CN100576709C - 多谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

在一种用于将第一DC电压变换为第二DC电压的多谐振变换器中，其中包括半导体开关的半桥的输出端通过谐振电容器连接到变压器的初级绕组并且该变压器的次级绕组与整流元件、输出电感器和输出电容器一起构成电流输出，要求被提供了输出电容器两端的电压和参考电压的控制器交替地控制半导体开关，使得其中一个半导体开关在另一个半导体开关关断之后的预定时间分别导通。优选地，在高抽取功率的范围内，控制频率，而在低抽取功率的范围内，对于分别选择的恒定频率，控制占空比。

Description

多谐振变换器
技术领域
本发明涉及一种将第一DC电压变换为第二DC电压的多谐振变换器，其中包括半导体开关的半桥的输出端通过谐振电容器连接到变压器的初级绕组并且该变压器的次级绕组与整流元件、输出电感器和输出电容器一起构成电流输出。
背景技术
对于电视机和计算机中的液晶显示屏幕的电源来讲，满足各种要求的电路是必不可少的。除了要求在大负载范围以及在出现波动输入电压情况下的稳定输出电压以外，还要求最大效率。这特别关系到例如仅从电路中抽取500mW的功率的待机操作中。电磁兼容性要求也必须考虑在内。例如，R.W.Erickson，D.Maskimovic的“Fundamentals of PowerElectronics(2001年第二版)中介绍了原理上适用于此的多谐振变换器。但是，公知的电路不能满足上面提到的要求，特别是不能满足在所连接的装置的待机操作期间对于低电流消耗的要求。
发明内容
根据本发明的多谐振变换器的特征在于：被提供了输出电容器两端的电压和参考电压的控制器交替地控制半导体开关，使得其中一个半导体开关在另一个半导体开关关断之后的预定时间导通。在根据本发明的变换器中，特别地，在高抽取功率的范围内，所述变换器的占空比为50％，并且控制控制所述变换器的开关频率，和/或在低抽取功率的范围内，控制占空比，并且从一组离散的频率中选择所述开关频率。
根据本发明的谐振变换器的显著特点在于以下优点：
电流输出端允许使用一种非常小并由此便宜的输出电容器，
-在正常工作条件下，根据本发明的变换器的占空比总是50％，这使所需输出电感器的尺寸最小，
-根据本发明的变换器能够使半导体开关在电压过零时切换，这降低了EMC滤波器上的损耗和费用，
-频率和占空比的组合控制使所必需的频率范围和切换时的电流浪涌最小，
-电压过零时的切换以及同步整流的高效率和高可行性，使得变换器易于在宽的功率范围上工作，从而可以使用基本相同的电路来提供不同功率的装置，
-电压过零时的切换和高效率特别有利于将变换器用于超小型射频装置。
如果在低功率范围内，所选择频率的周期由Tlp＝(n+1/2)*T0给出，其中n是由抽取功率决定的整数，而T0是振荡周期，其频率由变压器的漏电感和主电感的串联电路以及谐振电容器确定，则特别有利的实施例能够使根据本发明的变换器以最小的抽取功率有效工作。
在变换器的优选结构中，控制器由可编程器件构成，其中，将周期推导为输出电容器两端的电压和参考电压的函数，将推导出的周期与最大频率和所选择频率的周期进行比较，并且将提供给半导体开关的控制信号推导为该频率和占空比的函数。
此外，如果次级绕组具有中心抽头并且次级绕组的端部分别连接到整流元件，则在根据本发明的变换器中可以实现特别软的换流。整流元件可以是如示例性实施例示出的整流二极管或者由分别施加的电压的极性所控制的半导体开关，特别是MOSFET。后者也称为同步整流器。
附图说明
参照下文所述的实施例，本发明的这些和其他方面将变得清楚并显而易见。
在附图中：
图1示出了根据本发明的变换器的电路布置图；
图2示出了用于说明控制根据本发明的变换器的方式的图；以及
图3示出了用于说明根据本发明的变换器的控制器的设计的图。
具体实施方式
在根据图1的电路布置图中，两个场效应晶体管S1和S2构成半桥，该半桥由控制器R控制并且施加DC电压Uin。当根据本发明的变换器用作电源单元时，应当在其之前放置合适的整流器。
两个场效应晶体管S1和S2的连接点构成半桥的输出端，并且通过谐振电容器Cr连接到变压器Tr的初级绕组P。为了解释电路的功能，漏电感Lr和主电感Lm被单独表示，尽管在电路中它们并没有以单独元件提供。
次级绕组S具有中心抽头，同时次级绕组S的端部分别通过整流二极管D1、D2和输出电感器Lo连接到输出电容器Co，并因此连接到负载L。输出电感器Lo具有足够高的电感以将电流施加到负载L上。然而，通过关于图2和图3所述的控制使得输出电压Ua基本保持恒定。
控制器R产生用于场效应晶体管S1和S2的相应控制信号C1、C2。切换时间相互不同之处在于：其中一个场效应晶体管关断并且另一个场效应晶体管在一预定时间之后导通。补偿电流可以流过输出电容器(图中未示出)，并且选择性地通过缓冲电容器和体二极管。谐振频率为f0＝1/T0＝1/[Lr+Lm]*Cr]1/2，例如150Hz。
在pmax和p1之间的高功率范围工作期间，将该变换器驱动作为传统的多谐振变换器(图2)，其中占空比为d＝0.5，并且频率从fmin升高到fmax。在图2中，示出了在两个不同输入电压Uin1、Uin2的情况下作为输出功率p的函数的频率f的轮廓。这里，输入电压Uin1大于输入电压Uin2。
对于小于p1的功率损耗，通过频率f和占空比d来控制该变换器。在这种情况下，选择离散频率。相应的周期Tlp计算如下：Tlp＝(n+1/2)*T0。这里，下标lp表示低功率范围中的操作模式。
对于n＝0、1、2和3而言，可以获得由图2中的垂线所表示的频率f0、f1、f2和f3。当在p1和p2之间的功率范围内、频率在值f0处保持恒定时，占空比不断降低。当功率在p2和p3之间进一步降低时，将频率设置为f1，同时占空比进一步降低，等等。对于最小功率损耗而言，即，当所连接的装置以待机操作方式工作时，将d假设为确保即使在非常小的功率消耗下仍保持高效率的最小值。
控制器R(图1)优选基本上由微处理器构成。在图3中，可以找到控制器的功能说明。将输出电压Ua和参考电压Uref提供给模拟/数字转换器1。借助控制算法，将周期Tout计算为模拟/数字转换器1的输出信号的函数。在3中，将其与周期Tref1＝1/fmax相比较。如果Tout较大，则该变换器在高功率范围内工作。因此，在4中，将占空比设置为0.5。将d＝0.5以及T＝Tout用作脉冲宽度调制器5的输入值。控制信号C1和C2根据这些规范导出。
然而，如果Tout不大于Tref1，则在6中将Tout与Tref2相比较。该周期与频率例如97Hz对应。因此，在7中，将控制信号C1和C2的周期设置为T＝Tref1，并且将占空比设置为d＝0.5Tout/T。在这种情况下，该变换器在图2所示的抽取功率p1和p2之间的范围内工作。在8、9和10中，分别与其他的参考周期Tref3、Tref4和Tref5进行比较。在所示的实例中，Tref3＝1/36kHz，而Tref4＝1/22kHz。相应地，在11、12、13中计算T和d。
如果Tout小于另一个阈值Tref5，则在14中完全切断控制信号C2和C1，即d＝0。

Claims (3)

1、一种用于将第一DC电压变换为第DC电压的多谐振变换器，其中包括半导体开关(S1，S2)的半桥的输出端通过谐振电容器(Cr)连接到变压器(Tr)的初级绕组(P)并且该变压器(Tr)的次级绕组(S)与整流元件(D1，D2)、输出电感器(Lo)和输出电容器(Co)一起构成电流输出，其特征在于，被提供了所述输出电容器(Co)两端的电压和参考电压的控制器(R)交替地控制所述半导体开关(S1，S2)使得所述半导体开关(S1，S2)中的一个在另一个半导体开关(S2，S1)关断之后的预定时间导通；
在高抽取功率的范围内的操作期间，所述变换器的占空比为50％，并且控制所述变换器的开关频率；以及
在低抽取功率的范围内的操作期间，控制所述占空比，并且从一组离散的频率中选择所述开关频率，其中在所述低抽取功率范围内的操作期间，所述离散频率组的周期由Tlp＝(n+1/2)*T0给出，其中n是整数，而T0是振荡周期，其频率由所述谐振电容器(Cr)和所述变压器(Tr)的漏电感(Lr)和主电感(Lm)来确定。
2、如权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制器由可编程器件构成，其中，将所推导出的周期推导为所述输出电容器(Co)两端的所述电压和所述参考电压的函数，将所推导出的周期与最大频率和所述离散频率组的周期进行比较，并且将提供给所述半导体开关(S1，S2)的控制信号推导为所述开关频率和所述占空比的函数，当比较结果表示变换器工作在高抽取功率范围内时，将占空比设为50％，以及当比较结果表示变换器工作在低抽取功率范围内时，减小占空比。
3、如权利要求1所述的变换器，其特征在于所述次级绕组(S)具有中心抽头，并且所述次级绕组(S)的端部分别连接到整流元件(D1，D2)。
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