、それ以外の期間Ｌとに区分される。期間Ｌは、図６において期間Ｎと、位相ωｔが９０度、２７０度となる時点とを除く期間に相当する。

よって期間Ｋにおいて式（１５）〜（１７）の関係が成立し、期間Ｌにおいて式（９），（１０），（１４）の関係が成立し、期間Ｍにおいてｄｃ＝０、式（１８）、（１９）が成立する。

図６に示された場合も、図７に示された場合も、ｋ＝１の場合（図４参照）とは異なり、リンク電流Ｉｄｃは脈動するが、電流ｉｒｅｃの波形を正弦波とし、かつ仮想直流電圧Ｖｄｃは一定値にできる。

３ 整流回路
４ 電力バッファ回路
４ａ 放電回路
４ｂ 充電回路
５ インバータ
７ 直流リンク
１０ 制御装置
１００ 直接形電力変換器
１０１ インバータ制御部
１０２ 正規化電流指令生成部
１０３ バッファ制御部
１０３ａ 振幅設定部
１０３ｂ 充電指令生成部
１０３ｃ 充電動作制御部
１０３ｄ 放電動作制御部
１０３ｅ 正規化リンク電流推定部
１０３ｆ 計算部
Ｃ２，Ｃ４ コンデンサ
Ｄ４３ ダイオード
Ｌ２ リアクトル
ＬＨ 第１電源線
ＬＬ 第２電源線
Ｓｃ スイッチ

特許文献３に示される制御方式では、電力バッファ回路が分担する電力は、他の要因によって受動的に決定される。具体的には、入力電流を正弦波とするように電力バッファ回路に流す電流を決定することで、電力バッファ回路が分担する電力の大きさが決定される。具体的な構成は示されていないものの、電力バッファ回路に流す電流を上述の様に決定するためには、諸処の電流を検出するための電流検出器が必要であり、制御回路の複雑化を招く。

前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊は仮想直流電圧（Ｖｄｃ）の指令値である。前記仮想直流電圧（Ｖｄｃ）は、ｄｒ・Ｖｒｅｃ＋ｄｃ・Ｖｃで表される。

このようにして得られた等価回路において、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒ，ｄｃ，ｄｚを導入する。但し、上述の文献から公知のように、下式（１）〜（４）が成立する。

Claims (7)

1. 直接形電力変換器を制御する制御装置（１０）であって、
   前記直接形電力変換器は、
   第１電源線（ＬＨ）及び第２電源線（ＬＬ）を含む直流リンク（７）と、
   単相交流電圧（Ｖｉｎ）を全波整流し、前記第１電源線を前記第２電源線よりも高電位にして前記直流リンクに脈動電力（Ｐｉｎ）を出力する整流回路（３）と、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記脈動電力（Ｐｉｎ）の交流成分（Ｐｉｎ＾）に０以上１以下の分配率ｋを乗じたバッファリング電力（Ｐｂｕｆ）でバッファリングする電力バッファ回路（４）と、
   前記直流リンクに印加された電圧を交流電圧に変換するインバータ（５）と
   を備え、
   前記電力バッファ回路は、
   コンデンサ（Ｃ４）と、
   前記コンデンサを放電する放電回路（４ａ）と、
   前記コンデンサを充電する充電回路（４ｂ）と
   を含み、
   前記制御装置は、
   インバータ制御部（１０１）と、
   正規化電流指令生成部（１０２）と、
   バッファ制御部（１０３）と
   を備え、
   前記インバータ制御部（１０１）は、前記整流回路が前記直流リンクと導通するデューティである整流デューティｄｒと、前記コンデンサが放電するデューティである放電デューティｄｃと、前記インバータが出力する電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に基づいて、前記インバータの動作を制御するインバータ制御信号（ＳＳｇ）を出力し、
   前記正規化電流指令生成部（１０２）は、前記整流回路が出力する出力電流（ｉｒｅｃ）を、前記整流回路に入力される入力電流（Ｉｉｎ）の振幅（Ｉｍ）で正規化した電流の指令値たる正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）を生成して出力し、
   前記バッファ制御部（１０３）は、
   前記コンデンサの両端電圧Ｖｃの平均値についての指令値たる両端電圧指令（Ｖｃ＊）と前記両端電圧Ｖｃとの偏差に基づいて、前記入力電流の前記振幅（Ｉｍ）の指令値たる振幅指令（Ｉｍ＊）を設定する振幅設定部（１０３ａ）と、
   正規化充電指令（ｉｂ＊／Ｉｍ＊）を前記振幅指令に乗じて、前記充電回路に流れる電流（ｉｂ）の指令値たる充電指令（ｉｂ＊）を生成する充電指令生成部（１０３ｂ）と、
   前記充電指令に基づいて前記充電回路の充電動作を制御する充電動作制御部（１０３ｃ）と、
   前記放電デューティｄｃに基づいて前記コンデンサを放電させる放電動作制御部（１０３ｄ）と、
   仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、前記単相交流電圧の位相ωｔ及び振幅Ｖｍ並びに前記分配率ｋを用いて計算される第１値（Ｊ）を、前記直流リンクから前記インバータへ流れるリンク電流（Ｉｄｃ）を前記入力電流の前記振幅（Ｉｍ）で正規化した値の推定値（Ｉｄｃ＾／Ｉｍ＊）として採用して出力する、正規化リンク電流推定部（１０３ｅ）と、
   前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊、前記整流回路が出力する整流電圧Ｖｒｅｃ、前記両端電圧Ｖｃを用いて計算される第２値（Ｒ）を求め、前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）が、前記第１値と前記第２値との積（Ｒ・Ｊ）未満であれば、前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）を前記第１値（Ｊ）で除して求めて前記整流デューティｄｒとして出力し、前記放電デューティｄｃを（Ｖｄｃ＊−ｄｒ・Ｖｒｅｃ）／Ｖｃによって求めて出力し、前記正規化充電指令を０に設定して出力する計算部（１０３ｆ）と
   を有し、
   前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊は、前記整流デューティｄｒと前記整流電圧Ｖｒｅｃとの積（ｄｒ・Ｖｒｅｃ）と、前記放電デューティｄｃと前記両端電圧Ｖｃとの積（ｄｃ・Ｖｃ）との和で表される仮想直流電圧（Ｖｄｃ）の指令値である、直接形電力変換器用制御装置。
2. 前記正規化リンク電流推定部（１０３ｅ）は、前記第１値（Ｊ）を（（Ｖｍ／２）／Ｖｄｃ＊）・（１−（１−ｋ）・cos（２ωｔ））によって求める、請求項１記載の直接形電力変換器用制御装置。
3. 前記計算部（１０３ｆ）は、前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）が、前記第１値と前記第２値との前記積（Ｒ・Ｊ）以上であれば、前記整流デューティｄｒとして前記第２値（Ｒ）を出力し、前記正規化充電指令として前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）から前記積を減じて出力する、請求項１又は請求項２記載の直接形電力変換器用制御装置。
4. 前記計算部（１０３ｆ）は、
   前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊が前記整流電圧Ｖｒｅｃよりも大きいときには前記第２値（Ｒ）を（Ｖｄｃ＊−Ｖｃ）／（Ｖｒｅｃ−Ｖｃ）によって求め、
   前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）が、前記第１値と前記第２値との前記積（Ｒ・Ｊ）以上であれば、前記放電デューティｄｃとして１から前記第２値（Ｒ）を減じて出力する、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用制御装置。
5. 前記計算部（１０３ｆ）は、
   前記仮想直流電圧指令Ｖｄｃ＊が前記整流電圧Ｖｒｅｃ以下のときには前記第２値（Ｒ）をＶｄｃ＊／Ｖｒｅｃによって求め、
   前記正規化電流指令（｜sin（ωｔ）｜）が、前記第１値と前記第２値との前記積（Ｒ・Ｊ）以上であれば、前記放電デューティｄｃを０に設定して出力する、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用制御装置。
6. 前記計算部（１０３ｆ）において、前記整流電圧Ｖｒｅｃは前記振幅Ｖｍと前記正規化電流指令との積（Ｖｍ・｜sin（ωｔ）｜）で推定される、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用制御装置。
7. 前記整流回路（３）は前記直流リンク（７）側にフィルタ（Ｌ２，Ｃ２）を有し、
   前記放電回路（４ａ）は、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間で前記コンデンサ（Ｃ４）と直列に、かつ前記コンデンサよりも前記第１電源線側に設けられたスイッチ（Ｓｃ，Ｄ４２）と、
   前記第１電源線（ＬＨ）において前記スイッチと前記整流回路（３）との間に、前記スイッチから前記整流回路への電流の流れを阻止する電流阻止素子（Ｄ４３）と
   を更に有する、請求項１乃至請求項６のいずれか一つに記載の直接形電力変換器用制御装置。

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