JP2008017650A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高電圧側から低電圧側に信号を伝達する際、従来必要とされていたフォトカプラを不要にして装置保護ができるようにし、低コスト化と高信頼化を図る。
【解決手段】IGBT4のコレクタに接続された電源短絡検知用ダイオード25を流れる電流経路上に、トロイダルコアのような磁性体33を設け、これに二次巻線34を形成してそこに誘起される電圧VCTを検出することにより、IGBTの過電流状態または電源短絡状態、もしくはゲート駆動回路の電源電圧異常などを検出できるようにし、装置の保護が図れるようにする。
【選択図】図1
【解決手段】IGBT4のコレクタに接続された電源短絡検知用ダイオード25を流れる電流経路上に、トロイダルコアのような磁性体33を設け、これに二次巻線34を形成してそこに誘起される電圧VCTを検出することにより、IGBTの過電流状態または電源短絡状態、もしくはゲート駆動回路の電源電圧異常などを検出できるようにし、装置の保護が図れるようにする。
【選択図】図1
Description
この発明は、インバータなどの電力変換装置、特にその保護機能を備えた電力変換装置に関する。
図4に電力変換装置の代表装置として直流から交流に変換するインバータの主回路構成を示す。同図において、1は直流電源回路、2はモータなどの負荷、3は電力半導体素子で構成されるインバータ部で、電圧と周波数の可変出力が可能である。なお、直流電源回路1は通常図示されない交流電源と、ダイオード整流器を介して大容量の直流平滑用電解コンデンサで構成されるのが一般的である。
また、インバータ3のうち、4は電力用半導体素子としてのIGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)、5はそれに逆並列に接続されたダイオード(FWD)であり、これらが6回路設けられて構成される。回路6はIGBT4の駆動および保護のための強電側の制御回路、また、回路7は電力変換装置の弱電側の制御回路で、各IGBTのオン・オフ指令信号Sの作成と、制御回路6から故障信号Fを受けて保護動作などを実施する。強電側の制御回路と弱電側の制御回路との間には通常、電位差があるため、両者間で信号伝達を行なう場合はフォトカプラなどの絶縁器を必要とする。
図5に、制御回路6,7を含むゲート駆動回路例を示す。10,30はフォトカプラなどの絶縁器で、フォトカプラ10はオン・オフ指令信号を弱電側から強電側に伝達する。11は弱電側の電源回路、12はオン・オフ用のスイッチ素子で、制御ブロック13からのPWM(パルス幅変調)指令に応じてスイッチングを行ない、フォトカプラ10の一次側ダイオード14に電流を流す(または、流れている電流を遮断する)。なお、15は電流制限用の抵抗である。
16,17は強電側の電源で、IGBTのエミッタ電位に対して正負の電源となり、通常はトランスを用いたDC/DCコンバータ18から供給する。19,20はバッファトランジスタで、フォトカプラ10からの信号を増幅し、ゲート抵抗21を介してIGBT4をオンさせるために、ゲートに電荷を供給する(または、オフさせるためにゲート電荷を引き抜く)。また、22は抵抗で、フォトカプラ10の二次側トランジスタ23がオープンコレクタ出力であることによる、プルアップのための抵抗である。
図5の動作について、図6も参照して説明する。
制御ブロック13からの信号VswがL(ロー)指令の場合は、トランジスタ12がオフのため、ダイオード14には電流は流れず、従ってトランジスタ23はオフ、その結果、フォトカプラ10の出力はH(ハイ)となるためトランジスタ19がオンし、電源16からIGBT4のゲートに図6に点線で示す電流I1が流れ、IGBT4はオン状態となる。
これに対し、制御ブロック13からの信号VswがH指令の場合は上記とは逆の動作となり、IGBT4はオフ状態となる。
制御ブロック13からの信号VswがL(ロー)指令の場合は、トランジスタ12がオフのため、ダイオード14には電流は流れず、従ってトランジスタ23はオフ、その結果、フォトカプラ10の出力はH(ハイ)となるためトランジスタ19がオンし、電源16からIGBT4のゲートに図6に点線で示す電流I1が流れ、IGBT4はオン状態となる。
これに対し、制御ブロック13からの信号VswがH指令の場合は上記とは逆の動作となり、IGBT4はオフ状態となる。
25はIGBTのコレクタ・エミッタ間電圧VCE検出用のダイオードで、通常は電源16から図6に一点鎖線で示す電流I2を流し、IGBTのVCEを検出する。IGBTに直流電源短絡(対向アームのIGBTが短絡故障した場合に、直流電源1がIGBTのターンオンによって短絡する現象)による過電流が流れると、電圧VCEはゲート電源電圧16以上となる。すなわち、ダイオード25のアノード電位はツェナーダイオード26のツェナー電圧以上となるため、トランジスタ27はオンし、その結果、ダイオード29を介してトランジスタ19の強制遮断を行ない、IGBT4を強制遮断する。
以上のような技術は、例えば特許文献1や非特許文献1などに記載されている。
特開平10−075578号公報
富士IGBTモジュールアプリケーションマニュアル(2004年 2月発行 5−5〜5−6ページ参照)
フォトカプラ30は、IGBTの電源短絡現象によって強制遮断動作を実施したという情報を、強電側から弱電側の制御回路7に伝達するために設けられている。すなわち、トランジスタ27がオンすることによってフォトカプラ30の一次側ダイオードに電流が流れ、その結果、二次側のトランジスタがオンすることで、弱電側に電源短絡情報を伝達している。ここで31,32はフィルタ用RC、24はトランジスタ27の電流制限用抵抗である。
また、電力変換器システムのさらなる信頼性向上を図るために、図示はしていないがゲート駆動電源16や17の電圧異常を検出し、上記と同様に弱電側に情報伝達を行なう場合も、コンパレータ回路と組み合わせたフォトカプラや絶縁アンプ回路などを新たに必要となる。つまり、強電側から弱電側に異常状態の検出信号を伝達する場合、フォトカプラなどの高価な絶縁器が必要になるという問題がある。さらに、フォトカプラの特性には経年変化があるため、寿命の管理が必要になるという問題もある。
したがって、この発明の課題は、強電側から弱電側に異常状態の検出信号を伝達する場合に、フォトカプラなどの高価な絶縁器を不要にして装置保護ができるようにし、低コスト化と高信頼化を図ることにある。
このような課題を解決するため、請求項1の発明では、電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路を備えた電力変換装置において、
前記電力用半導体素子のコレクタ端子とゲート駆動回路との間に設けられ、前記電力用半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧を検出するダイオードに対し、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ゲート駆動回路から電流を流し、前記ダイオードに流れる電流値相当または電流変化率相当量を検出する検出手段を設けたことを特徴とする。
前記電力用半導体素子のコレクタ端子とゲート駆動回路との間に設けられ、前記電力用半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧を検出するダイオードに対し、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ゲート駆動回路から電流を流し、前記ダイオードに流れる電流値相当または電流変化率相当量を検出する検出手段を設けたことを特徴とする。
上記請求項1の発明においては、前記検出手段を、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ダイオードに流れる電流を検出する磁性体とし、この磁性体には二次巻線を設けることができ(請求項2の発明)、この請求項2の発明においては、前記二次巻線の端子電圧を検出し、その検出値に応じて、前記電力用半導体素子が過電流状態または電源短絡状態であること、もしくは、前記ゲート駆動回路の電源電圧が異常であることを判断し、その結果に基づき電力変換装置の停止を含む保護動作を行なうことができる(請求項3の発明)。
すなわち、この発明は、過電流検出用としてIGBTのコレクタに接続されたダイオードに流れる電流またはその変化率を、トロイダルコアなどの磁性体に巻かれた二次巻線にて検出することを特徴としている。つまり、正常状態では、IGBTのターンオンに伴い上記ダイオードには電流が流れるため、或る設計値に基づく電圧が二次巻線に発生する。一方、IGBTが電源短絡状態となった場合は、上記ダイオードには電流が流れないため、二次巻線には電圧は発生しない。よって、IGBTオン時において二次巻線電圧の有無を検出すれば、電源短絡状態か否かが判別可能となる。
また、上記ダイオードを流れる電流値は、ゲート駆動回路の電源電圧の大きさに依存するので、二次巻線電圧値を検出し、その値が設定値外となったらゲート電源電圧異常と判断することができる。
また、上記ダイオードを流れる電流値は、ゲート駆動回路の電源電圧の大きさに依存するので、二次巻線電圧値を検出し、その値が設定値外となったらゲート電源電圧異常と判断することができる。
この発明によれば、電源短絡状態やゲート電源電圧異常の情報を、強電側から弱電側に伝達するのにトロイダルコアを用いるようにしたので、安価で長期信頼性のある電力変換器を提供することが可能となる。
図1はこの発明の実施の形態を示す構成図である。
電圧VCE検出用ダイオード25の配線にトロイダルコア33を貫通させ(一次巻線として)、さらに二次巻線34を設けて構成されている。よって、二次巻線側は強電側の一次巻線側とは電気的に絶縁されることになる。
図1のような構成で、IGBT4のターンオンに伴いダイオード25に電流IDiが流れると、トロイダルコア33はトランス動作をするため、二次巻線34の出力端子(a−b)間にはトロイダルコアの透磁率やIDiの大きさやその変化率に応じた電圧VCTが発生する。また、ダイオード25を流れる電流IDiの大きさは、ゲート電源電圧16,17に依存するので、電源電圧値が高いほど大きくなり、その結果VCTも高くなる。
電圧VCE検出用ダイオード25の配線にトロイダルコア33を貫通させ(一次巻線として)、さらに二次巻線34を設けて構成されている。よって、二次巻線側は強電側の一次巻線側とは電気的に絶縁されることになる。
図1のような構成で、IGBT4のターンオンに伴いダイオード25に電流IDiが流れると、トロイダルコア33はトランス動作をするため、二次巻線34の出力端子(a−b)間にはトロイダルコアの透磁率やIDiの大きさやその変化率に応じた電圧VCTが発生する。また、ダイオード25を流れる電流IDiの大きさは、ゲート電源電圧16,17に依存するので、電源電圧値が高いほど大きくなり、その結果VCTも高くなる。
以上の動作を示すのが、図2(a)である。IDi,VCTの太線は、ゲート電源電圧値が高い場合を示している。また、VCT(高Z)とVCT(低Z)は、端子ab間に接続するインピーダンスが高い場合と低い場合を示している。いずれの場合も、IDiの大きさやその変化率に応じて電圧が発生する。
図2(b)は、IGBTが電源短絡状態となった場合の波形を示す。
ここでは、IGBTの電圧VCEが、ダイオード25が導通するほどには低下しないため(VCE>ゲート電源電圧値)、IDi,VCTともに0A,0Vのままとなっている。また、図1ではトロイダルコアとしたが、ダイオード25の電流を検出することが目的であるため、必ずしも円形やギャップレスである必要もない。挿入位置も、抵抗31に流れる電流経路上ならばどこでも良い。
図2(b)は、IGBTが電源短絡状態となった場合の波形を示す。
ここでは、IGBTの電圧VCEが、ダイオード25が導通するほどには低下しないため(VCE>ゲート電源電圧値)、IDi,VCTともに0A,0Vのままとなっている。また、図1ではトロイダルコアとしたが、ダイオード25の電流を検出することが目的であるため、必ずしも円形やギャップレスである必要もない。挿入位置も、抵抗31に流れる電流経路上ならばどこでも良い。
図3(a)に、電源短絡検知回路の例を示す。
ここでは、検出電圧VCTをコンパレータ回路35の正側(+)端子に入力し、負側(−)端子には或る設定値SE1を入力する。従って、電源短絡状態である検出電圧VCT≒0の状態が続くと、コンパレータ回路35の出力はLレベルが出力され続け、SRフリップフロップ回路37はセットされず(Q出力はLレベルのまま)、信号Vswもオン指令でLレベルのため、論理回路38の出力D1はHレベルとなる。
ここでは、検出電圧VCTをコンパレータ回路35の正側(+)端子に入力し、負側(−)端子には或る設定値SE1を入力する。従って、電源短絡状態である検出電圧VCT≒0の状態が続くと、コンパレータ回路35の出力はLレベルが出力され続け、SRフリップフロップ回路37はセットされず(Q出力はLレベルのまま)、信号Vswもオン指令でLレベルのため、論理回路38の出力D1はHレベルとなる。
これに対し、通常時は検出電圧VCTが或る値となるため、コンパレータ回路35の出力はHレベルとなり、SRフリップフロップ回路37はセットされる(Q出力はHレベルとなる)。その結果、論理回路38の出力D1はLレベルとなる。すなわち、図3(a)の回路では、電源短絡状態になったときのみ、論理回路38の出力D1はHレベルとなる。また、論理回路38は、信号Vswのオフ指令でリセットされる。図3(a)の回路は、強電側と絶縁するため、弱電側の電位上に形成される。
図3(b)に、電源電圧の異常検知回路の例を示す。
コンパレータ回路40と41はウインドウコンパレータ回路を形成し、電圧VCTが或る設定内(SE1とSE2)にある場合のみ、論理回路42の出力はHレベルとなる。
回路37,38の動作は図3(a)と同様で、ゲート電源電圧が設定値以上または以下となった場合のみ、回路38の出力D2はHレベルとなる。
以上のように、信号D2を用いることにより、制御回路7内でIGBTの全オフ指令出力などの保護処理動作が可能となる。
コンパレータ回路40と41はウインドウコンパレータ回路を形成し、電圧VCTが或る設定内(SE1とSE2)にある場合のみ、論理回路42の出力はHレベルとなる。
回路37,38の動作は図3(a)と同様で、ゲート電源電圧が設定値以上または以下となった場合のみ、回路38の出力D2はHレベルとなる。
以上のように、信号D2を用いることにより、制御回路7内でIGBTの全オフ指令出力などの保護処理動作が可能となる。
4…IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)、6,7…制御回路、10,30…フォトカプラ、11…弱電側電源、12,19,20,23,27…トランジスタ、13…制御ブロック、14,25,29…ダイオード、15,21,22,24,31…抵抗、16,17…強電側電源、26…ツェナーダイオード、32…コンデンサ、33…トロイダルコア、34…二次巻線、35,40,41…コンパレータ回路、37…フリップフロップ回路、38,42…論理回路。
Claims (3)
- 電力用半導体素子を駆動するゲート駆動回路を備えた電力変換装置において、
前記電力用半導体素子のコレクタ端子とゲート駆動回路との間に設けられ、前記電力用半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧を検出するダイオードに対し、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ゲート駆動回路から電流を流し、前記ダイオードに流れる電流値相当または電流変化率相当量を検出する検出手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記検出手段を、前記電力用半導体素子が導通状態のとき前記ダイオードに流れる電流を検出する磁性体とし、この磁性体には二次巻線を設けることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記二次巻線の端子電圧を検出し、その検出値に応じて、前記電力用半導体素子が過電流状態または電源短絡状態であること、もしくは、前記ゲート駆動回路の電源電圧が異常であることを判断し、その結果に基づき電力変換装置の停止を含む保護動作を行なうことを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
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JP2006187605A JP2008017650A (ja) | 2006-07-07 | 2006-07-07 | 電力変換装置 |
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2006
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