WO2012049818A1 - Ａｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

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WO2012049818A1
WO2012049818A1 PCT/JP2011/005586 JP2011005586W WO2012049818A1 WO 2012049818 A1 WO2012049818 A1 WO 2012049818A1 JP 2011005586 W JP2011005586 W JP 2011005586W WO 2012049818 A1 WO2012049818 A1 WO 2012049818A1
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岡本　崇
和弘 奥村
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ダイヤモンド電機株式会社
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    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
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    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges

Definitions

  • the present invention relates to an AC-DC converter, and is particularly suitable for use as an in-vehicle charging device mounted on an electric vehicle or the like.
  • HEV Hybrid Electric Vehicle
  • EV Electric Vehicle
  • EV Electric Vehicle
  • a traveling electric motor an in-vehicle battery
  • an in-vehicle charging device an in-vehicle charging device
  • a power supply connector When the plug for commercial power or the plug for quick charging is connected to the power supply connector, the vehicle-mounted charging device controls the power supplied to convert the input power and charge the vehicle-mounted battery. And in an in-vehicle battery, electric power will be supplied from the vehicle-mounted charging device of the front
  • HEV Hybrid Electric Vehicle
  • a charging system similar to EV charges an in-vehicle battery from commercial power.
  • Such HEV Hybrid Electric Vehicle
  • a power system by an internal combustion engine When driving power is obtained from an electric motor, the electric energy of the in-vehicle battery is consumed, and when driving power is obtained from the internal combustion engine, fossil fuel
  • thermal energy and utilizing the advantages of both of these drive systems low fuel consumption driving is realized.
  • a system that connects commercial power to a vehicle body and charges an in-vehicle battery such as the above-described EV (Electric Vehicle) or HEV (Hybrid Electric Vehicle) will be referred to as a plug-in charging system.
  • EV Electric Vehicle
  • HEV Hybrid Electric Vehicle
  • Patent Document 1 introduces a switching power supply device whose circuit configuration is similar to the above-described charging device.
  • the switching power supply BCS0 includes an AC connector tin connected to a single-phase AC power supply ACm, a single-phase diode bridge Dbr0 that rectifies a single-phase AC voltage, and a single-stage diode bridge Dbr0.
  • the switching power supply device BCS0 has a so-called capacitor input type circuit configuration in which a smoothing capacitor C1 is provided immediately after the single-phase diode bridge Drb0.
  • the switching power supply BCS0 converts the single-phase AC voltage into the full-wave rectified wave Vd by the single-phase diode bridge Dbr0 (see (a) of FIG. 14).
  • a stable input voltage Vin is obtained by accumulating charges in the smoothing circuit C1 (see FIG. 14B). This input voltage Vin is applied to the primary coil L1 of the transformer Tc via the switch circuit Rc.
  • the drive circuit Dr When the drive circuit Dr is driven by the control circuit CNTd, the drive circuit Dr intermittently generates a primary current flowing through the primary coil L1. At this time, since the magnetic flux of the iron core fluctuates according to the fluctuation of the primary current, the secondary coil L2 generates an induced electromotive force according to the fluctuation. The induced electromotive force is generated in response to energization or interruption of the primary current, and its waveform is set to an alternating current or oscillation state.
  • the smoothing circuit Sf includes diode bridges D1 to D4, a reactor L3, a smoothing capacitor C2, and a diode D5.
  • the smoothing circuit Sf performs full-wave rectification of the induced electromotive force in the oscillation state, and then converts it into DC state power.
  • the voltage value of the output voltage Vout output from the smoothing circuit Sf is recognized by the control circuit CNTd, and the control circuit CNTd controls the operation of the drive circuit Dr, whereby the voltage value of the output voltage Vout is appropriately adjusted.
  • the switching power supply BCS0 controls the switch circuit Rc as follows to control the output voltage Vout so as not to differ.
  • the voltage determination circuit CNTr recognizes the input voltage Vin via a detection circuit (not shown) and AC100 [V] is applied. A signal Sr indicating that the data is present is output. At this time, the switch circuit Rc conducts the switch to the terminal ta based on the signal Sr. Therefore, in the primary coil L1, the primary current flows in the section from the terminal ta to the terminal tb.
  • AC100 [V] is rectified, the input voltage Vin is 140 [V].
  • the voltage determination circuit CNTr outputs a signal Sr indicating that DC14 [V] is applied.
  • the switch circuit Rc conducts the switch to the intermediate tap ts based on the signal Sr.
  • the intermediate tap ts sets a section through which the primary current flows between ts and tb, and the number of turns of the primary coil L1 in the sections ts to tb is about 1/10 of the number of turns of the primary coil in the sections ta to tb. Is set to
  • the switching power supply device since the winding ratio RN2 (secondary winding N2 / primary winding N1) when DC14 [V] is input is about 10 times the winding ratio RN1 at AC 100 [V], the switching power supply device The output voltage Vout output from the BCS0 is controlled to be substantially the same value or the same state regardless of whether DC14 [V] or AC100 [V] is applied.
  • Such a switching power supply device can be applied to the plug-in type electric vehicle charging device described above.
  • the in-vehicle charging apparatus can set the winding ratio RN of the transformer Tc as appropriate even if different power is supplied to the power supply connector of the vehicle body. Without giving, the vehicle-mounted battery Bm can be suitably charged.
  • capacitor-input type power conversion circuit causes a reduction in power factor due to the input current Iin.
  • the power conversion circuit is required to have a circuit design that increases the input current Iin so as to compensate for the power factor decrease in order to output desired power. Therefore, a diode, a switching element, an electrolytic capacitor used as the smoothing capacitor C2, and other circuit elements must be selected from elements having a high rated current, resulting in an increase in size and cost of the circuit device. Occurs.
  • FIG. 15 shows an example thereof.
  • a power factor correction circuit PFC is additionally configured between the single-phase diode bridge Dbr0 and the smoothing capacitor C1.
  • a control microcomputer CNTp for controlling the switching element Tp in the power factor correction circuit PFC is added.
  • an input current Iin similar to the input voltage (full wave rectified wave) is generated, so that the power factor is improved.
  • the adverse effects on the surrounding electrical equipment are improved within a certain range.
  • the power factor correction circuit PFC since the power factor correction circuit PFC must be additionally configured, the circuit becomes complicated, resulting in an increase in size and cost of the apparatus.
  • the smoothing capacitor C1 is necessarily provided. Since the smoothing capacitor C1 has a capacitance set according to the magnitude of the input voltage, an electrolytic capacitor having a large element size is generally used. Therefore, in an in-vehicle charging device, it is necessary to select an electrolytic capacitor that can withstand use in the order of several hundred volts. If an electrolytic capacitor that satisfies this requirement is used, the element size will increase, Extremely difficult.
  • the smoothing capacitor C1 electrolytic capacitor
  • the smoothing capacitor C1 electrolytic capacitor
  • the smoothing capacitor C1 electrolytic capacitor
  • the smoothing capacitor C1 must be selected according to the country A where the voltage value of the commercial power source is high among the countries A to C where the plug-in electric vehicle is scheduled to be used. Therefore, as for a certain plug-in type electric vehicle, there is a problem that a charging device having a specification corresponding to the country A must be mounted even though it is not used in the country A where the voltage value of the commercial power supply is large. Arise.
  • an object of the present invention is to provide an AC-DC converter capable of using a plurality of types of input power supplies and realizing a simplified circuit configuration.
  • the first invention adopts the following AC-DC converter configuration. That is, a multi-phase diode bridge that rectifies a multi-phase AC voltage, a primary coil having three or more different contact points, and a secondary coil that generates an induced electromotive force according to fluctuations in the primary current flowing in the primary coil And a drive circuit that includes a first switching element that intermittently controls energization or interruption of the primary current, and that varies the current value of the primary current according to the operation of the first switching element.
  • a switching circuit that is connected to a plurality of contact points among the three or more contact points and selectively switches the energization section in which the primary current flows through the primary coil by selectively energizing any of the plurality of contact points; And a smoothing circuit for smoothing the induced electromotive force.
  • the following AC-DC converter configuration may be used. That is, a multi-phase diode bridge that rectifies a multi-phase AC voltage, a primary coil having three or more different contact points, and a secondary coil that generates an induced electromotive force according to fluctuations in the primary current flowing in the primary coil Including a transformer, a switching circuit having a second switching element provided corresponding to a plurality of contact points among the three or more contact points, and a smoothing circuit for smoothing the induced electromotive force, The switching circuit switches the energization section of the primary current by selectively driving any of the second switching elements, and the switching element that is selectively driven among the second switching elements.
  • the energization or interruption of the primary current shall be controlled intermittently.
  • the switching circuit sets the current-carrying section longer when the first multiphase AC voltage having a high effective value is input, and the second multiphase AC voltage having a low effective value is input.
  • the energization section is set to be short.
  • the effective value of the first multiphase AC voltage is set to V1 rms
  • the effective value of the second multiphase AC voltage is set to V2 rms
  • the number of turns of the primary coil wound in the first current-carrying section is N1a
  • the switching circuit is wound in the second current-carrying section set for the second multiphase AC voltage.
  • the primary coil of the transformer includes a first end point connected to a contact point at one end, a second end point connected to a contact point at the other end, and a winding from the first end point to the second end point. It is good also as having a center tap connected with the contact location which divides a line equally.
  • All the above-described inventions are preferably mounted on a plug-in electric vehicle capable of inputting commercial power and used as a vehicle-mounted charging device that charges a vehicle-mounted battery based on the commercial power.
  • the commercial power is preferably supplied from a three-phase AC power source.
  • the AC-DC converter according to the present invention obtains electric power from a three-phase AC power source, smoothes the input voltage by full-wave rectifying each phase voltage, and allows the smoothing capacitor on the input side to be omitted.
  • the advantage of simplifying the circuit configuration and reducing the cost of the apparatus is utilized.
  • Such a smoothing action is realized by a one-converter type power conversion circuit, and a function for switching the winding ratio of the transformer according to the value of the input voltage is added.
  • the AC-DC converter that can be used for input power sources of different values adopts a one-converter circuit, thereby eliminating harmonics without using a power factor correction circuit, and Both effects of simplifying the circuit configuration are exhibited.
  • the AC-DC converter contributes to downsizing and cost reduction of the device by simplifying the circuit configuration.
  • the AC-DC converter is an in-vehicle charging device
  • the country where the plug-in electric vehicle on which the device is mounted is planned to be used across multiple countries and the value of commercial power in each country is different
  • the smoothing capacitor on the input side is omitted, so that the physique of the device is not affected by the voltage value (input value) of the commercial power supply. Can be designed freely.
  • the generation of harmonics is eliminated, stable operation of the vehicle electric device / ECU mounted on the plug-in type electric vehicle is ensured.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the circuit structure of the vehicle-mounted charging device which concerns on embodiment.
  • or (c) is a time chart which shows the waveform after a three-phase alternating voltage and its full wave rectification.
  • (A) And (b) is a figure which shows the structural example of an input voltage detection circuit. It is a figure which shows the other circuit structure of the vehicle-mounted charging device which concerns on embodiment.
  • (A) And (b) is a figure which shows the structural example of a smoothing circuit.
  • A) And (b) is a figure which shows the structural example of a smoothing circuit.
  • (A) And (b) is a figure which shows the structural example of a switching circuit.
  • (A) And (b) is a figure which shows the structural example of a switching circuit.
  • (A) And (b) is a figure which shows the structural example of a switching circuit. It is a figure which shows the operation
  • (A1), (a2), (b1), and (b2) are figures which show the relationship between the input voltage and output voltage which concern on an Example. It is a figure which shows the circuit structure of the vehicle-mounted charging device which concerns on a prior art example.
  • or (c) is a time chart which shows the input voltage and input current in a prior art example. It is a figure which shows the structure of the vehicle-mounted charging device which concerns on another prior art example.
  • the AC-DC converter BCS1 uses a one-converter type power conversion circuit as follows. Specifically, it comprises a multiphase diode bridge Dbr, a drive circuit Dr, a switching circuit Rc, a transformer Tc, a smoothing circuit Sf, a voltage detection circuit INSv, a current detection circuit INSi, and a signal processing device CNT1.
  • the AC-DC converter is a charging device mounted on a plug-in vehicle in the present embodiment, and is hereinafter referred to as an in-vehicle charging device BCS1.
  • the in-vehicle charging device BCS1 is provided with an input connector tin and an output terminal tout, a power plug for applying a three-phase commercial power supply ACt is connected to the input connector tin, and an in-vehicle charging terminal BCS1 is connected to the output terminal tiout. Battery Bm is connected.
  • Commercial power supply ACt differs from the prior art in that a three-phase AC power supply (r phase / s phase / t phase) is used.
  • a three-phase commercial power supply ACt is supplied with AC200 [V] and AC400 [V] in the case of Japan, and supplied with AC380 [V] and AC400 [V] in the case of Europe.
  • each electric power company sets the voltage value (polyphase alternating voltage) variously. These voltage values indicate effective values.
  • the input connector tin is formed with terminals corresponding to a plurality of types of plug shapes so that the above-described plurality of types of commercial power (three-phase AC power) are applied.
  • the input connector tin may be provided with a separate connector for a quick charge plug.
  • the output terminal tout is provided on the rear stage side of the in-vehicle charging device BCS1 and wired so that the output voltage Vout of the smoothing circuit Sf is applied.
  • the output terminal tout is further wired so that the power supply line is connected to the rear stage portion and the output voltage Vout is applied to the in-vehicle battery Bm via the power supply line.
  • the direction in which the in-vehicle battery Bm is connected may be referred to as an output side
  • the direction in which the commercial power ACt is connected may be referred to as an input side.
  • the in-vehicle battery Bm has a plurality of battery cells such as lithium ion batteries arranged in the battery module, and generates a DC voltage of about 400 [V] as a whole.
  • the power output from the in-vehicle battery Bm is distributed to the main inverter device that generates three-phase AC power from the battery power and the DC-DC converter that supplies power to the in-vehicle electrical equipment and the sub-battery (about DC 12 [V]). Is done.
  • the DC power of the in-vehicle battery Bm is converted into three-phase AC power, and the three-phase AC power is supplied to the drive motor (three-phase synchronous motor, three-phase induction motor, etc.).
  • the drive motor generates torque in accordance with the input electric power and transmits the torque to the drive wheels, thereby appropriately controlling the static motion of the vehicle or the vehicle speed.
  • the multi-phase diode bridge Dbr is wired in a bridge shape by the diodes Da to Df, and an arm corresponding to each phase voltage (r-phase voltage / s-phase voltage / t-phase voltage) is formed by these configurations.
  • this arm when a three-phase AC voltage Vact is applied (see FIG. 2A), the phase voltage (Vr / Vs / Vt) corresponding to each phase is full-wave rectified (FIG. 2B). reference). Therefore, since the multiphase diode bridge Dbr sequentially outputs the full-wave rectified phase voltages (Vr / Vs / Vt), the output voltage Vin appearing thereby is constant as shown in FIG. It will only fluctuate in the range ⁇ V, thereby receiving a smoothing action.
  • the output voltage in the case of a single phase is 282 [V] to 0 [V] because each rectified wave has a phase difference ⁇ . ] In the range of].
  • the output voltage Vin has an effect that the fluctuation range falls within the range of 282 [V] to 245 [V]. That is, by changing the input power source from single phase to three phases, the fluctuation range of the output voltage Vin is suppressed to about 13%.
  • a three-phase AC power source is used as an input power source.
  • the present invention is not limited to this, and the smoothing action described here becomes more remarkable by using a multi-phase power source.
  • the input side smoothing circuit used in the capacitor input method is omitted. Therefore, the device itself can be miniaturized and the generation of higher harmonics can be eliminated.
  • the on-vehicle charging device BCS1 is provided with a voltage detection circuit (not shown) for detecting the input voltage Vin.
  • the voltage detection circuit may be a voltage dividing resistor composed of resistors Rm and Rn, and may output a detection signal Svin related to the input voltage Vin from the voltage dividing point.
  • a sensor circuit SCN2 is provided between the input connector tin and the multiphase diode bridge Dbr, and detection signals Svin (r) and Svin (s) relating to the phase voltage from each power line. , Svin (t) may be output.
  • the circuit for detecting the input voltage Vin is merely shown as an example in the drawing, and a currently known technique can be used as appropriate.
  • the transformer Tc includes an iron core, and a primary coil L1 and a secondary coil L2 are wound around the iron core.
  • the primary coil L1 according to the present embodiment includes an end point ta, an intermediate tap ts, and an end point tb.
  • the intermediate tap ts is a terminal that is electrically connected to a contact point in the middle of the wire of the primary coil L1, and determines the winding N of the end point ta to the intermediate tap ts or the end point tb to the intermediate tap ts. To do.
  • the end point ta and the end point tb are electrically connected to contact points at each end of the primary coil L1.
  • the secondary coil L2 in the case of the present embodiment, a normal coil that does not include an intermediate tap is used.
  • a transformer Tc when the primary current flowing through the primary coil L1 varies, the magnetic flux penetrating the iron core varies.
  • an induced electromotive force is generated according to a change in magnetic flux.
  • the voltage applied from the drive circuit Dr since the voltage applied from the drive circuit Dr is in an AC state, the polarity of the primary current and the induced electromotive force also changes with time.
  • the number of turns from section ta to ts in primary coil L1 is N1a
  • the number of turns (total number of turns) in all sections ta to tb in the primary coil is N1b
  • the number of turns in secondary coil L2 is N2.
  • the switching circuit Rc includes an input terminal, a first output terminal, a second output terminal, and switch means.
  • the input terminal is connected to one arm of the drive circuit Dr
  • the first output terminal is connected to the end point ta of the primary coil L1
  • the second output terminal is the intermediate tap ts of the primary coil L1. Connected to. Then, the switching circuit Rc selects either the first output terminal or the second output terminal by the switch means, and conducts the selected output terminal to the input terminal, thereby supplying power. Switch routes.
  • the switching circuit Rc In the switching circuit Rc, one output terminal is connected to the end point ta and the other output terminal is connected to the intermediate tap ts. Therefore, when the power supply route is changed by the switch means, the primary current in the primary coil L1 is changed.
  • the energization section is switched to any one of the sections ta to ts or the sections ta to tb. That is, the switching circuit Rc plays a role of appropriately switching the energization section of the primary current by switching the output terminal to be conducted to the input terminal.
  • the switch means provided in the switching circuit Rc can be variously modified, and specific examples thereof will be described in detail later.
  • the drive circuit Dr used in the present embodiment employs a full bridge circuit composed of power transistors T1 to T4 (first switching elements in the claims).
  • the drive circuit Dr is connected to the multiphase diode bridge Dbr via the power supply lines on both sides.
  • the contacts of the power transistors T1 and T2 are connected to the input terminal of the switching circuit Rc, and the contacts of the power transistors T3 and T4 are connected to the end point tb of the transformer Tc.
  • each of the transistors T1 to T4 has a gate connected to the signal processing device CNT1 and is ON / OFF controlled by a drive signal Sd output from the signal processing device CNT1. Therefore, when the drive circuit Dr receives the drive signal Sd from the signal processing device CNT1, each power transistor is driven at a predetermined duty ratio, and intermittent voltage is applied between the switching circuit Rc and the end point tb.
  • a shunt resistor Rk may be provided at the end of the full bridge circuit, and the current value Sk of the drive circuit Dr may be monitored by the signal processing device CNT1. In this case, it is possible to detect abnormal operation of the power transistors T1 to T4.
  • the drive circuit Dr is not limited to such a form.
  • the drive circuit Dr may be configured by a single power transistor T5 (first switching element in claims).
  • the power transistor T5 in the figure is inserted between the end point tb and the multiphase diode bridge circuit Dbr, and is repeatedly energized / interrupted in accordance with the drive signal Sd received from the signal processing device CNT1, thereby the primary coil.
  • a primary current is generated in L1.
  • the drive circuit Dr may be connected to the end point ta.
  • the switching circuit Rc has an input terminal connected to the power supply line on the other side, and each of the output terminals is connected to the intermediate tap ts and the end point tb.
  • the smoothing circuit Sf is connected to the secondary coil L2 of the transformer Tc, smoothes the induced electromotive force V2 output from the secondary coil, and applies the output voltage Vout converted to the DC state to the output terminal Vout at the subsequent stage. .
  • FIG. 5 shows a configuration example of the smoothing circuit Sf.
  • the smoothing circuit Sf shown in FIG. 5A includes diodes Dp and Dq, a reactor L3, and a smoothing capacitor C2.
  • the anodes of the diodes Dp and Dq are each connected to the end point of the secondary coil L2.
  • both the diodes Dp and Dq are connected to each other on the cathode side, and their contact points are connected to the input side of the reactor L3.
  • the reactor L3 is wired so as to be inserted into the power supply line.
  • the smoothing capacitor C2 is connected in parallel to the secondary coil L2 after the reactor L3.
  • Such a smoothing capacitor C2 is required to output a voltage of the order of several hundred volts, but generally an electrolytic capacitor or the like is used.
  • a center tap is provided on the secondary coil L2.
  • the cathodes of the diodes Dp and Dq are respectively connected to the end points of the secondary coil L2, and the anodes of the diodes Dp and Dq are connected to each other.
  • This contact is connected to the cathode side of the smoothing capacitor C2.
  • the anode side of the smoothing capacitor C2 is connected to the center tap of the secondary coil L2 via the reactor L3.
  • FIG. 6 shows another configuration of the smoothing circuit.
  • the smoothing circuit Sf shown in FIG. 6A includes diodes Dh to Dk, power transistors Tj and Tk, a reactor L3, and a smoothing circuit C2.
  • the diodes Dh to Dk are wired in a bridge shape, and are connected to power transistors Tj and Tk as shown.
  • the current flowing to the smoothing capacitor C2 is limited by controlling the power transistors Tj and Tk.
  • the output voltage Vout can be adjusted to a desired value by adjusting the drive duty of the power transistor.
  • the output voltage Vout can be adjusted more accurately.
  • the output voltage Vout may be adjusted by setting the drive duty on the drive circuit Dr side to a fixed value and controlling the drive duty on the smoothing circuit Sf side.
  • the smoothing circuit Sf of FIG. 6B the above-described diode bridges Dh to Dk are replaced with power transistors Th to Tk.
  • the smoothing circuit Sf introduced here is merely an example, and other well-known techniques at the present time can be appropriately adopted.
  • the voltage detection circuit INSv is constituted by, for example, voltage dividing resistors R1 and R2, and outputs a detection signal Sv related to the output voltage Vout from the voltage dividing point of this circuit.
  • the current detection circuit INSi includes, for example, a shunt resistor R3 and an operational amplifier AMP, and outputs a detection signal Si that is proportional to the current value detected by the shunt resistor R3.
  • the signal processing device CNT1 includes a first control circuit CNTd and a second control circuit CNTr.
  • the signal processing device CNT1 includes a CPU, a memory circuit, an AD conversion circuit, and other circuits necessary for generating and outputting a predetermined signal.
  • the signal processing device CNT1 does not ask the circuit configuration such as whether it is one-chip or the number of CPUs.
  • the signal processing device CNT1 is supplied with Svin indicating the input voltage Vin, a detection signal Sv indicating the output voltage Vout, and a detection signal Si indicating the value of the current flowing in the secondary power line in the charging device.
  • the first control circuit CNTd defines the drive duty of the power transistors T1 to T4 based on the detection signal Si and the detection signal Sv, and outputs a drive signal corresponding to this.
  • the control circuit CNTd appropriately sets a mode so that the output power of the charging device becomes a constant voltage or a constant current, and thereby controls the output voltage Vout or the output current of the charging device.
  • the second control circuit CNTr outputs a switching signal Sr based on the value of the input voltage Vin. More specifically, when Svin indicating the input voltage Vin is higher than a predetermined threshold, a signal indicating that the input voltage Vin is high (hereinafter referred to as a switching signal Sra) is output. On the other hand, when Svin indicating the input voltage Vin is lower than a predetermined threshold, a signal indicating that the input voltage Vin is low (hereinafter referred to as a switching signal Srb) is output.
  • FIG. 7 shows a relay circuit Ryl which is an embodiment of the switching circuit Rc.
  • the relay circuit Ryl is provided with an input terminal te, a first output terminal t1, and a second output terminal t2, and includes switch means including a switch mechanism SW and a solenoid coil Co.
  • the switch mechanism includes a driven terminal and operates according to the polarity of the solenoid coil Co.
  • the solenoid coil Co applies a repulsive force to the driven terminal and makes the input terminal te and the first output terminal t1 conductive.
  • the switching signal Srb is input, the driven terminal is drawn and the input terminal te and the second output terminal t2 are brought into conduction.
  • the relay circuit Ryl receives the switching signal Sra from the signal processing device CNT1, thereby connecting the input terminal te and the first output terminal ta. Conduct.
  • the applied voltage from the drive circuit Dr is applied to the energization sections ta to tb, and the relay circuit Ryl sets a long energization section for passing the primary current.
  • the relay circuit Ryl receives the switching signal Srb from the signal processing device CNT1 and thereby conducts the input terminal te and the second output terminal ts.
  • the applied voltage from the drive circuit Dr is applied to the energization intervals ts to tb, and the relay circuit Ryl sets the energization interval for flowing the primary current to be short.
  • the relay circuit Ryl causes the winding ratio RN of the transformer Tc to be set to a low value when the effective value of the input voltage Vin is high, and the induced electromotive force and the output voltage Vout generated thereby. Reduce.
  • the winding ratio RN of the transformer Tc is switched to a high value to increase the induced electromotive force and the output voltage Vout generated thereby. That is, the output voltage Vout when the effective value of the input voltage Vin is high and the output voltage Vout when it is low are controlled so that the difference between the voltage values is reduced by the operation of the relay circuit Ryl.
  • two types of commercial power sources are connected to the in-vehicle charging device BCS1, and when one of the commercial power sources ACt1 is connected, the voltage at this time (first multiphase AC voltage) ) Is assumed to be V1rms.
  • the other commercial power supply ACt2 When the other commercial power supply ACt2 is connected, the effective value of the voltage (second multiphase AC voltage) at this time is V2rms.
  • the energization sections ta to tb (all sections) in the primary coil L1 are sections set when the commercial power source ACt1 is connected, and the number of turns in the section is N1a.
  • the energization sections ts to tb (partial sections) in the primary coil L1 are sections set when the commercial power source ACt2 is connected, and the number of turns in the section is N1s.
  • the output voltage Vout from the smoothing circuit Sf outputs the same voltage value regardless of whether the commercial power source ACt1 or the commercial power source ACt2 is connected.
  • the in-vehicle battery Bm in the subsequent stage is charged with the same voltage value regardless of the connected power supply. Therefore, according to such a charging device, detailed control at the time of charging, for example, control regarding overcharge protection is effective.
  • the in-vehicle charging device BCS1 obtains electric power from the three-phase AC power supply, and applies a smoothing action to the input voltage by full-wave rectifying each phase voltage, thereby smoothing the input side.
  • the advantage is that the capacitor can be omitted, thereby simplifying the circuit configuration and reducing the cost of the device.
  • the in-vehicle charging device BCS1 that can be used for different values of the input power supply adopts a one-converter circuit, thereby eliminating the harmonics without using the power factor correction circuit, and Both effects of simplifying the circuit configuration are exhibited.
  • the AC-DC converter contributes to downsizing and cost reduction of the device by simplifying the circuit configuration.
  • the relay circuit Ryl is not limited to the above-described aspect of the wiring method.
  • the input terminal te is connected to the other power supply line of the drive circuit Dr
  • the first output terminal t1 is connected to the intermediate tap
  • the second output terminal t2 is connected to the end point. It may be connected to tb. Even if the relay circuit Ryl is controlled to be switched in such a manner, the same effect as described above can be obtained.
  • FIG. 8A shows a further modification of the switching circuit.
  • the switching circuit Sc1 is constituted by two thyristors (second switching element in claims), and the anode sides of both thyristors are connected to the input terminal te. One cathode side is connected to the first output terminal t1, and the other cathode side is connected to the second output terminal t2. Then, drive signals Sr1 and Sr2 are sent to each gate from the signal processing device CNT1.
  • the switching circuit Sc1 sets the energization section in the primary coil L1 to all sections ta to tb by energizing the thyristor connected to the first output terminal t1.
  • the energizing section is set to the section from ts to tb. That is, the switching circuit Sc1 shown in the figure selects the thyristor to be energized, thereby changing the power supply route and performing the energization section setting operation.
  • thyristor cannot self-extinguish the drive signals Sr1 and Sr2 here, it is necessary to give both an energization command (ignition) and a cutoff command (extinction) to the gate.
  • a switching element is preferably a power transistor such as an IGBT or a MOSFET. It goes without saying that such power transistors can be used not only for the switching elements here but also for all the switching elements described in this specification.
  • FIG. 8B shows a further modification of the switching circuit.
  • the switching circuit Sc2 is composed of two switching elements Ty and Tz (second switching element in the claims), and the switching element Ty is connected to the output terminal t1, and the energization section is divided into sections ta to ts (one It is responsible for the function set in the section). Further, the switching element Tz is connected to the output terminal t2, and has a function of setting the energization section to sections ta to tb (all sections).
  • either the switching element Ty or Tz is selectively driven to switch the energization section of the primary current.
  • control for intermittently energizing or interrupting the primary current is performed for the selected switching element.
  • the operation of the switching element is realized by the drive signal Sr1 or Sr2 sent from the signal processing device CNT1 as a high frequency pulse.
  • the driving signal Sr1 is input from the signal processing device CNT1
  • the switching element Ty generates an intermittent primary current for the energization sections ta to ts.
  • the driving signal Sr2 is input, and the switching element Tz generates an intermittent primary current for the energization sections ta to tb.
  • the drive circuit Sc2 is a circuit having an original function of switching the energization path and a function of driving the transformer Tc such as the drive circuit Dr described above. For this reason, the vehicle-mounted charging device BCS having the switching circuit Sc2 does not require a separate drive circuit, and thus the circuit configuration is greatly simplified.
  • the switching circuit Rc3 includes a plurality of switching means Sw1 to Sw4, and is provided with one input terminal te and a plurality of output terminals t1 to t4. Among these, the switch means Sw1 is inserted between the input terminal te and the output terminal t1, the switch means Sw2 is inserted between the input terminal te and the output terminal t2, and the same wiring is also applied to the other switching means. Is given.
  • the switching circuit Rc3 can switch the power conduction path to a plurality of types (te to t1, te to t2, te to t3, te to t4) in accordance with the drive signals Sr1 to Sr4.
  • the primary coil L1 of the transformer Tc is provided with intermediate taps ts1 to ts3 and generally has five contact points.
  • the primary coil L1 in FIG. 1 has an end point ta connected to the first output terminal t1, an intermediate tap ts1 connected to the second output terminal t2, an intermediate tap ts2 connected to the third output terminal t3,
  • the tap t3 is connected to the fourth output terminal t4, and the end point tb is connected to the drive circuit dr.
  • the in-vehicle charging device BCS in FIG. 6 since the power supply route can be selected from a plurality of routes by the switching circuit Rc3, it is possible to set a plurality of primary current energization sections according to the number of power supply routes. Become. Therefore, the in-vehicle charging device BCS having such a configuration is not limited to two types, and even if more types of commercial power sources are planned to be used, the number of turns set by the intermediate taps ts1 to ts3 is input. If it corresponds to the effective value of the power supply, it becomes possible to control the output voltage Vout from the charging device to have the same value, and it is possible to charge the vehicle-mounted battery suitably.
  • FIG. 9 shows a further modification of the switching circuit.
  • the switching circuit Rc4 is provided with a plurality of input terminals t1 to t4, and switch means Sw1 to Sw4 are connected to the respective input terminals.
  • the switch means Sw1 to Sw4 are appropriately connected to the intermediate taps ts1 to ts3 and the end point tb of the primary coil L1 via the input terminals t1 to t4.
  • the in-vehicle charging device BCS having such a configuration can suitably charge the in-vehicle battery in each scene where three or more different input power sources are used, as in FIG. 9A.
  • the switching circuit Rc4 in FIG. 9B simplifies the circuit configuration of the in-vehicle charging device BCS because the switching circuit Rc4 has a function of setting the primary current energizing section and a function of driving the transformer Tc. Can be.
  • the switch means Sw1 to Sw4 shown here may be a mechanical device such as a relay circuit as described above, or may be a semiconductor element such as a power transistor. In addition, as described in FIGS. 7A and 7B, these switching circuits are expected to be appropriately changed in connection positions and wiring.
  • the plug-in electric vehicle charging device BCS1 is supplied with commercial power by a three-phase AC200 [V] when used in Japan, and supplied with a three-phase AC40 [V] when used in Europe. Shall be.
  • the center coil tg of the primary coil L1 of the transformer Tc is connected to a contact point that equally divides the number of turns of the coil. Further, the contact point on one end side of the primary coil L1 is electrically connected to the end point ta (first end point), and the contact point on the other end side is connected to the end point tb (second end point).
  • the transformer Tc is switched to either the winding ratio RN of 100% or 50% according to the switching operation of the relay circuit Ryl.
  • the applied voltage of the commercial power supply ACt2 of AC200 [V] is about 282 [V] to 245 to the input connector tin of the in-vehicle charging device BCS1. It is smoothed to the input voltage Vin that varies with [V].
  • the signal processing device CNT1 drives the drive circuit Dr in a predetermined mode, recognizes the input voltage Vin related to AC200 [V], and switches the energization path of the relay circuit Ryl toward the output terminal t2. Accordingly, in the primary coil L1, the energization section is set to a section (ts to tb) in which the winding is halved, whereby the winding ratio RN is set to 100% in the transformer Tc.
  • the charging voltage is proportional to the effective value of the input voltage Vin and inversely proportional to the winding ratio RN, and the output voltage Vout is also controlled to 400 [V] (see FIG. 12-b2).
  • the plug-in electric vehicle is charged in any of these countries by providing the center tap Tg in the transformer Tc. It becomes possible.
  • the in-vehicle charging device BCS1 with a three-phase rectifier bridge is very useful in each country. It becomes highly practical.
  • the smoothing capacitor on the input side is omitted by adopting the circuit configuration of the one converter system. Therefore, even if it is designed to be able to input both AC400 [V] and AC200 [V] commercial power supplies, the physique of the device is not affected by the commercial power supply voltage value (input value). It becomes possible to design freely. That is, the in-vehicle charging apparatus according to the present embodiment can be downsized from the technical aspect, and the cost can be kept low. Further, since the smoothing capacitor on the input side is omitted, the harmonic problem is solved, and a complicated circuit configuration such as a power factor correction circuit or an active filter becomes unnecessary.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made within the scope of the technical idea described in the claims. It is.
  • the same charging voltage Vout is obtained for different input power sources by accurately determining the number of windings of the primary coil L1.
  • the charging voltage Vout1 converted from one input power supply and the charging voltage Vout2 converted from the other input power supply are controlled to approach a predetermined range. It's enough.
  • the in-vehicle charging device has been described in detail as a representative example of the AC-DC converter.
  • the AC-DC converter described in the claims is limited to the charging device.
  • the present invention can be widely applied in various technical fields by appropriately changing the form.
  • the gist of the present invention is to apply a switchable transformer to the one-converter system to solve the problem that the circuit configuration is complicated in the prior art, and to make such a simple configuration a harmonic or device. It is the place that leads to the solution of the problem of size etc. at once.
  • the technical idea is not limited to the combination of the transformer and the one-converter circuit configuration used here, but is intended to exceed the assumptions of those skilled in the art.
  • the present invention is suitable as an in-vehicle charging device mounted on an electric vehicle or the like.
  • BCS1 On-vehicle charger (AC-DC converter)
  • DC-DC converter AC-DC converter
  • Dbr polyphase diode bridge
  • Dr drive circuit T1 to T4 T5 first switching element Rc (Ryl, Sc1, Sc2) switching circuit Ty, Tz second switching element Sf smoothing circuit

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Abstract

　リレー回路（Ｒｙｌ）は、入力電圧（Ｖｉｎ）の実効値が高いときにトランス（Ｔｃ）の巻線比（ＲＮ）を低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧（Ｖｏｕｔ）を低減させる。一方、入力電圧（Ｖｏｕｔ）の実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比（ＲＮ）を高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧（Ｖｏｕｔ）を上昇させる。即ち、入力電圧（Ｖｉｎ）の実効値が高いときの出力電圧（Ｖｏｕｔ）と低いときの出力電圧（Ｖｏｕｔ）は、リレー回路（Ｒｙｌ）の動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。

Description

ＡＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、ＡＣ－ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車等に搭載される車載用充電装置として用いる際に好適のものである。
　近年、バッテリ容量に関する技術の進歩に伴い、高電力および長時間の使用に耐え得るバッテリの製品化が進められている。これを受けて、例えば、自動車業界にあっては、かかるバッテリ製品を利用することにより、電動モータを用いた長距離走行を実現させ、この開発成果として、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）及びＥＶ（Electric Vehicle）を商品化させるに至っている。
　ＥＶ（Electric Vehicle）は、走行用の電動モータと車載バッテリと車載用充電装置と電力供給用コネクタとが設けられている。車載用充電装置は、商用電力用のプラグ又は急速充電用のプラグが電力供給用コネクタに接続されると、入力される電力を変換させ車載バッテリを充電するための供給電力を制御する。そして、車載バッテリでは、前段の車載用充電装置から電力が供給され、充電が行われることとなる。
　一方、ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）にあっても、ＥＶと同様な充電システムを搭載させ、商用電力等から車載バッテリを充電させるものが製品化されている。かかるＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）は、更に内燃機関による動力系統を備え、電動モータから駆動力を得る場合には車載バッテリの電気エネルギーを消費させ、内燃機関から駆動力を得る場合には化石燃料による熱エネルギーを利用し、これら双方の駆動系の利点を活かすことにより、低燃費走行を実現させている。
　以下、上述したＥＶ（Electric Vehicle）又はＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）のように、商用電力を車体に接続させて車載バッテリを充電させるシステムをプラグイン式充電システムと呼ぶこととする。
　特開平１１－３５６０４３号公報（特許文献１）では、回路構成が上述した充電装置に類似するスイッチング電源装置について紹介されている。図１３に示す如く、スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍに接続されるＡＣコネクタｔｉｎと、単相の交流電圧を整流化させる単相ダイオードブリッジＤｂｒ０と、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０の後段に接続される平滑コンデンサＣ１と、一次コイル側に中間タップｔｓを設けたトランスＴｃと、トランスＴｃの中間タップｔｓ及び第１の端点ｔａに接続され電力の供給経路を切換えるスイッチ回路Ｒｃ（特許請求の範囲における切換回路）と、第２の端点ｔｂに接続されたスイッチング素子Ｔ５を備え一次コイルＬ１に流れる一次電流を変動させるドライブ回路Ｄｒと、二次コイルＴ２での誘導起電力を平滑させる平滑回路Ｓｆと、入力電圧Ｖｉｎの検出信号Ｓｖｉｎに基づいてスイッチ回路Ｒｃを切換える電圧判定回路ＣＮＴｒと、出力電圧Ｖｏｕｔの検出信号Ｓｖに基づいてドライブ回路を制御させる制御回路ＣＮＴｄとから構成される。
　スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相ダイオードブリッジＤｒｂ０の直後に平滑コンデンサＣ１が設けられるところ、所謂、コンデンサ・インプット式の回路構成を成すものである。当該スイッチング電源装置ＢＣＳ０は、単相交流電源ＡＣｍが接続されると、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０にて単相の交流電圧を全波整流波Ｖｄへ変換させ（図１４の（ａ）参照）、後段の平滑回路Ｃ１で電荷を蓄積させることにより安定した入力電Ｖｉｎを得る（図１４の（ｂ）参照）。この入力電圧Ｖｉｎは、スイッチ回路Ｒｃを介してトランスＴｃの一次コイルＬ１に印加される。
　ドライブ回路Ｄｒは、制御回路ＣＮＴｄによって駆動されると、一次コイルＬ１に流れる一次電流を断続的に発生させる。このとき、二次コイルＬ２は、一次電流の変動に応じて鉄心の磁束が変動するため、この変動に応じて誘導起電力を発生させる。この誘導起電力は、一次電流の通電又は遮断に応じて発生するところ、其の波形は交流又は発振状態とされる。
　平滑回路Ｓｆは、ダイオードブリッッジＤ１～Ｄ４、及び、リアクトルＬ３、平滑コンデンサＣ２、ダイオードＤ５から構成されている。当該平滑回路Ｓｆは、発振状態の誘導起電力を全波整流させ、その後、直流状態の電力へと変換する。平滑回路Ｓｆから出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、制御回路ＣＮＴｄで其の電圧値が認識され、当該制御回路ＣＮＴｄがドライブ回路Ｄｒの動作を制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が適宜調整されることとなる。
　また、特許文献１に係るスイッチング電源装置ＢＣＳ０は、ＡＣコネクタｔｉｎへ供給される電力が異なる場合、以下の如くスイッチ回路Ｒｃを機能させて、双方の出力電圧Ｖｏｕｔに違いが生じないよう制御する。
　例えば、ＡＣコネクタｔｉｎに商用電源（ＡＣ１００〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、検出回路（図示なし）を介して入力電圧Ｖｉｎを認識し、ＡＣ１００〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを端子ｔａに導通させる。従って、一次コイルＬ１では、端子ｔａ～端子ｔｂの区間に一次電流が流れることとなる。尚、ＡＣ１００〔Ｖ〕を整流化させた場合、入力電圧Ｖｉｎは１４０〔Ｖ〕とされる。
　これに対し、ＡＣコネクタｔｉｎに車載バッテリ（ＤＣ１４〔Ｖ〕）が接続される場合、電圧判定回路ＣＮＴｒでは、ＤＣ１４〔Ｖ〕が印加されている旨の信号Ｓｒを出力させる。このとき、スイッチ回路Ｒｃでは、信号Ｓｒに基づいてスイッチを中間タップｔｓに導通させる。この中間タップｔｓは、一次電流の流れる区間をｔｓ～ｔｂの間に設定するものであり、区間ｔｓ～ｔｂにおける一次コイルＬ１の巻数は、区間ｔａ～ｔｂにおける一次コイルの巻数の１／１０程度に設定されている。
　従って、ＤＣ１４〔Ｖ〕が入力される場合の巻線比ＲＮ２（二次巻線Ｎ２／一次巻線Ｎ１）はＡＣ１００〔Ｖ〕時の巻線比ＲＮ１の１０倍程度となるため、スイッチング電源装置ＢＣＳ０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔは、ＤＣ１４〔Ｖ〕又はＡＣ１００〔Ｖ〕の何れの電力が与えられても、略同値若しくは同様の状態に制御される。
　かかるスイッチング電源装置は、前述したプラグイン式電気自動車の充電装置に適用させることが可能である。この場合の車載用充電装置は、車体の電力供給用コネクタへ異なる電力が供給されても、トランスＴｃの巻線比ＲＮを適宜に設定することで、何れの場合にも出力電圧Ｖｏｕｔに違いを与えずして、車載バッテリＢｍを好適に充電させることができる。
特開平１１－３５６０４３号公報
　しかしながら、特許文献１に係る技術では、図１４の（ｃ）に示す如く、全波整流波Ｖｄにおけるピーク値の近傍で、平滑コンデンサＣ１に流れる電流Ｉｉｎが瞬時的に発生する。このような入力電流Ｉｉｎは、高調波の発生原因とされ、交流電源Ａｃｍに接続される電気機器の動作を不安定にさせるとの問題が生じる。
　また、このようなコンデンサ・インプット式の電力変換回路は、入力電流Ｉｉｎによって、力率の低下を招くこととなる。このため、当該電力変換回路は、所望の電力を出力させるため、力率低下を補うよう入力電流Ｉｉｎを大きくさせる回路設計が要求される。従って、ダイオード，スイッチング素子，平滑コンデンサＣ２として用いられる電解コンデンサ，この他の回路素子について、定格電流の高い素子を選択しなければならず、回路装置の大型化及び高コスト化を招くとの問題が生じる。
　更に、このような電力変換回路を車載用充電装置として用いる場合、高調波の発生に応じて周辺の車載電装機器へ悪影響を及ぼすことが懸念される。特に、ＡＣコネクタからの供給電源をセンシングしているＥＣＵ（Electric Control Unit）等では、其の悪影響による被害が甚大となり得る。
　このため、高調波による被害を回避すべく、力率を改善させることを企図した電力変換回路が提案されている。図１５は其の一例が示されており、具体的には、単相ダイオードブリッジＤｂｒ０と、平滑コンデンサＣ１との間に力率改善回路ＰＦＣが追加構成される。また、力率改善回路ＰＦＣにおけるスイッチング素子Ｔｐの制御を行う制御マイコンＣＮＴｐが追加されている。かかる電力変換回路によれば、スイッチング素子Ｔｐの通電電流を適宜に制御させると、入力電圧（全波整流波）と相似形の入力電流Ｉｉｎが生成されるため、力率が改善され、これにより、周辺の電気機器への悪影響は一定の範囲で改善される。しかし、このような電力変換回路では、力率改善回路ＰＦＣを追加構成させなければならないので、回路の複雑化を招き、結局、装置の大型化及びコスト高を招いてしまう。
　更に、図１３及び図１５の何れの電力変換回路にあっても、平滑コンデンサＣ１が必ず設けられることとなる。当該平滑コンデンサＣ１は、入力電圧の大きさに応じてキャパシタンスが設定されるため、一般的には素子体格の大きい電解コンデンサが使用される。従って、車載用充電装置にあっては、数百ボルトオーダーの使用に耐える電解コンデンサを選定しなければならず、これを満たす電解コンデンサを用いれば、素子体格の肥大化を招いて、レイアウト上の困難を極める。
　加えて、昨今の自動車は、複数の国を対象として製造・販売等が行なわれている。この場合、プラグイン式電気自動車の使用が予定されている国Ａ～Ｃのうち、商用電源の電圧値が高い国Ａに合わせて平滑コンデンサＣ１（電解コンデンサ）を選定しなければならない。従って、或るプラグイン式電気自動車について言えば、商用電源の電圧値が大きい国Ａで使用されないにも関わらず、当該国Ａに対応させたスペックの充電装置を搭載させなければならないという問題も生じる。
　本発明は上記課題に鑑み、複数種類の入力電源の利用を可能とした上で回路構成の簡素化を実現させるＡＣ－ＤＣコンバータの提供を目的とする。
　上記課題を解決するため、第１の発明では次のようなＡＣ－ＤＣコンバータの構成とする。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることとする。
　また、第２の発明では次のようなＡＣ－ＤＣコンバータの構成としても良い。即ち、多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
　前記切換回路は、前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することとする。
　これらの発明について好ましくは、前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することとする。
　より好ましくは、前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することとする。
　また、前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
　前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することとしても良い。
　上述した全ての発明について好ましくは、商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることとする。このとき、前記商用電力は３相交流電源から供給されることとするのが良い。
　本発明に係るＡＣ－ＤＣコンバータは、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
　そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスの巻線比を切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能なＡＣ－ＤＣコンバータは、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ－ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
　特に、ＡＣ－ＤＣコンバータが車載用充電装置とされ、当該装置を搭載させるプラグイン式電気自動車の使用予定国が複数国に跨り且つ各国での商用電源の値が異なる条件であっても、先に説明したように、本発明に係る車載用充電装置は、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなるため、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。また、かかる車載用重電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
実施の形態に係る車載用充電装置の回路構成を示す図である。 （ａ）ないし（ｃ）は、３相交流電圧及び其の全波整流後の波形を示すタイムチャートである。 （ａ）および（ｂ）は、入力電圧検出回路の構成例を示す図である。 実施の形態に係る車載用充電装置の他の回路構成を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、平滑回路の構成例を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、平滑回路の構成例を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、切換回路の構成例を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、切換回路の構成例を示す図である。 （ａ）および（ｂ）は、切換回路の構成例を示す図である。 実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図である。 実施例に係る切換回路及びトランスでの動作を示す図である。 （ａ１）、（ａ２）、（ｂ１）および（ｂ２）は、実施例に係る入力電圧と出力電圧との関係を示す図である。 従来例に係る車載用充電装置の回路構成を示す図である。 （ａ）ないし（ｃ）は、従来例における入力電圧と入力電流とを示すタイムチャートである。 他の従来例に係る車載用充電装置の構成を示す図である。
　以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図１に示す如く、本実施の形態に係るＡＣ－ＤＣコンバータＢＣＳ１は、以下の如く、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が用いられている。具体的には、多相ダイオードブリッジＤｂｒとドライブ回路Ｄｒと切換回路ＲｃとトランスＴｃと平滑回路Ｓｆと電圧検出回路ＩＮＳｖと電流検出回路ＩＮＳｉと信号処理装置ＣＮＴ１とから構成される。尚、ＡＣ－ＤＣコンバータは、本実施の形態においてプラグイン式自動車に搭載される充電装置であるところ、以下、車載用充電装置ＢＣＳ１と呼ぶこととする。また、当該車載用充電装置ＢＣＳ１は、入力コネクタｔｉｎと出力端子ｔｏｕｔとが設けられ、入力コネクタｔｉｎには、３相の商用電源ＡＣｔを印加させる電源プラグが接続され、出力端子ｔｉｏｕｔには、車載バッテリＢｍが接続される。
　商用電源ＡＣｔは、３相の交流電源（ｒ相／ｓ相／ｔ相）が用いられる点で従来技術と異なる。かかる３相の商用電源ＡＣｔは、例えば、日本国の場合、ＡＣ２００〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、欧州の場合、ＡＣ３８０〔Ｖ〕，ＡＣ４００〔Ｖ〕が供給され、その他の国にあっても、各電力会社によって、其の電圧値（多相交流電圧）が多種多様に設定されている。尚、これらの電圧値は実効値を示すものとする。
　入力コネクタｔｉｎは、上述した複数種類の商用電源（３相交流電源）が印加されるよう、複数種類のプラグ形状に対応した端子が形成される。当該入力コネクタｔｉｎは、この他、急速充電プラグ用のコネクタを別途設けるようにしても良い。
　出力端子ｔｏｕｔは、図示の如く、車載用充電装置ＢＣＳ１の後段側に設けられ、平滑回路Ｓｆの出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるように配線されている。かかる出力端子ｔｏｕｔは、更に、後段部に電源ラインが接続され、出力電圧Ｖｏｕｔが電源ラインを介して車載バッテリＢｍへ印加されるよう配線されている。以下、車載用充電装置について、車載バッテリＢｍが接続される方向を出力側と呼び、商用電力ＡＣｔが接続される方向を入力側と呼ぶことがある。
　車載バッテリＢｍは、リチウムイオン電池等のバッテリセルがバッテリモジュール内に複数配設され、総じて４００〔Ｖ〕程度の直流電圧を発生させる。車載バッテリＢｍから出力される電力は、バッテリ電力から３相交流電力を発生させるメインインバータ装置と、車載電装機器及びサブバッテリ（ＤＣ１２〔Ｖ〕程度）へ電力を供給させるＤＣ－ＤＣコンバータとに分配される。そして、インバータ回路では、車載バッテリＢｍの直流電力を３相交流電力へと変換させ、駆動モータ（３相同期モータ，３相誘導モータ等）へ３相交流電力を供給する。このとき、駆動モータは、入力された電力に応じてトルクを発生させ、駆動輪にトルクを伝えることで、車両の静動または車速のコントロールを適宜に行なう。
　多相ダイオードブリッジＤｂｒは、ダイオードＤａ～Ｄｆによってブリッジ状に配線され、これらの構成によって各相電圧（ｒ相電圧／ｓ相電圧／ｔ相電圧）に対応するアームが形成される。このアームでは、３相交流電圧Ｖａｃｔが印加されると（図２の（ａ）参照）、各相に対応する相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を全波整流させる（図２の（ｂ）参照）。従って、多相ダイオードブリッジＤｂｒは、全波整流された各相電圧（Ｖｒ／Ｖｓ／Ｖｔ）を順次出力させるので、これによって現れる出力電圧Ｖｉｎは、図２の（ｃ）に示す如く、一定の範囲ΔＶにて変動するに止まり、これにより、平滑作用を受けることとなる。
　仮に、ＡＣ２００〔Ｖ〕の単相交流電圧が印加される場合について検討すると、単相の場合の出力電圧は、各々の整流波が位相差πとされるので、２８２〔Ｖ〕～０〔Ｖ〕の範囲で変動することとなってしまう。しかし、本実施の形態のように平衡３相交流電源を採用することにより、出力電圧Ｖｉｎは、変動範囲が２８２〔Ｖ〕～２４５〔Ｖ〕の範囲内に収まるという効果が奏される。即ち、入力電源が単相から３相へ変更されることで、出力電圧Ｖｉｎの変動範囲が約１３％に抑えられることとなる。また、本実施の形態では入力電源として３相交流電源を取り扱っているが、これに限らず、更に多相の電源を用いることにより、此処に説明した平滑作用がより顕著なものとなる。
　また、本実施の形態にあっては、ワン・コンバータ方式の電力変換回路が採用されているので、コンデンサ・インプット方式で用いられる入力側の平滑回路が省略される。従って、装置自体の小型化が図られ、また、高調波の発生も解消される。
　車載用充電装置ＢＣＳ１には、入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出回路（図示なし）が設けられる。当該電圧検出回路は、図２の（ａ）に示す如く、抵抗Ｒｍ及びＲｎから成る分圧抵抗とし、分圧点から入力電圧Ｖｉｎに関する検出信号Ｓｖｉｎを出力するようにしても良い。また、図２の（ｂ）に示す如く、入力コネクタｔｉｎと多相ダイオードブリッジＤｂｒとの間にセンサ回路ＳＣＮ２を設け、各々の電源ラインから相電圧に関する検出信号Ｓｖｉｎ（ｒ），Ｓｖｉｎ（ｓ），Ｓｖｉｎ（ｔ）を出力させるようにしても良い。尚、入力電圧Ｖｉｎを検出するための回路については、同図では単に一例として挙げているに過ぎず、現時点において公知の技術を適宜利用することが可能である。
　トランスＴｃは、鉄心を具備し、当該鉄心について一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とが巻回されている。このうち、本実施の形態に係る一次コイルＬ１は、端点ｔａ及び中間タップｔｓ及び端点ｔｂを具備している。中間タップｔｓは、一次コイルＬ１のワイヤー線の途中の接点箇所へ電気的に接続されている端子であって、端点ｔａ～中間タップｔｓ，又は，端点ｔｂ～中間タップｔｓの巻線Ｎを決定するものである。また、端点ｔａ及び端点ｔｂは、一次コイルＬ１の各端部における接点箇所に導通される。一方、二次コイルＬ２は、本実施の形態の場合、中間タップを具備しない通常のコイルが用いられる。かかるトランスＴｃでは、一次コイルＬ１に流れる一次電流が変動すると、鉄心を貫通する磁束が変動する。このとき、二次コイルＬ２では、磁束変化に応じて誘導起電力を発生させることとなる。先に説明したように、ドライブ回路Ｄｒから印加される電圧は交流状態とされるので、一次電流及び誘導起電力についても、時間経過に応じて其の極性が変化することとなる。
　ここで、一次コイルＬ１における区間ｔａ～ｔｓまでの巻数をＮ１ａとし、一次コイルにおける全区間ｔａ～ｔｂの巻数（全巻数）をＮ１ｂとし、二次コイルＬ２における全巻数をＮ２とする。このとき、区間ｔａ～ｔｓにのみ一次電流が流れる場合、トランスＴｃの巻線比ＲＮａは、ＲＮａ＝Ｎ２／Ｎ１ａ，で現される。一方、全区間ｔａ～ｔｂに一次電流が流れる場合、このときの巻線比ＲＮ２は、ＲＮ２＝Ｎ２／Ｎ１ｂで現される。
　切換回路Ｒｃは、入力端子と第１の出力端子と第２の出力端子とスイッチ手段とを備えている。本実施の形態の場合、入力端子はドライブ回路Ｄｒの一方のアームに接続され、第１の出力端子は一次コイルＬ１の端点ｔａに接続され、第２の出力端子は一次コイルＬ１の中間タップｔｓに接続される。そして、切換回路Ｒｃは、スイッチ手段によって、第１の出力端子又は第２の出力端子の何れか一方を選択し、選択された方の出力端子を入力端子に導通させ、これにより、電力の供給ルートを切換える。
　かかる切換回路Ｒｃは、一方の出力端子が端点ｔａに接続され他方の出力端子が中間タップｔｓに接続されているので、スイッチ手段によって電力の供給ルートを変更させると、一次コイルＬ１における一次電流の通電区間は、区間ｔａ～ｔｓ，又は，区間ｔａ～ｔｂ，の何れかに切換えられることとなる。即ち、切換回路Ｒｃは、入力端子に導通させる出力端子を切換えることで、一次電流の通電区間を適宜に切換える役割を担う。尚、切換回路Ｒｃに設けられるスイッチ手段については、その形態が種々改変され得るものであり、その具体例については追って詳述する。
　本実施の形態で用いられるドライブ回路Ｄｒは、パワートランジスタＴ１～Ｔ４（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）から成るフルブリッジ回路が採用されている。かかるドライブ回路Ｄｒは、両サイドの電源ラインを介して多相ダイオードブリッジＤｂｒに接続されている。また、パワートランジスタＴ１及びＴ２の接点は、切換回路Ｒｃの入力端子に接続され、パワートランジスタＴ３及びＴ４の接点は、トランスＴｃの端点ｔｂに接続されている。また、各々のトランジスタＴ１～Ｔ４は、ゲート部が信号処理装置ＣＮＴ１に接続され、当該信号処理装置ＣＮＴ１から出力される駆動信号Ｓｄによって、各々がＯＮ／ＯＦＦ制御される。従って、当該ドライブ回路Ｄｒは、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｄを受信すると、各々のパワートランジスタが所定のデューティ比にて駆動され、切換回路Ｒｃと端点ｔｂとの間に断続的な電圧を印加させる。
　この断続的に発生する電圧は、切換回路Ｒｃを介して一次コイルＬ１へ印加されるので、切換回路Ｒｃによって選択された一次コイルＬ１の通電区間では、其の区間において、高い周波数で一次電流の通電又は遮断が繰返される。即ち、パワートランジスタＴ１～Ｔ４が駆動されると、この動作に応じて一次電流の電流値が変動することとなる。従って、トランスＴｃでは、このような断続的な制御により一次電流の電流値が変動し、これにより、誘導起電力Ｖ２を発生させている。
　尚、図１に示す如く、フルブリッジ回路の端部にシャント抵抗Ｒｋを設け、信号処理装置ＣＮＴ１にてドライブ回路Ｄｒの電流値Ｓｋを監視するようにしても良い。この場合、パワートランジスタＴ１～Ｔ４の動作異常を検知することが可能となる。
　また、図１のドライブ回路Ｄｒはフルブリッジ回路が採用されているが、当該ドライブ回路Ｄｒは、かかる形態に限定されるものではない。例えば、図４に示す如く、単体のパワートランジスタＴ５（特許請求の範囲における第１のスイッチング素子）によってドライブ回路Ｄｒを構成させても良い。同図でのパワートランジスタＴ５は、端点ｔｂと多相ダイオードブリッジ回路Ｄｂｒとの間に介挿され、信号処理装置ＣＮＴ１から受けた駆動信号Ｓｄに応じて通電／遮断を繰返し、これにより、一次コイルＬ１に一次電流を発生させる。また、当該ドライブ回路Ｄｒは端点ｔａ側に接続させても良い。この場合、切換回路Ｒｃは、入力端子が他方側の電源ラインに接続され、出力端子の各々は、中間タップｔｓ及び端点ｔｂへ接続されることとなる。
　平滑回路Ｓｆは、トランスＴｃの二次コイルＬ２へ接続され、当該二次コイルから出力された誘導起電力Ｖ２を平滑させ、直流状態に変換された出力電圧Ｖｏｕｔを後段の出力端子Ｖｏｕｔへ印加する。
　図５は、平滑回路Ｓｆの構成例が示されている。例えば図５の（ａ）に示される平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｐ及びＤｑとリアクトルＬ３と平滑コンデンサＣ２とから構成される。ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、各々が二次コイルＬ２の端点に接続される。また、双方のダイオードＤｐ及びＤｑは、カソード側が互いに接続され、其の接点は、リアクトルＬ３の入力側に接続されている。かかるリアクトルＬ３は、電源ラインに介挿されるように配線される。そして、平滑コンデンサＣ２は、リアクトルＬ３の後段にて、二次コイルＬ２に対して並列接続される。かかる平滑コンデンサＣ２は、数百Ｖオーダーの電圧を出力させることが要求されるところ、一般には電解コンデンサ等が用いられる。
　また、図５の（ｂ）に示されるような平滑回路Ｓｆとしても良い。この場合、二次コイルＬ２にセンタータップが設けられる。そして、当該二次コイルＬ２の端点にダイオードＤｐ及びＤｑのカソードが各々接続され、当該ダイオードＤｐ及びＤｑのアノードは、互いに接続される。この接点は、平滑コンデンサＣ２の陰極側に接続される。また、平滑コンデンサＣ２の陽極側は、リアクトルＬ３を介して二次コイルＬ２のセンタータップに接続される。
　これらの平滑回路Ｓｆは、共に、極性が素早く変動するような交流状態の誘導起電力Ｖ２が印加されると、これに応じて生じる電荷を平滑コンデンサＣ２へ蓄積させ、力流電力を発生させる。但し、このような平滑回路については、既に周知の技術とされているため、動作等の説明を省略することとする。
　図６は、平滑回路の他の構成が示されている。図６の（ａ）の平滑回路Ｓｆは、ダイオードＤｈ～ＤｋとパワートランジスタＴｊ及びＴｋとリアクトルＬ３と平滑回路Ｃ２とから構成される。ダイオードＤｈ～Ｄｋはブリッジ状に配線され、併せて、図示の如く、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが接続されている。かかる平滑回路Ｓｆは、パワートランジスタＴｊ及びＴｋが制御されることで、平滑コンデンサＣ２へ流れる電流の制限が行なわれる。先に説明したドライブ回路Ｄｒにあっても、パワートランジスタの駆動デューティを調整することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを所望の値に調整することは可能である。但し、このような機能を平滑回路Ｓｆに追加させることで、より正確に出力電圧Ｖｏｕｔを調整することが可能となる。また、例えば、ドライブ回路Ｄｒ側の駆動デューティを固定値とし、平滑回路Ｓｆ側の駆動デューティを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを調整するようにしても良い。
　図６の（ｂ）の平滑回路Ｓｆは、上述したダイオードブリッジＤｈ～ＤｋがパワートランジスタＴｈ～Ｔｋへ置換えられている。一般に、ダイオードでの電圧降下と比較してトランジスタでの電圧降下は低く抑えられるので、かかる構成とした場合、出力効率の向上が図られる。尚、ここに紹介した平滑回路Ｓｆは、例示的なものに過ぎず、この他、現時点における公知の技術を適宜取入れることが可能である。
　電圧検出回路ＩＮＳｖは、例えば、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成され、この回路の分圧点から出力電圧Ｖｏｕｔに関する検出信号Ｓｖを出力させる。
　電流検出回路ＩＮＳｉは、例えば、シャント抵抗Ｒ３及びオペアンプＡＭＰとから構成され、シャント抵抗Ｒ３で検出した電流値に比例する検出信号Ｓｉを出力させる。
　信号処理装置ＣＮＴ１は、図１に示す如く、第１の制御回路ＣＮＴｄと第２の制御回路ＣＮＴｒとから構成される。当該信号処理装置ＣＮＴ１は、ＣＰＵ及びメモリ回路及びＡＤ変換回路，この他、所定の信号を生成・出力させるために必要な回路が構成される。尚、信号処理装置ＣＮＴ１については、ワンチップされているか否か又はＣＰＵの数など、その回路構成を問うものではない。かかる信号処理装置ＣＮＴ１には、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎ，出力電圧Ｖｏｕｔを示す検出信号Ｓｖ，充電装置内の二次側の電源ラインに流れる電流値を示す検出信号Ｓｉが入力される。そして、第１の制御回路ＣＮＴｄでは、検出信号Ｓｉ及び検出信号Ｓｖに基づいてパワートランジスタＴ１～Ｔ４の駆動デューティを規定し、これに即した駆動信号を各々出力させる。かかる制御回路ＣＮＴｄは、充電装置の出力電力が定電圧または定電流となるように適宜にモードを設定し、これにより、充電装置の出力電圧Ｖｏｕｔ又は出力電流を制御する。
　一方、第２の制御回路ＣＮＴｒは、入力電圧Ｖｉｎの値に基づいて切換信号Ｓｒを出力させる。具体的に説明すると、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より高い場合、入力電圧Ｖｉｎが高い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒａと呼ぶ）を出力させる。これに対し、入力電圧Ｖｉｎを示すＳｖｉｎが所定の閾値より低い場合、入力電圧Ｖｉｎが低い旨の信号（以下、切換信号Ｓｒｂと呼ぶ）を出力させる。
　図７の（ａ）は、切換回路Ｒｃの一形態とされるリレー回路Ｒｙｌが示されている。当該リレー回路Ｒｙｌは、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１と第２の出力端子ｔ２とが設けられ、スイッチ機構ＳＷ及びソレノイドコイルＣｏから成るスイッチ手段を備えている。スイッチ機構は、従動端子を備え、ソレノイドコイルＣｏの極性に応じて動作する。ソレノイドコイルＣｏは、切換信号Ｓｒａが入力されると、従動端子へ斥力を与え、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔ１とを導通させる。また、切換信号Ｓｒｂが入力されると、従動端子を引き寄せ、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔ２とを導通させる。
　従って、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より高い多相交流電源が接続されると、リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒａを受け、これにより、入力端子ｔｅと第１の出力端子ｔａとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔａ～ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を長く設定することとなる。
　また、充電装置ＢＣＳ１へ閾値より低い多相交流電源が接続されると。リレー回路Ｒｙｌは、信号処理装置ＣＮＴ１から切換信号Ｓｒｂを受け、これにより、入力端子ｔｅと第２の出力端子ｔｓとを導通させる。この場合、ドライブ回路Ｄｒからの印加電圧は通電区間ｔｓ～ｔｂに加えられることとなり、当該リレー回路Ｒｙｌは、一次電流を流す通電区間を短く設定することとなる。
　このような制御が行われると、リレー回路Ｒｙｌは、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを低値に設定させ、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを低減させる。一方、入力電圧Ｖｏｕｔの実効値が低いときにトランスＴｃの巻線比ＲＮを高値に切換え、誘導起電力及びこれによって生成される出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させる。即ち、入力電圧Ｖｉｎの実効値が高いときの出力電圧Ｖｏｕｔと低いときの出力電圧Ｖｏｕｔは、リレー回路Ｒｙｌの動作によって其の電圧値の差が低減されるように制御される。
　本実施の形態では、車載用充電装置ＢＣＳ１に２種類の商用電源が接続されるものとし、このうち、一方の商用電源ＡＣｔ１が接続された場合、このときの電圧（第１の多相交流電圧）の実効値をＶ１ｒｍｓとする。また、他方の商用電源ＡＣｔ２が接続された場合、このときの電圧（第２の多相交流電圧）の実効値をＶ２ｒｍｓとする。但し、実効値Ｖ１ｒｍｓ＞実効値Ｖ２ｒｍｓ，とする。
　また、一次コイルＬ１における通電区間ｔａ～ｔｂ（全区間）は、商用電源ＡＣｔ１が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ａとする。また、一次コイルＬ１における通電区間ｔｓ～ｔｂ（一部区間）は、商用電源ＡＣｔ２が接続されたときに設定される区間であって、当該区間における巻数はＮ１ｓとする。
　本実施形態に係る一次コイルＬ１は、中間タップｔｓが、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足するように、当該中間タップｔｓとの接点箇所が設定されている。このため、商用電源ＡＣｔ１を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（１）は、二次コイルＬ２の巻数をＮ２とすると、Ｖ２（１）＝（Ｎ２／Ｎ１ａ）・Ｖ１ｒｍｓ，と表現される。一方、商用電源ＡＣｔ２を接続した場合の誘導起電力Ｖ２（２）は、Ｖ２（２）＝（Ｎ２／Ｎ１ｓ）・Ｖ２ｒｍｓ．と表現される。従って、双方の場合の誘導起電力は、「Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ」の関係を有するところ、共に、同じ電圧値とされる。然るに、平滑回路Ｓｆからの出力電圧Ｖｏｕｔは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても同一の電圧値を出力させることとなる。
　故に、後段の車載バッテリＢｍは、商用電源ＡＣｔ１又は商用電源ＡＣｔ２の何れが接続されても、其の接続される電源に関わり無く、同じ電圧値で充電されることとなる。従って、かかる充電装置によると、充電時における詳細な制御、例えば、過充電保護に関する制御の実効が図られることとなる。
　上述の如く、本実施の形態に係る車載用充電装置ＢＣＳ１は、３相交流電源から電力を取得し、各相電圧を全波整流させることで入力電圧に平滑作用を与え、入力側での平滑コンデンサを省略可能とさせ、以って、回路構成の簡素化・装置の低コスト化が図られるという利点を利用するものである。
　そして、このような平滑作用をワン・コンバータ方式の電力変換回路で実現させ、併せて、入力電圧の値に応じてトランスＴｃの巻線比ＲＮを切換える機能を付加させている。これにより、異なる値の入力電源に対して使用可能な車載用充電装置ＢＣＳ１は、ワン・コンバータ方式の回路を採用することで、力率改善回路を用いずして高調波を解消させる効果、及び、回路構成を簡素化させる効果、の双方の効果が奏されることとなる。また、当該ＡＣ－ＤＣコンバータは、回路構成の簡素化が図られることにより、装置の小型化及び低コスト化に資するものとなる。
　また、かかる車載用充電装置にあっては、高調波の発生を解消させているので、プラグイン式電気自動車へ搭載されている車載電装機器・ＥＣＵ等の安定動作を保障することとなる。
　尚、リレー回路Ｒｙｌは、其の配線方法が上述した態様に限定されるものでない。例えば、図７の（ｂ）に示す如く、ドライブ回路Ｄｒのもう一方の電源ラインに入力端子ｔｅを接続させ、第１の出力端子ｔ１を中間タップに接続させ、第２の出力端子ｔ２を端点ｔｂに接続させても良い。このような態様でリレー回路Ｒｙｌを切換制御させても、上述同様の効果が得られる。
　また、図８の（ａ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ１は、２つのサイリスタ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、双方のサイリスタのアノード側は入力端子ｔｅへ接続される。また、一方のカソード側は第１の出力端子ｔ１へ接続され、他方のカソード側は第２の出力端子ｔ２へ接続される。そして、各々のゲートには、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２が送られる。かかる切換回路Ｓｃ１は、第１の出力端子ｔ１に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、一次コイルＬ１での通電区間をｔａ～ｔｂの全区間に設定する。一方、第２の出力端子ｔ２に接続されるサイリスタを通電状態にさせることで、通電区間をｔｓ～ｔｂの区間に設定する。即ち、同図の切換回路Ｓｃ１は、通電状態とさせるサイリスタを選択することで、電力の供給ルートを変更させ、通電区間の設定動作を行なう。
　ここでの駆動信号Ｓｒ１及びＳｒ２は、サイリスタが自己消弧できないため、通電指令（点弧）と遮断指令（消弧）との双方をゲートへ与える必要がある。尚、これらのサイリスタの替わりに、自己消弧可能なスイッチング素子へ置き換えることも可能である。かかるスイッチング素子は、ＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ等のパワートランジスタが好ましい。また、此処でのスイッチング素子に限らず、本明細書で記される全てのスイッチング素子について、このようなパワートランジスタが使用可能であることは言うまでもない。
　図８の（ｂ）は、切換回路の更なる改変例が示されている。当該切換回路Ｓｃ２は、２つのスイッチング素子Ｔｙ及びＴｚ（特許請求の範囲における第２のスイッチング素子）によって構成され、スイッチング素子Ｔｙは、出力端子ｔ１へ接続され、通電区間を区間ｔａ～ｔｓ（一部区間）に設定する機能を担う。また、スイッチング素子Ｔｚは、出力端子ｔ２へ接続され、通電区間を区間ｔａ～ｔｂ（全区間）に設定する機能を担う。
　従って、切換回路Ｓｃ２についても、スイッチング素子Ｔｙ又はＴｚの何れかを選択的に駆動させ、一次電流の通電区間を切換える。また、同図における切換回路Ｓｃ２にあっては、選択されたスイッチング素子について、一次電流の通電または遮断を断続させる制御が行われる。このスイッチング素子の動作は、信号処理装置ＣＮＴ１から送られる駆動信号Ｓｒ１又はＳｒ２が高周波パルスとされ、これにより実現されるものである。そして、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｙが選択される場合、信号処理装置ＣＮＴ１から駆動信号Ｓｒ１が入力され、スイッチング素子Ｔｙは、通電区間ｔａ～ｔｓについて、断続的な一次電流を発生させる。また、駆動対象としてスイッチング素子Ｔｚが選択される場合、駆動信号Ｓｒ２が入力され、スイッチング素子Ｔｚは、通電区間ｔａ～ｔｂについて、断続的な一次電流を発生させる。
　即ち、駆動回路Ｓｃ２は、通電経路を切換える本来的な機能を担うと共に、上述したドライブ回路ＤｒのようなトランスＴｃを駆動させる機能を併せて備える回路である。このため、切換回路Ｓｃ２を有する車載用充電装置ＢＣＳは、ドライブ回路を別途設ける必要がないため、回路構成が非常に簡素化される。
　図９の（ａ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ３は、複数のスイッチング手段Ｓｗ１～Ｓｗ４が組み込まれ、１つの入力端子ｔｅと複数の出力端子ｔ１～ｔ４とが設けられている。このうち、スイッチ手段Ｓｗ１は入力端子ｔｅと出力端子ｔ１との間に介挿され、スイッチ手段Ｓｗ２は入力端子ｔｅと出力端子ｔ２との間に介挿され、その他のスイッチング手段についても同様な配線が施される。かかる切換回路Ｒｃ３は、駆動信号Ｓｒ１～Ｓｒ４に応じて、電力の導通経路を複数の種類（ｔｅ～ｔ１，ｔｅ～ｔ２，ｔｅ～ｔ３，ｔｅ～ｔ４）に切換えることが可能となる。
　トランスＴｃの一次コイルＬ１は、中間タップｔｓ１～ｔｓ３が設けられ、総じて５箇所の接点箇所を備えている。同図の一次コイルＬ１は、端点ｔａが第１の出力端子ｔ１に接続され、中間タップｔｓ１が第２の出力端子ｔ２に接続され、中間タップｔｓ２が第３の出力端子ｔ３に接続され、中間タップｔ３が第４の出力端子ｔ４に接続され、端点ｔｂがドライブ回路ｄｒに接続される。
　同図における車載用充電装置ＢＣＳは、電力供給ルートが切換回路Ｒｃ３によって複数のルートに選択され得るので、その電力供給ルートの数に応じて、一次電流の通電区間を複数設定することが可能となる。従って、このような構成を備える車載用充電装置ＢＣＳは、２種類に限らず更に多くの種類の商用電源の使用が予定されていても、中間タップｔｓ１～ｔｓ３で設定される巻数が其の入力電源の実効値に対応していれば、当該充電装置からの出力電圧Ｖｏｕｔを同値とする制御が可能となり、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。
　図９の（ｂ）は、切換回路の更なる変更例が示されている。当該切換回路Ｒｃ４は、複数の入力端子ｔ１～ｔ４が設けられ、この入力端子の各々に対応してスイッチ手段Ｓｗ１～Ｓｗ４が接続されている。当該スイッチ手段Ｓｗ１～Ｓｗ４は、入力端子ｔ１～ｔ４を介して一次コイルＬ１の中間タップｔｓ１～ｔｓ３，端点ｔｂに適宜に接続される。
　かかる構成を具備する車載用充電装置ＢＣＳは、図９の（ａ）と同様、３種類以上の異なる入力電源が用いられる各場面において、車載バッテリを好適に充電させることが可能となる。また、図９の（ｂ）における切換回路Ｒｃ４は、一次電流の通電区間を設定する機能と、トランスＴｃを駆動させる機能とを並存させているため、車載用充電装置ＢＣＳの回路構成を簡素化させ得る。
　尚、ここで示されるスイッチ手段Ｓｗ１～Ｓｗ４は、先にも説明したように、リレー回路のような機構的な装置であっても良く、パワートランジスタ等の半導体素子を用いても良い。また、これら切換回路は、図７の（ａ）及び（ｂ）で説明したように、その接続位置及び配線について適宜変更が成されることを予定している。
　以下、車載用充電装置ＢＣＳ１の使用例について具体的に説明する。本実施例では、プラグイン式電気自動車が日本国又は欧州の何れかで使用されることが予定されているものとする。また、プラグイン式電気自動車の充電装置ＢＣＳ１は、日本で使用する場合、３相のＡＣ２００〔Ｖ〕によって商用電力が供給され、欧州で使用する場合、３相のＡＣ４０〔Ｖ〕によって電力が供給されるものとする。
　本実施例の場合、トランスＴｃの一次コイルＬ１は、コイルの巻数を等分させる接点箇所に、センタータップｔｇが接続されている。また、一次コイルＬ１の一端側の接点箇所は端点ｔａ（第１の端点）に導通され、他端側の接点箇所は端点ｔｂ（第２の端点）に接続されている。かかるトランスＴｃは、リレー回路Ｒｙｌの切換動作に応じて、巻線比ＲＮが１００％または５０％の何れか一方に切換えられる。
　先ず、プラグイン式電気自動車が欧州で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ４００〔Ｖ〕の商用電源プラグが接続される（図１０参照）。この場合、図１２の（ａ１）に示す如く、商用電源ＡＣｔ１の印加電圧は、ブリッジ回路Ｄｒｂによって平滑され、入力電圧Ｖｉｎを得る。この場合の入力電圧Ｖｉｎは、約５６４〔Ｖ〕～４９０〔Ｖ〕の範囲内で変動することとなる。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ１ｒｍｓとする。
　この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ４００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ１の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間がｔａ～ｔｂの全区間に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが５０％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ１ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝５０％の条件に応じて、出力端子ｔｏｕｔから４００〔Ｖ〕の充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる（図１２－ａ２参照）。
　これに対し、プラグイン式電気自動車が日本国で使用される場合、車載用充電装置ＢＣＳ１の入力コネクタｔｉｎへは、ＡＣ２００〔Ｖ〕の商用電源ＡＣｔ２の印加電圧は、約２８２〔Ｖ〕～２４５〔Ｖ〕で変動する入力電圧Ｖｉｎへと平滑される。以下、同図における入力電圧Ｖｉｎの実効値をＶ２ｒｍｓとする。
　この場合、信号処理装置ＣＮＴ１では、ドライブ回路Ｄｒを所定のモードで駆動させると共に、ＡＣ２００〔Ｖ〕に係る入力電圧Ｖｉｎを認識し、リレー回路Ｒｙｌの通電経路を出力端子ｔ２の方へ切換える。従って、一次コイルＬ１では、通電区間が巻線を半分にさせる区間（ｔｓ～ｔｂ）に設定され、これにより、トランスＴｃでは、巻線比ＲＮが１００％に設定される。そして、車載用充電装置ＢＣＳ１は、直流電圧Ｖ２ｒｍｓ及び巻線比ＲＮ＝１００％の条件に応じて、充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力させる。かかる充電電圧は、入力電圧Ｖｉｎの実効値に比例し且つ巻線比ＲＮに反比例するところ、其の出力電圧Ｖｏｕｔについても４００〔Ｖ〕に制御されることとなる（図１２－ｂ２参照）。
　このように、プラグイン式電気自動車が欧州及び日本国の双方で使用される可能性がある場合、トランスＴｃにセンタータップＴｇを設けることで、プラグイン式電気自動車をこの何れの国でも充電することが可能となる。
　また、世界各国では３相の交流電力を供給する電力会社が数多く存在するところ、本実施例のように、３相整流ブリッジを配する車載用充電装置ＢＣＳ１は、各国での使用にあたり、非常に実用性の高いものとなる。
　更に、従来技術にあっては、コンデンサ・インプット方式の回路構成を採用する場合、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計するためには、入力側の平滑コンデンサをＡＣ４００〔Ｖ〕に合わせて選択しなければならず、装置の大型化を招き、コストの高騰を招来させていた。
　これに対し、本実施例に係る車載用充電装置ＢＣＳ１によると、ワン・コンバータ方式の回路構成の採用により、入力側の平滑コンデンサが省略されることとなる。従って、ＡＣ４００〔Ｖ〕及びＡＣ２００〔Ｖ〕の双方の商用電源を入力できるように設計する場合であっても、商用電源の電圧値（入力値）に影響されることなく、当該装置の体格を自由に設計することが可能となる。即ち、本実施例に係る車載用充電装置は、かかる技術的側面からも、装置の小型化が可能と成り、コストを低く抑えることが可能となる。また、入力側の平滑コンデンサが省略されるので、高調波の問題が解消され、力率改善回路又はアクティブフィルタ等の複雑な回路構成が不要となる。
　以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記された技術的思想の範囲内において、種々の変更が可能である。例えば、上述した車載用充電装置では、一次コイルＬ１の巻線数を正確に定めることにより、異なる入力電源に対して同一の充電電圧Ｖｏｕｔを得るようにしている。しかし、この一次コイルＬ１の巻数を厳格に定めなくとも、一方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ１と他方の入力電源から変換される充電電圧Ｖｏｕｔ２とが所定の範囲まで近づくように制御されれば足りる。但し、このような場合、ドライブ回路Ｄｒ等による補完的な制御が必要とされ、これにより、車載用充電装置では、双方の出力電圧Ｖｏｕｔ１及びＶｏｕｔ２を一致させ、商用電源の種類に影響されない充電制御を実現させる。
　また、本明細書では、ＡＣ－ＤＣコンバータの代表例として車載用充電装置を詳細に説明してきたが、特許請求の範囲に記されるＡＣ－ＤＣコンバータは、当該充電装置に限定されるものでなく、種々の技術分野において適宜形態を変えて広く適用され得るものである。
　最後に、本発明の旨とするところは、従来技術では回路構成が複雑化されていた課題について、切換可能なトランスをワン・コンバータ方式に適用させ、かかる簡潔な構成にして、高調波又は装置のサイズ等の問題を一挙に解決へ導くところにある。即ち、その技術的思想は、ここで用いられるトランス及びワン・コンバータ方式の回路構成を単に組合せた内容に止まるものでなく、当業者の想定を超える内容に企及する。
　本発明は、電気自動車等に搭載される車載用充電装置として好適である。
　ＢＣＳ１．ＢＣＳ２　車載用充電装置（ＡＣ－ＤＣコンバータ）
　Ｄｂｒ　多相ダイオードブリッジ
　Ｔｃ　　トランス
　Ｌ１　　一次コイル
　Ｌ２　　二次コイル
　Ｄｒ　　ドライブ回路
　Ｔ１～Ｔ４，　Ｔ５　　第１のスイッチング素子
　Ｒｃ（Ｒｙｌ，Ｓｃ１，Ｓｃ２）　　　切換回路
　Ｔｙ，Ｔｚ　　第２のスイッチング素子
　Ｓｆ　　平滑回路

Claims (7)

  1. 　多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御する第１のスイッチング素子を有し当該第１のスイッチング素子の動作に応じて前記一次電流の電流値を変動させるドライブ回路と、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に接続され且つ前記複数の接点箇所の何れかを選択的に通電させることにより前記一次電流が前記一次コイルを流れる通電区間を切換える切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備えることを特徴とするＡＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　多相交流電圧を整流化させる多相ダイオードブリッジと、異なる３点以上の接点箇所を具備する一次コイル及び当該一次コイルに流れる一次電流の変動に応じて誘導起電力を発生させる二次コイルを具備するトランスと、前記３点以上の接点箇所のうち複数の接点箇所に対応して設けられた第２のスイッチング素子を有する切換回路と、前記誘導起電力を平滑させる平滑回路とを備え、
    　前記切換回路は、
    　前記第２のスイッチング素子の何れかを選択的に駆動させることにより前記一次電流の通電区間を切換え、且つ、前記第２のスイッチング素子のうち選択的に駆動させるスイッチング素子について前記一次電流の通電又は遮断を断続的に制御することを特徴とするＡＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　前記切換回路は、実効値の高い第１の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を長く設定し、実効値の低い第２の多相交流電圧が入力された場面で前記通電区間を短く設定することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　前記第１の多相交流電圧の実効値をＶ１ｒｍｓとし、前記第２の多相交流電圧の実効値をＶ２ｒｍｓとし、前記切換回路によって前記第１の多相交流電圧のために設定された第１の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ａとし、前記切換回路によって前記第２の多相交流電圧のために設定された第２の通電区間に巻回される前記一次コイルの巻数をＮ１ｓとすると、
    　これらの値は、Ｖ１ｒｍｓ／Ｎ１ａ＝Ｖ２ｒｍｓ／Ｎ１ｓ，の関係を充足することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　前記第１の多相交流電圧の実効値が前記第２の多相交流電圧の実効値の約２倍とされる関係が予定される場合において、
    　前記トランスの一次コイルは、一端の接点箇所に導通される第１の端点と、他端の接点箇所に導通される第２の端点と、前記第１の端点から前記第２の端点までの巻線を等分させる接点箇所に導通されるセンタータップとを有することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　商用電力の入力が可能なプラグイン式電気自動車に搭載され、前記商用電力に基づいて車載バッテリを充電する車載用充電装置として用いられることを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　前記商用電力は３相交流電源から供給されることを特徴とする請求項６に記載のＡＣ－ＤＣコンバータ。
     
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014214542A1 (de) * 2014-07-24 2016-02-11 Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen Gleichspannungswandler mit Transformator

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5911591B2 (ja) * 2012-10-12 2016-04-27 三菱電機株式会社 電源装置およびバッテリ充電装置
JP6303472B2 (ja) * 2013-12-13 2018-04-04 株式会社リコー 定着装置及び画像形成装置
KR20160114236A (ko) 2015-03-23 2016-10-05 주식회사 솔루엠 컨버터 및 이를 포함하는 어댑터
JP6642014B2 (ja) * 2016-01-12 2020-02-05 富士電機株式会社 電源システム
CN113678357A (zh) * 2019-03-28 2021-11-19 松下知识产权经营株式会社 电力转换装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6066288U (ja) * 1984-08-30 1985-05-10 富士通株式会社 電圧変換装置
JP2007169710A (ja) * 2005-12-21 2007-07-05 Origin Electric Co Ltd 真空装置及び真空装置の電力供給方法
JP2009050117A (ja) * 2007-08-22 2009-03-05 Fuji Electric Systems Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5854872Y2 (ja) * 1978-09-28 1983-12-14 横河電機株式会社 多入力共用形ｄｃ／ｄｃコンバ−タ
JPH06303773A (ja) * 1993-04-12 1994-10-28 Hitachi Ltd スイッチングレギュレータ回路
JPH11164553A (ja) * 1997-11-26 1999-06-18 Mitsubishi Electric Corp Ａｃ−ｄｃコンバータ
JP2000032748A (ja) * 1998-07-13 2000-01-28 Masaru Hoshino 直流電源装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6066288U (ja) * 1984-08-30 1985-05-10 富士通株式会社 電圧変換装置
JP2007169710A (ja) * 2005-12-21 2007-07-05 Origin Electric Co Ltd 真空装置及び真空装置の電力供給方法
JP2009050117A (ja) * 2007-08-22 2009-03-05 Fuji Electric Systems Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014214542A1 (de) * 2014-07-24 2016-02-11 Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen Gleichspannungswandler mit Transformator

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