JP3427891B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主スイッチのＺＶ
Ｓ（ゼロボルトスイッチング）を行うことができる直流
−直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】図１は部分共振動作によってＺＶＳを行
うことができる従来のリバース型（フライバック型）Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを示す。このコンバータは、直流電
源Ｅiに接続された第１及び第２の直流電源端子１ａ、
１ｂと、互いに電磁結合された１次巻線Ｎ1 と２次巻線
Ｎ2 と３次巻線Ｎ3 とを有するトランスＴと、ＦＥＴか
ら成る主スイッチＱ1 と、スナバ用又はVZS用コンデン
サとも呼ぶことができる共振用コンデンサＣ1 と、第１
のダイオードＤ1 と、２次巻線Ｎ2 と出力端子２ａ、２
ｂとの間に接続された出力整流平滑回路３と、スイッチ
制御回路４と、ＦＥＴから成る補助スイッチＱ2 と、第
２のダイオードＤ2 と、共振用インダクタＬ1 と、補助
ダイオードＤa とを有している。

【０００３】１次巻線Ｎ1 の一端は第１の直流電源端子
１ａに接続されている。主スイッチＱ1 は１次巻線Ｎ1
の他端とグランド側の第２の直流電源端子１ｂとの間に
接続されている。共振用コンデンサＣ1 及び第１のダイ
オードＤ1 は主スイッチＱ1に並列に接続されている。
共振用コンデンサＣ1 は主スイッチＱ1 の主端子間即ち
ドレイン・ソース間の寄生容量とすることもできる。ま
た、逆方向電流を流すための第１のダイオードＤ1 は主
スイッチＱ1 の内蔵ダイオードとすることもできる。出
力整流平滑回路３は出力整流ダイオードＤo と出力平滑
コンデンサＣoとから成る。出力平滑コンデンサＣo は
出力整流ダイオードＤo を介して２次巻線Ｎ2 に並列に
接続されている。トランスＴの１次巻線Ｎ1 、２次巻線
Ｎ2 及び３次巻線Ｎ3 の極性は図１で黒丸で示すように
設定され、２次巻線Ｎ2 の極性は１次巻線Ｎ1 の極性と
逆である。従って、１次巻線Ｎ1 に電源Ｅi の電圧が印
加されている時には、出力整流ダイオードＤo が非導通
状態に保たれ、主スイッチＱ1 のオフ期間にトランスＴ
の蓄積エネルギの放出で発生する２次巻線Ｎ2 の電圧で
出力整流ダイオードＤo が導通し、出力平滑コンデンサ
Ｃo を充電し、出力端子２ａ、２ｂ間の負荷Ｒo に電力
を供給する。

【０００４】３次巻線Ｎ3 と共振用インダクタＬ1 と補
助ダイオードＤa と補助スイッチＱ2 とは互いに直列に
接続されて共振補助回路を形成している。この補助回路
は主スイッチＱ1 に対して並列に接続されている。な
お、第２のダイオードＤ2 は補助スイッチＱ1 の内蔵ダ
イオードとすることもできる。スイッチ制御回路４は出
力端子２ａ、２ｂと主スイッチＱ1 の制御端子即ちゲー
トと補助スイッチＱ2 の制御端子即ちゲートに接続さ
れ、主スイッチＱ1 に図２（Ａ）に示すゲート制御信号
Ｖg1を送り、補助スイッチＱ2 に図２（Ｂ）に示すゲー
ト制御信号Ｖg2を送る。

【０００５】次に、図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
を図２を参照して説明する。図２のｔ0 〜ｔ1 の第１の
期間Ｍ1 においては、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ
2 との両方がオフである。この第１の期間Ｍ1 では主ス
イッチＱ1 がオンの時にトランスＴに蓄積されたエネル
ギの放出に基づいて２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を順
方向バイアスする向きの電圧が発生し、ダイオードＤo
が導通状態となり、出力平滑用コンデンサＣo の充電及
び負荷Ｒo への電力供給が生じる。

【０００６】図２の補助スイッチＱ2 がオン状態になる
ｔ1 時点から主スイッチＱ1 がオン状態になるｔ2 時点
までの第２の期間Ｍ2 では、共振動作によって共振用コ
ンデンサＣ1 の電荷が放出され、この電圧即ち主スイッ
チＱ1 の電圧Ｖq1が零に向って徐々に低下する。即ち、
第２の期間Ｍ2 では、電源Ｅi −１次巻線Ｎ1 −３次巻
線Ｎ3 −共振用インダクタＬ1 −補助ダイオードＤa −
補助スイッチＱ2 の回路に図２（Ｆ）に示すように徐々
に増大する電流Ｉq2が流れる。１次巻線Ｎ1 及び３次巻
線Ｎ3 に電流Ｉq2が流れると、２次巻線Ｎ2 に出力整流
ダイオードＤoを逆バイアスする方向の電圧が発生する
ので、このダイオードＤo は非導通に転換し、図２
（Ｇ）に示すようにダイオードＤo の電流Ｉdoは零にな
る。これにより共振用コンデンサC1の放電が可能にな
り、共振用コンデンサＣ1 −３次巻線Ｎ3 −共振用イン
ダクタＬ1 −補助ダイオードＤa −補助スイッチＱ2 の
経路で共振用コンデンサＣ1 の放電電流が流れ，主スイ
ッチＱ1 の電圧Ｖq1が図２（Ｃ）に示すように徐々に低
下し、ｔ2 時点で実質的に零になる。

【０００７】ｔ2 〜ｔ3 の第３の期間Ｍ3 の開始時点ｔ
2 で主スイッチＱ1 をオン制御すると、ｔ2 時点で主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1が実質的に零であるので、ＺＶＳ
が達成され、主スイッチＱ1 のスイッチング損失が小さ
くなる。この第３の期間Ｍ3では、前の第２の期間Ｍ2
で共振用インダクタＬ1 に蓄積されたエネルギの放出に
基づき、共振用インダクタＬ１ −補助スイッチＱ2 −
第１のダイオードＤ1又は主スイッチＱ1 −３次巻線Ｎ3
の経路に電流Iｑ２が流れ、この電流Ｉq2は図２（Ｆ）
に示すように徐々に低下する。また、この第３の期間Ｍ
3 では、電源Ｅi −１次巻線Ｎ1 −主スイッチＱ1 の経
路の電流も流れる。従って、主スイッチＱ1 と第１のダ
イオードＤ1 との合計の電流Ｉq1（以下、これを主スイ
ッチ電流と呼ぶ）は図２（Ｄ）に示すように第３の期間
Ｍ3 の前半で負方向電流となり、後半で正方向電流とな
る。この第３の期間Ｍ3 の終了時点ｔ3 は共振用インダ
クタＬ1 のエネルギの放出完了時点に一致させることが
望ましい。なお、第３の期間Ｍ3 において共振用インダ
クタＬ1 から放出されたエネルギは、３次巻線Ｎ3 に電
磁結合されている１次巻線Ｎ1 を介して電源Ｅi に帰還
即ち回生される。

【０００８】ｔ3 〜ｔ4 の第４の期間Ｍ4 では、主スイ
ッチＱ1 がオン、補助スイッチＱ2がオフであるので、
電源Ｅi −１次巻線Ｎ1 −主スイッチＱ1 の経路で図２
（Ｄ）に示す主スイッチ電流Ｉq1が流れ、トランスＴに
エネルギが蓄積される。なお、１次巻線Ｎ1 はインダク
タンスを有するので、主スイッチ電流Ｉq1は時間と共に
増大するように流れる。また、第４の期間Ｍ4 では出力
整流ダイオードＤo が非導通であるが、平滑用コンデン
サＣo から負荷Ｒo に電力が供給される。

【０００９】ｔ4 〜ｔ5 の第５の期間Ｍ5 は、主スイッ
チＱ1 のターンオフの過渡期間である。ｔ4 時点で主ス
イッチＱ1 をターンオフ制御し、これがオフになると、
共振用コンデンサＣ1 が徐々に充電され、この電圧及び
主スイッチＱ1 の電圧Ｖq1が図２（Ｃ）に示すように徐
々に上昇する。従って、主スイッチＱ1 のターンオフは
ＺＶＳとなり、スイッチング損失が抑えられる。なお、
第５の期間Ｍ5 においては、トランスＴの蓄積エネルギ
の放出が徐々に開始し、出力整流ダイオードＤo の電流
Ｉdoが図２（Ｇ）に示すように流れ始める。また補助ス
イッチＱ2 の電圧Ｖq2が図２（Ｅ）に示すように上昇す
る。図２のｔ5 以後には再び第１〜第５の期間M1~M5の
動作が繰返される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１のコン
バータにおいて、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ2 と
の両方がオフとなる第１の期間Ｍ1 では、補助スイッチ
Ｑ2 に対して、電源Ｅiの電圧と１次巻線Ｎ1 の電圧と
３次巻線Ｎ3 の電圧との和が印加され、この和の電圧は
比較的高くなる。このため、補助スイッチＱ2 として比
較的高価な高耐圧スイッチを使用しなければならず、コ
ンバータが比較的高価になった。

【００１１】そこで、本発明の目的は、補助スイッチＱ
2 に印加される電圧を低くすることができるＤＣ−ＤＣ
コンバータを提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電圧を供給するた
めの第１及び第２の直流電源端子と、互いに電磁結合さ
れた１次巻線と２次巻線と３次巻線と４次巻線とを有す
るトランスと、前記２次巻線に接続された出力整流平滑
回路と、主スイッチと、前記主スイッチに並列に接続さ
れた主コンデンサ又は寄生容量と、補助スイッチと、共
振用インダクタ又は前記トランスの漏れインダクタンス
とから成る共振用インダクタンス手段と、第１及び第２
の補助ダイオードと、補助コンデンサと、スイッチ制御
回路とを有し、前記１次巻線の一端は前記第１の直流電
源端子に接続され、前記３次巻線は前記１次巻線の他端
と前記主スイッチの一端との間に接続され、前記主スイ
ッチの他端は前記第２の直流電源端子に接続され、前記
４次巻線と前記共振用インダクタンス手段と第１の補助
ダイオードと補助スイッチとは互いに直列に接続され且
つ前記補助コンデンサを介して前記３次巻線と前記主ス
イッチとの直列回路に対して並列に接続され、前記第２
の補助ダイオードは前記４次巻線と前記共振用インダク
タと前記第１の補助ダイオードと前記補助スイッチとの
直列回路に対して並列に接続され、前記スイッチ制御回
路は前記主スイッチをオン・オフ制御する信号を発生す
ると共に、前記補助スイッチをオン・オフ制御する信号
を発生するように形成されていることを特徴とするＤＣ
−ＤＣコンバータに係わるものである。

【００１３】なお、請求項２に示すように、３次巻線と
４次巻線との両方を１次巻線から電気回路的に分離し、
電源端子の電圧及び１次巻線の電圧が補助スイッチに印
加されないようにコンバータを構成することができる。
また、請求項３に示すように、３次巻線を１次巻線を介
さないで電源端子に接続し、１次巻線の電圧が補助スイ
ッチに印加されないようにコンバータを構成することが
できる。また、請求項４及び５に示すように、主スイッ
チに対して出力整流平滑回路を並列に接続した昇圧形式
のコンバータに対して本発明を適用することができる。

【００１４】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、補助スイッチ
の耐圧を下げることが可能になり、コンバータのコスト
の低減が可能になる。即ち、請求項１の発明によれば、
補助コンデンサＣa の電圧が補助スイッチの電圧を打ち
消すように発生するので、補助スイッチに印加される電
圧を下げることができる。また、請求項２〜５の発明に
よれば、電源及び１次巻線の電圧が補助スイッチに印加
されず、この耐圧を下げることができる。

【００１５】

【実施形態及び実施例】次に、図３〜図９を参照して本
発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図３〜図
９において図１及び図２と実質的に同一の部分には同一
の符号を付してその説明を省略する。

【００１６】

【第１の実施例】本発明の第１の実施例に従う図３に示
すフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｅ
i に接続された第１及び第２の直流電源端子１ａ、１ｂ
と、互いに電磁結合された１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2
と３次巻線Ｎ3 と４次巻線Ｎ4 とを有するトランスＴ1
と、ＦＥＴから成る主スイッチＱ1 と、主コンデンサと
呼ぶこともできる共振用コンデンサＣ1 と、第１のダイ
オードＤ1 と、２次巻線Ｎ2 と出力端子２ａ、２ｂとの
間に接続された出力整流平滑回路３と、スイッチ制御回
路４と、ＦＥＴから成る補助スイッチＱ2 と、第２のダ
イオードＤ2 と、補助インダクタとも呼ぶことができる
第１及び第２の共振用インダクタＬ1 、Ｌ2と、補助ダ
イオードＤa と、補助コンデンサＣa とを有している。

【００１７】１次巻線Ｎ1 の一端は第１の直流電源端子
１ａに接続されている。３次巻線Ｎ3 は１次巻線Ｎ1 の
他端と主スイッチＱ1 との間に接続されている。主スイ
ッチＱ1 は３次巻線Ｎ3 とグランド側の第２の直流電源
端子１ｂとの間に接続されている。主コンデンサ又は部
分共振用コンデンサ又はスナバ用コンデンサとも呼ぶこ
とができる共振用コンデンサＣ1 及び第１のダイオード
Ｄ1 は、図１と同様に主スイッチＱ1 に並列に接続され
ている。共振用コンデンサＣ1 は主スイッチＱ1 の主端
子間即ちドレイン・ソース間の寄生容量とすることがで
きる。また、逆方向電流を流すための第１のダイオード
Ｄ1 は主スイッチＱ1 の内蔵ダイオードとすることがで
きる。出力整流平滑回路３は、出力整流ダイオードＤo
と出力平滑コンデンサＣo とから成る。出力平滑コンデ
ンサＣo は出力整流ダイオードＤo を介して２次巻線Ｎ
2 に並列に接続されている。トランスＴ1 のコアFに巻
き回された１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 、３次巻線Ｎ3
及び４次巻線Ｎ4 の極性は図３で黒丸で示すように設定
され、２次巻線Ｎ2 の極性は１次巻線Ｎ1 の極性と逆で
ある。従って、１次巻線Ｎ1 に電源Ｅi の電圧が印加さ
れている時には、出力整流ダイオードＤo が非導通状態
に保たれ、主スイッチＱ1のオフ期間にトランスＴ1 の
蓄積エネルギの放出で発生する２次巻線Ｎ2 の電圧で出
力整流ダイオードＤo が導通し、出力平滑コンデンサＣ
o を充電し、出力端子２ａ、２ｂ間の負荷Ｒo に電力を
供給する。

【００１８】４次巻線Ｎ4 と共振用インダクタＬ1 と補
助ダイオードＤa と補助スイッチＱ2 とは互いに直列に
接続されて共振補助回路を形成している。この補助回路
は、３次巻線Ｎ3 と主スイッチＱ1 との直列回路に対し
て補助コンデンサＣa を介して並列に接続されている。
即ち、４次巻線Ｎ4 の一端が補助コンデンサＣa を介し
て１次巻線Ｎ1 と３次巻線Ｎ3 との相互接続点に接続さ
れている。なお、第２のダイオードＤ2 は補助スイッチ
Ｑ1 の内蔵ダイオードとすることができる。第２の補助
ダイオードＤb と第２の共振用インダクタＬ2との直列
回路は、Ｎ4 −Ｌ1 −Ｄa −Ｑ2 から成る補助回路に対
して並列に接続されている。第１及び第２の補助ダイオ
ードＤa 、Ｄbは主スイッチＱ1 のオフの期間に４次巻
線Ｎ4 に発生する電圧によって順方向電流が流れる方向
性を有する。スイッチ制御回路４は出力端子２ａ、２ｂ
と主スイッチＱ1 の制御端子即ちゲートと補助スイッチ
Ｑ2 の制御端子即ちゲートに接続され、主スイッチＱ1
に図５（Ａ）に示すゲート制御信号Ｖg1を送り、補助ス
イッチＱ2 に図５（Ｂ）に示すゲート制御信号Ｖg2を送
る。

【００１９】図３の制御回路４は、図４に示すように電
圧検出回路１１と、誤差増幅器１２と、基準電圧源１３
と、鋸波発生器１４と、第１の比較器１５と、レベル設
定回路１６と、第２の比較器１７と、タイマとしてのモ
ノマルチバイブレータ（ＭＭＶ）１８とから成る。電圧
検出回路１１は出力端子２ａ、２ｂ間の電圧を検出し、
この検出値を誤差増幅器１２に送る。誤差増幅器１２は
前記検出値と基準電圧源１３の基準電圧との差に相当す
る誤差電圧を第１の比較器１５に送る。第１の比較器１
５は誤差電圧と鋸波発生器１４の鋸波とを比較して周知
のＰＷＭパルスを形成し、これを制御信号Ｖｇ１として
主スイッチＱ１のゲートに送る。レベル設定回路１６は
誤差増幅器１２の出力電圧を抵抗で分割し、誤差増幅器
１２の出力電圧よりも僅かに低いレベルの電圧を出力す
る。第２の比較器１７は鋸波発生器１４の鋸波とレベル
設定回路１６の出力とを比較して第１の比較器１５のＰ
ＷＭパルスよりも僅かに広いパルスを形成する。即ち第
２の比較器１７によって図５のｔ１時点で立上るパルス
を形成する。ＭＭＶ１８は第２の比較器１７の出力パル
スの立上りでトリガされて図５（Ｂ）に示すｔ１〜ｔ３
の時間幅を有するパルスから成る制御信号Ｖｇ２を補助
スイッチＱ２のゲートに送る。

【００２０】次に、図３のコンバータの動作を図５の波
形図を参照して説明する。図５のｔ0〜ｔ1の第１の期間
Ｍ１においては、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２と
の両方がオフである。この第１の期間Ｍ１では主スイッ
チＱ１がオンの時にトランスＴ１に蓄積されたエネルギ
の放出に基づいて２次巻線Ｎ２にダイオードＤ0を順方
向バイアスする向きの電圧が発生し、ダイオードＤ0が
導通状態となり、出力平滑用コンデンサＣ0の充電及び
負荷Ｒ0への電力供給が生じる。

【００２１】補助スイッチＱ２がオン状態になるｔ１時
点から主スイッチＱ１がオン状態になるｔ２時点までの
第２の期間Ｍ２では、共振動作によって共振用コンデン
サＣ１の電荷が放出され、この電圧即ち主スイッチＱ１
の電圧Ｖｑ１が零に向って徐々に低下する。即ち、第２
の期間Ｍ２では、補助スイッチＱ２がオンになるので、
電源Ｅｉ−１次巻線Ｎ１−補助コンデンサＣａ−４次巻
線Ｎ４−第１の共振用インダクタＬ１−第１の補助ダイ
オードＤａ−補助スイッチＱ２の経路で図５（Ｆ）に示
すように徐々に増大する電流Ｉｑ２が流れる。１次巻線
Ｎ１及び４次巻線Ｎ４に電流Ｉｑ２が流れると、2次巻
線Ｎ２に出力整流ダイオードＤ0を逆バイアスする方向
の電圧が発生するので、このダイオードＤ0は非導通に
転換し、図５（Ｇ）に示すようにダイオードＤ0の電流
Ｉｄ0は零になる。これにより、共振用コンデンサC1の
放電が可能になり、共振用コンデンサＣ1−3次巻線Ｎ３
−補助コンデンサＣａ−4次巻線Ｎ４−第１の共振用イ
ンダクタＬ１−第１の補助ダイオードＤａ−補助スイッ
チＱ２の経路で共振用コンデンサＣ１の放電電流が流
れ、主スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が図５（Ｃ）に示すよ
うに徐々に低下し、ｔ２時点で実質的に零になる。な
お、補助スイッチＱ2に直列にインダクタンスＬ1が接続
されているので、電流Ｉｑ２はｔ１から徐々に増大し、
補助スイッチＱ２が零電流スイッチングとなる。

【００２２】ｔ２〜ｔ３の第３の期間Ｍ３の開始時点ｔ
２で主スイッチＱ１をオン制御すると、ｔ２時点では主
スイッチＱ１の電圧Ｖｑ１が実質的に零であるので、Ｚ
ＶＳが達成され、主スイッチＱ１のスイッチング損失が
小さくなる。この第３の期間Ｍ３では、前の第２の期間
Ｍ２で第１の共振用インダクタＬ１に蓄積されたエネル
ギの放出に基づき、第１の共振用インダクタＬ１−第１
の補助ダイオードDa−補助スイッチＱ２−第１のダイオ
ードＤ１又は主スイッチＱ１−3次巻線Ｎ３−補助コン
デンサＣａ−４次巻線Ｎ４の経路で共振電流が流れる。
これにより補助スイッチＱ２の電流Ｉｑ２は図５（Ｆ）
に示すように徐々に低下する。また、この第３の期間Ｍ
３には、１次巻線Ｎ１に誘起する電圧に基づいて１次巻
線Ｎ１−電源Ｅｉ−第１のダイオードＤ１又は主スイッ
チＱ１−３次巻線Ｎ３の経路で回生電流が流れ、第１の
共振用インダクタンスＬ１のエネルギが電源１に回生さ
れる。なお、第３の期間Ｍ3には、Ｌ1−Ｄａ−Ｑ2−Ｄ
ｂ−Ｌ2−Ｎ4の経路の電流も流れる。図５（Ｄ）の電流
Ｉｑ１は、主スイッチＱ１の電流と第１のダイオードＤ
１との合計を示す。従って、第１のダイオードＤ１を通
って電流が流れている時には電流Ｉｑ１が負になる。補
助スイッチＱ2のオン期間の終了時点は、第３の期間Ｍ
３の終了時点ｔ３又はｔ3〜ｔ5期間内の任意の時点であ
ることが望ましい。また、補助スイッチＱ２のオン開始
時点ｔ１は、共振動作によって主スイッチＱ１の電圧Ｖ
ｑ１を主スイッチＱ１のオン開始時点ｔ２において実質
的に零にすることができるように決定する。即ち、ｔ１
〜ｔ２期間は、共振用コンデンサC1の実質的に全電荷を
放出するために必要な時間に決定する。主スイッチＱ１
の電圧Ｖｑ１がｔ１時点の値からｔ２時点の値に変化す
る時間長は共振回路の回路定数によって決まる。図４の
レベル設定回路１６は、図５のｔ１〜ｔ２期間を得るこ
とができるように第２の比較器１７の入力レベルを設定
する。主スイッチＱ1のタ−ンオン時点は、この電圧Ｖ
ｑ1が零になる時点ｔ2からｔ2´時点までの期間内の任
意の時点であることが望ましい。ここで、ｔ2´時点は
第１のダイオ−ドＤ1の導通状態が終了する時点であ
る。共振用コンデンサＣ1の電圧が零になり且つ第１の
ダイオ−ドＤ1が導通している期間ｔ2〜ｔ2´は主スイ
ッチＱ1の電圧Ｖｑ1が実質的に零であるので、この期間
に主スイッチＱ1にゲ−ト信号Ｖｇ1を印加すると、ＺＶ
Ｓが達成される。図２では主スイッチＱ1のゲ−ト信号
Ｖｇ1をｔ2時点で印加しているが、ゲ−ト信号Ｖｇ1の
発生時点のバラツキを考慮して、ｔ2時点とｔ2´時点と
のほぼ中間時点でゲ−ト信号Ｖｇ1を低レベルから高レ
ベルの転換させることが望ましい。但し、主スイッチＱ
1のオン制御開始時点がこの電圧Ｖｑ1が零になるｔ2よ
りも前であっても、この電圧Ｖｑ1がｔ1時点から低下を
開始した後であれば、この電圧Ｖｑ1が低下している分
だけスイッチング損失の低減効果を得ることができる。
また、主スイッチＱ1のオン制御開始時点が、ｔ2´より
も少し後であつてもスイッチング損失低減効果を得るこ
とができる。即ち、ｔ2´で主スイッチＱ1がオンになら
ないために、共振用コンデンサＣ1の充電が開始して
も、この電圧がｔ０〜ｔ２期間の主スイッチＱ1の電圧
Ｖｑ1よりも低い範囲であれば、この低い分だけスイッ
チング損失が低減する。従って、主スイッチＱ1のオン
制御開始の可能な時点は、補助スイッチＱ2をオン制御
した時点ｔ1よりも後であり且つ主スイッチＱ1の電圧Ｖ
ｑ1がｔ0〜ｔ1に示すオフ期間における主スイッチＱ1の
電圧Ｖｑ1よりも低くなっている期間内の任意の時点で
ある。なお、補助スイッチＱ2のオン制御開始時点は、
主スイッチＱ1のオン制御開始時点ｔ2よりも図５のｔ1
〜ｔ2´期間だけ前の期間内の任意の時点である。ま
た、補助スイッチＱ２のオン制御終了時点は、好ましく
は、図５のｔ3 〜ｔ5期間内の任意の時点とする。即
ち、補助スイッチＱ2のオフ制御終了時点は、図５
（Ｆ）に示す補助スイッチＱ2の電流Ｉｑ2が零になる時
点ｔ3から主スイッチＱ1のオン制御終了時点ｔ５までの
期間内にすることが望ましい。補助スイッチＱ2のタ−
ンオフ時点をｔ3以後とすると、零電流スイッチングが
達成される。

【００２３】ｔ３〜ｔ４の第４の期間M４においては、
電源Ei−１次巻線N1−３次巻線N3−主スイッチQ1の経路
で電流が流れ、トランスT1にエネルギが蓄積される。な
お、１次巻線N1はインダクタンスを有するので、１次巻
線N1の電流は時間と共に増大する。この期間M4では出力
整流ダイオードD０が非導通であり、負荷R０には平滑用
コンデンサC０から電力が供給される。この第４の期間M
４には、補助コンデンサCaの図３で正方向電流で示され
ている放電電流Iｃaが、補助コンデンサCa−３次巻線N3
−主スイッチQ１−第２の補助ダイオードDb−第２の共
振用インダクタL２の経路で図５(H)に示すように流れ
る。このため、図５(D)に示す主スイッチQ１の電流Iｑ
１は、1次巻線N1から流れ込む電流成分と補助コンデン
サCa側から流れ込む電流成分との合計になる。補助コン
デンサCaから放出されたエネルギは、第２の共振用イン
ダクタL２とトランスT１とに蓄積される。第４及び第５
の期間M４，M５において補助スイッチQ２がオフに保た
れているが、第２のダイオードD２が補助スイッチQ２に
逆方向並列に接続され、第１の補助ダイオ−ドＤａが逆
バイアスされているので、補助スイッチQ２の端子間電
圧Vq２は図５(E)に示すように零になる。なお、補助コ
ンデンサＣａが放電しても、この電圧は３次巻線Ｎ3の
電圧よりは低くならない。

【００２４】ｔ４〜ｔ５の第５の期間M５では、主スイ
ッチQ１がオン、補助スイッチQ２がオフであるので、電
源Ei−１次巻線N１−３次巻線N３−主スイッチQ１の経
路のみに電流が流れ、トランスＴ１に対するエネルギの
蓄積が行われる。この第５の期間Ｍ５においても、補助
コンデンサＣａの電圧Ｖｃａは３次巻線Ｎ３の電圧に保
たれている。

【００２５】ｔ５〜ｔ６の第６の期間Ｍ６は主スイッチ
Ｑ１のターンオフの過渡期間である。ｔ５時点で主スイ
ッチＱ１をターンオフ制御し、これがオフ状態になる
と、共振用コンデンサＣ１が徐々に充電され、この電圧
及び主スイッチＱ１の電圧Vq1が図６（Ｃ）に示すよう
に徐々に上向する。この結果,主スイッチＱ１のターン
オフ時のＺＶＳが達成され,スイッチング損失が低減す
る。また、ターンオフ時のノイズが抑制される。なお、
第６の期間Ｍ６においてトランスＴ１の蓄積エネルギの
放出が徐々に開始し、出力整流ダイオードＤ0の電流Id0
が図６（Ｇ）に示すように流れ始める。図５のｔ６以後
には第１〜第６の期間M1~M6の動作が繰返す。

【００２６】本実施例において第１の期間Ｍ１には主ス
イッチＱ１と補助スイッチＱ２との両方がオフである。
この時、補助スイッチＱ２に印加される電圧Vq2は補助
コンデンサＣａの電圧Ｖｃａ分だけ低い値になる。即
ち、図１の従来の回路では、電源Eiと１次巻線Ｎ１と３
次巻線Ｎ３の合計電圧が補助スイッチＱ２に印加された
が、図３の回路では、電源Ｅｉと１次巻線Ｎ1と４次巻
線Ｎ４との各電圧の合計値から補助コンデンサＣａの電
圧Ｖｃａを引いた値が補助スイッチＱ2に印加され、３
次巻線Ｎ3と４時巻線Ｎ4との巻数が互いに等しいとすれ
ば、補助スイッチＱ２の電圧Vq2は図１の従来回路のそ
れに比べて補助コンデンサＣａの電圧Ｖｃａ分だけ低く
なる。この結果、補助スイッチＱ２として低コストの低
耐圧半導体スイッチを使用することが可能になり、コン
バータのコストの低減を図ることができる。なお、３次
巻線Ｎ３と４次巻線Ｎ4との巻数比は、補助コンデンサ
Ｃａによる補助スイッチＱ2の電圧を低下させる作用を
得ることができる範囲で変えることができる。

【００２７】

【第２の実施例】次に、図６を参照して第２の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図６及び後述
する図７〜図９において図１及び図３と共通する部分に
は同一の符号を付してその説明を省略する。また、以下
の説明において電流通路を回路素子の符号のみで表すこ
ともある。

【００２８】図６のＤＣ−ＤＣコンバータは、図３のト
ランスＴ１における１次,２次,３次,及び４次巻線Ｎ１,
Ｎ２,Ｎ３,Ｎ４の接続を変えたトランスＴ２を設けたも
のである。図６では１次巻線Ｎ１に直接に主スイッチＱ
１が接続されている。即ち、図６では、１次巻線Ｎ１の
一端が第１の直流電源端子１ａに接続され、主スイッチ
Ｑ１が１次巻線Ｎ１の他端と第２の直流電源端子１ｂと
の間に接続されている。４次巻線Ｎ４と第１の共振用イ
ンダクタＬ１と第１の補助ダイオードＤａと補助スイッ
チＱ２とは互いに直列に接続されて第１の補助回路を形
成し、補助コンデンサＣａと第２の共振用インダクタＬ
２と３次巻線Ｎ３とは互いに直列に接続されて第２の補
助回路を形成し、第２の補助回路及び第２の補助ダイオ
ードＤｂは第１の補助回路に対して並列に接続されてい
る。補助スイッチＱ２のソース及び第２の補助ダイオー
ドＤｂのアノードはグランド側の第２の電源端子１ｂに
接続されている。トランスＴ２の２次巻線Ｎ２、この出
力段の出力整流平滑回路３及び制御回路４は図３と同一
に構成されている。

【００２９】図６のコンバータの基本的動作は図３のコ
ンバータと同一であるので、図６のコンバータの動作を
図５を参照して説明する。

【００３０】図５のｔ０〜ｔ１に相当する第１の期間Ｍ
１では、主スイッチＱ１と補助スイッチＱ２との両方が
オフであり、トランスＴ２の蓄積エネルギの放出によっ
て出力整流ダイオードＤ０が導通し、コンデンサＣ０及
び負荷Ｒ０に電力が供給される。

【００３１】図５のｔ１〜ｔ２に相当する第２の期間Ｍ
２においては、補助スイッチＱ２がオンになるので、補
助コンデンサＣａ−第２の共振用インダクタＬ２−３次
巻線Ｎ３−４次巻線Ｎ４−第１の共振用インダクタＬ１
−第１の補助ダイオードＤａ−補助スイッチＱ２の経路
で共振電流が流れる。この結果、２次巻線Ｎ２に出力整
流ダイオードＤ０を逆方向バイアスする向きの電圧が発
生し、ダイオードＤ０は非導通になる。この第２の期間
Ｍ２には、１次巻線Ｎ１に電源Ｅｉとは逆向きの電圧が
発生するので、１次巻線Ｎ１の電圧と共振用コンデンサ
Ｃ１の電圧との和の値が電源Ｅｉの電圧値よりも高くな
り、共振用コンデンサＣ１のエネルギは、コンデンサＣ
１−１次巻線Ｎ１−電源Ｅｉの経路で放出され、電源Ｅ
ｉに回生される。また、３次巻線Ｎ３及び４次巻線Ｎ４
は１次巻線Ｎ１に電磁結合されているので、共振用コン
デンサＣ１のエネルギは３次巻線Ｎ３及び４次巻線Ｎ４
側にも放出され、第１及び第２の共振用インダクタＬ
１，Ｌ２及び補助コンデンサＣａを含む共振回路に移
る。これにより、共振用コンデンサＣ１の電圧及び主ス
イッチＱ１の電圧Vq1が徐々に低下し、ｔ２時点で零に
なり、ＺＶＳが可能になる。

【００３２】ｔ２〜ｔ３の第3の期間Ｍ３は、主スイッ
チＱ１の電流Iq1が流れ始める期間である。この第3の期
間Ｍ３では、第１及び第２の共振用インダクタＬ１，Ｌ
２の蓄積エネルギの放出によって１次巻線Ｎ１に誘起し
た電圧によって、Ｎ１−Ｅｉ−Ｄ１又はＱ１の経路で負
方向電流が流れ、エネルギが電源Ｅｉに回生される。

【００３３】図５のｔ３時点で補助スイッチＱ２をオフ
にすると、ここを通る電流は零になる。ｔ３〜ｔ４の第
４の期間Ｍ４では、１次巻線Ｎ１に正方向の電流Iq1が
流れているので、３次巻線Ｎ３に第２の補助ダイオード
Ｄｂを順方向バイアスする向きの電圧が発生し、Ｎ３−
Ｌ２−Ｃａ−Ｄｂの経路で補助コンデンサＣａの充電電
流が流れる。第４の期間Ｍ４は、補助コンデンサＣａの
充電が修了するｔ４時点で終わる。

【００３４】ｔ４〜ｔ５の第５の期間Ｍ５では、Ｅｉ−
Ｎ１−Ｑ１の経路で電流Ｉｑ１が流れ、トランスＴ２に
エネルギが蓄積させる。

【００３５】ｔ５〜ｔ６の第６の期間Ｍ６では、第１の
実施例と同様に主スイッチＱ１のターンオフ動作が生
じ、共振用コンデンサＣ１電圧が徐々に高くなり、主ス
イッチＱ１のＺＶＳが達成される。

【００３６】この第２の実施例では、主スイッチＱ１と
補助スイッチＱ２との両方がオフになる第１の期間Ｍ１
に、４次巻線Ｎ４の電圧が補助スイッチＱ２に印加さ
れ、１次巻線Ｎ１及び電源Ｅｉの電圧は補助スイッチＱ
２に印加されない。従って、補助スイッチＱ２の電圧Vq
2は、図1の従来のコンバ−タの補助スイッチＱ2の電圧
よりも大幅に低くなり、第1の実施例と同様な効果を得
ることが出きる。

【００３７】

【第３の実施例】図７の第３の実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータは、図１のトランスＴ1の接続を変更したトラン
スＴ３を設け、この他は図１と同様に構成したものであ
る。即ち、図７においては、３次巻線Ｎ3が１次巻線Ｎ1
に直列に接続されておらず、共振用インダクタンＬ1と
補助用ダイオ−ドＤａと補助スイッチＱ2との直列回路
に対して直列に接続されている。更に詳細には、１次巻
線Ｎ1と主スイッチＱ1との直列回路に対して３次巻線Ｎ
3と共振用インダクタンＬ1と補助ダイオ−ドＤａと補助
スイッチＱ2との直列回路が並列に接続されている。

【００３８】図７のコンバ−タにおいて、主スイッチＱ
1のオフ期間には、トランスＴ3の蓄積エネルギの放出に
よって平滑用コンデンサＣ0及び負荷Ｒ0に電力が供給さ
れる。主スイッチＱ1をタ−ンオンする直前の図５のｔ1
時点に相当する時点で補助スイッチＱ２をオンにする
と、Ｃ1−Ｎ1−Ｎ3−Ｌ1−Ｄａ−Ｑ2の経路で共振用コ
ンデンサＣ1の放電電流が流れ、主スイッチＱ1の電圧が
図５（Ｃ）のｔ1〜ｔ2期間と同様に低下し、これが零に
なった時に主スイッチＱ1をタ−ンオンさせると、ＺＶ
Ｓが達成される。

【００３９】図５のｔ2時点で主スイッチＱ1をオンに転
換し且つ図５のｔ2〜ｔ3の期間と同様に補助スイッチＱ
2をオン状態に保つと、共振用インダクタンＬ1に蓄積さ
れたエネルギの放出によってＬ1‐Ｄａ‐Ｑ２‐Ｄ1又は
Ｑ1−Ｎ1−Ｎ3−の経路で電流が流れる。その後、補助
スイッチＱ2がオフになり、主スイッチＱ1のみがオンに
なると、図５の第５の期間Ｍ5と同様にトランスＴ3に対
するエネルギの蓄積動作が生じる。また、図５のｔ5〜
ｔ6と同様な主スイッチＱ1のタ−ンオフ時には、共振用
コンデンサＣ1の電圧が徐々に上昇し、ＺＶＳが達成さ
れる。

【００４０】図７のコンバ−タでは、主スイッチＱ1と
補助スイッチＱ2との両方がオフの期間に、補助スイッ
チＱ2に対して電源Ｅｉの電圧と３次巻線Ｎ3の電圧との
和が印加する。１次、２次及び３次巻線Ｎ1、Ｎ2、Ｎ3
の巻数が図１と図７とで互いに同一であるとすれば、図
７の補助スイッチＱ2の電圧は図１のこれよりも1次巻線
Ｎ1の電圧分だけ低くなる。これにより、補助スイッチ
Ｑ2の低耐圧化が可能になり、コンバ−タのコストを下
げることができる。

【００４１】

【第4の実施例】図8の第4の実施例のＤＣ‐ＤＣコンバ
−タは、図6の第2の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを昇
圧型に変形したものに相当する。即ち、図8のコンバ−
タは、図6のコンバ−タから2次巻線Ｎ2を省き、出力整
流平滑回路３を主スイッチＱ1に対して並列に接続した
ものに相当する。更に詳細には、図8のトランスＴ4は、
相互に電磁結合された１次巻線Ｎ1と３次巻き線Ｎ3と４
次巻線Ｎ4とを有し、２次巻線Ｎ2を有さない。なお、図
８では図１〜図７との対応関係を明確にするために、請
求項４において２次巻線及び３次巻線と呼んでいる巻線
を３次巻線Ｎ3及び４次巻線Ｎ4と呼ぶことにする。図８
において、１次巻線Ｎ1と主スイッチＱ1との直列回路は
電源Ｅｉの端子１ａ、１ｂ間に接続されている。出力整
流平滑回路３のコンデンサＣ0はダイオ−ドＤ0を介して
主スイッチＱ1に並列に接続されている。３次巻線Ｎ3と
第１の共振用インダクタＬ1と第１の補助ダイオ−ドＤ
ａと補助スイッチＱ2との直列回路から成る第１の補助
回路と、４次巻線Ｎ4と第２の共振用インダクタＬ2と補
助コンデンサＣａとの直列回路から成る第２の補助回路
と、第２の補助ダイオ−ドＤｂとは図６と同様に互いに
並列接続されている。

【００４２】図８のコンバ−タにおける主スイッチＱ1
と補助スイッチＱ2とは図５（Ａ）（Ｂ）に示す信号Ｖ
ｇ1、Ｖｇ2と同様な信号で制御される。図５のｔ0〜ｔ1
期間のように主スイッチＱ１と補助スイッチＱ2との両
方がオフの時には、トランスＴ4に蓄積されたエネルギ
の放出が生じ、電源Ｅｉの電圧と１次巻線Ｎ1の電圧と
の和によって平滑用コンデンサＣ0が充電される。

【００４３】図５のｔ1時点と同様なタイミングで図８
の補助スイッチＱ2をタ−ンオンさせると、補助コンデ
ンサＣａの放電によってＣａ‐Ｌ2−Ｎ4−Ｎ3−Ｌ1−Ｄ
ａ−Ｑ2の経路で電流が流れる。これにより、１次巻線
Ｎ1に出力整流ダイオ−ドＤ0を逆バイアスする向きの電
圧が発生し、ダイオ−ドＤ0はオフになる。また、共振
用コンデンサＣ1の放電がＣ1−Ｎ1−Ｅｉの経路で生
じ、この電圧及び主スイッチＱ1の電圧が徐々に低下
し、図５のｔ2に相当する時点で零になる。これによ
り、主スイッチＱ1のＺＶＳが可能になる。

【００４４】図５のｔ2〜ｔ3期間と同様に主スイッチＱ
1と補助スイッチＱ2との両方をオンに保つと、Ｌ1−Ｄ
ａ−Ｑ2−Ｃａ−Ｌ2−Ｎ3の経路で第１の共振用インダ
クタＬ1のエネルギの放出が行われる。この時、１次巻
線Ｎ1に誘起する電圧が電源Ｅｉの電圧よりも高いと、
Ｎ1‐Ｅｉ‐Ｄ１又はＱ1の経路で負方向電流が流れ、余
った電力が電源Ｅｉに回生される。

【００４５】補助スイッチＱ2のタ−ンオフ後の図５の
ｔ3〜ｔ4に相当する第４の期間Ｍ4には、Ｅｉ−Ｎ1−Ｑ
1の経路で電流が流れ、トランスＴ4にエネルギが蓄積さ
れると同時に、４次巻線Ｎ4による補助コンデンサＣａ
の充電動作が生じる。補助コンデンサＣａの充電が完了
した後には、図5のｔ4〜ｔ5の期間と同様にＥｉ−Ｎ1−
Ｑ1の経路の電流でトランスＴ4にエネルギが蓄積され
る。図５のｔ5時点と同様なタイミングで主スイッチＱ1
をタ−ンオフさせると、共振用コンデンサＣ1の電圧及
び主スイッチＱ1の電圧が徐々に高くなり、ＺＶＳが達
成される。

【００４６】図８のコンバ−タにおいて、主スイッチＱ
１と補助スイッチＱ2の両方がオフの時には、３次巻線
Ｎ3の電圧が補助スイッチＱ2に印加されるのみであるか
ら、この電圧は図１の補助スイッチＱ2の電圧よりも低
くなり、第１〜第３の実施例と同一の効果を得ることが
できる。

【００４７】

【第５の実施例】図９の第4の実施例のＤＣ‐ＤＣコン
バ−タは、図3の第1の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを
昇圧型に変形したものに相当する。従って、図9のコン
バ−タは、図3のコンバ−タから2次巻線Ｎ2を省き、出
力整流平滑回路３を主スイッチＱ1に対して並列に接続
したものに相当する。更に詳細には、図9のトランスＴ5
は、相互に電磁結合された１次巻線Ｎ1と３次巻線Ｎ3と
４次巻線Ｎ4とを有し、２次巻線Ｎ2を有さない。なお、
図９では、図１〜図７との対応関係を明確にするために
請求項５において２次巻線及び３次巻線と呼んでいる巻
線を３次巻線Ｎ3及び４次巻線Ｎ4と呼ぶことにする。図
9において、１次巻線Ｎ1と３次巻線Ｎ3と主スイッチＱ1
との直列回路は電源Ｅｉの端子１ａ、１ｂ間に接続され
ている。出力整流平滑回路３のコンデンサＣ0はダイオ
−ドＤ0を介して主スイッチＱ1に並列に接続されてい
る。4次巻線Ｎ4と第１の共振用インダクタＬ1と第１の
補助ダイオ−ドＤａと補助スイッチＱ2との直列回路か
ら成る第１の補助回路は、4次巻線Ｎ4と第２の共振用イ
ンダクタＬ2と補助コンデンサＣａとの直列回路から成
る第２の補助回路に対して並列に接続されている。ま
た、上記第１及び第２の補助回路は補助コンデンサＣａ
を介して３次巻線Ｎ3と主スイッチＱ1との直列回路に対
して並列に接続されている。

【００４８】図９のコンバ−タにおける主スイッチＱ1
と補助スイッチＱ2とは図５（Ａ）（Ｂ）に示す信号Ｖ
ｇ1、Ｖｇ2と同様な信号で制御される。図５のｔ0〜ｔ1
期間のように主スイッチＱ１と補助スイッチＱ2との両
方がオフの時には、トランスＴ5に蓄積されたエネルギ
の放出が生じ、電源Ｅｉの電圧と１次巻線Ｎ1の電圧と
の和によって平滑用コンデンサＣ0が充電される。

【００４９】図５のｔ1時点と同様なタイミングで図9の
補助スイッチＱ2をタ−ンオンさせると、Ｅｉ−Ｎ1−Ｃ
ａ−Ｌ1−Ｄａ−Ｑ2の経路で電流が流れる。これによ
り、１次巻線Ｎ1に出力整流ダイオ−ドＤ0を逆バイアス
する向きの電圧が発生し、ダイオ−ドＤ0はオフにな
る。ダイオ−ドＤ０がオフになると、共振用コンデンサ
Ｃ1の放電電流がＣ1−Ｎ３‐Ｃａ−Ｎ4−Ｌ1−Ｄａ−Ｑ
2の経路で流れ、コンデンサＣ1の電圧及び主スイッチＱ
1の電圧が徐々に低下し、図５のｔ2に相当する時点で零
になる。これにより、主スイッチＱ1のＺＶＳが可能に
なる。

【００５０】図５のｔ2〜ｔ3期間と同様に主スイッチＱ
1と補助スイッチＱ2との両方をオンに保つと、Ｌ1−Ｄ
ａ−Ｑ2−Ｄ1−Ｎ3−Ｃａ−Ｎ4の経路で第１の共振用イ
ンダクタＬ1のエネルギの放出が行われる。この時、１
次巻線Ｎ1と３次巻線Ｎ3に誘起する電圧が電源Ｅｉの電
圧よりも高いと、余った電力が電源Ｅｉに回生される。

【００５１】補助スイッチＱ2のタ−ンオフ後の図５の
ｔ3〜ｔ4に相当する期間には、Ｃａ‐Ｎ3−Ｑ1−Ｄｂ−
Ｌ2の経路で補助コンデンサＣａの放電電流が流れる。
その後、図５のｔ4〜ｔ5時点と同様にＥｉ−Ｎｉ−Ｎ3
−Ｑ1の経路の電流でトランスＴ5にエネルギが蓄積され
る。図５のｔ5時点と同様なタイミングで主スイッチＱ1
をタ−ンオフさせると、共振用コンデンサＣ1の電圧及
び主スイッチＱ1の電圧が徐々に高くなり、ＺＶＳが達
成される。

【００５２】図9のコンバ−タにおいて、主スイッチＱ
１と補助スイッチＱ2の両方がオフの時には、４次巻線
Ｎ4の電圧が補助スイッチＱ2に印加されるのみであるか
ら、この電圧は図１の補助スイッチＱ2の電圧よりも低
くなり、第１〜第４の実施例と同一の効果を得ることが
できる。

【００５３】

【変形例】本発明は上記実施例に限定されるものでな
く、例えば、次の変形が可能なものである。 (１) 本発明をフライバック方式のＤＣ‐ＤＣコンバ−
タに限らず、フォワ−ド方式のＤＣ−ＤＣコンバ−タに
も適用することができる。 (２) 主スイッチＱ1及び補助スイッチＱ２とのいずれ
か一方又は両方をＦＥＴ以外のバイポ−ラトランジス
タ、ＩＧＢＴ等の別の半導体スイッチ素子とすることが
できる。 (３) 図３、図６、図８及び図９において、第２の共振
用インダクタＬ2を省いた構成にすることができる。 (４) 制御回路４を図４の回路以外の種々の回路構成に
することができる。例えば、レベルの設定回路１６の代
わりに、第２の誤差増幅器と基準電圧源１３よりも僅か
に低い第２の基準電圧源とを設け、電圧検出回路１１の
出力と第２の基準電圧源の出力を第２の誤差増幅器に入
力させ、この出力を第２の比較器１７に送ることができ
る。また、鋸波発生器１４とは別の鋸波発生器を設け、
この出力と誤差増幅器１２の出力とを第２の比較器１７
で比較して図５のｔ1のタイミングを決定することがで
きる。 (５) 図３及び図６及び図９の回路でインダクタＬ1を
省き、この代わりにトランスの４次巻線Ｎ4の漏れイン
ダクタンスを使用する構成にすることができる。また、
図６のインダクタＬ2を省き、この代わりに３次巻線Ｎ3
の漏れインダクタンスを使用することができる。また、
図７でインダクタＬ1を省き、この代わりに３次巻線Ｎ3
の漏れインダクタンスを使用することができる。また、
図８において、インダクタＬ2を省き、この代わりに４
次巻線Ｎ4の漏れインダクタンスを使用することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＤＣ‐ＤＣコンバ−タを示す回路図であ
る。

【図２】図１のＤＣ‐ＤＣコンバ−タの各部の電圧及び
電流を示す波形図である。

【図３】第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回
路図である。

【図４】図３の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。

【図５】図３のＤＣ−ＤＣコンバ−タの各部の電圧及び
電流を示す波形図である。

【図６】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回
路図である。

【図７】第3の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回
路図である。

【図8】第4の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回路
図である。

【図9】第5の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す回路
図である。

【符号の説明】

Ｎ1、Ｎ2、Ｎ3、Ｎ4 １次、２次、３次、及び４次巻
線 Ｑ1 主スイッチ Ｑ2 補助スイッチ Ｃ1 共振用コンデンサ Ｌ1、Ｌ2 第１及び第２の共振用インダクタ Ｃａ 補助コンデンサ

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の直流電源端子と、互いに電磁結合された１次巻線と２
   次巻線と３次巻線と４次巻線とを有するトランスと、前
   記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、主スイッ
   チと、前記主スイッチに並列に接続された主コンデンサ
   又は寄生容量と、補助スイッチと、共振用インダクタ又
   は前記トランスの漏れインダクタンスから成る共振用イ
   ンダクタンス手段と、第１及び第２の補助ダイオード
   と、補助コンデンサと、スイッチ制御回路とを有し、 前記１次巻線の一端は前記第１の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記３次巻線は前記１次巻線の他端と前記主スイッチの
   一端との間に接続され、 前記主スイッチの他端は前記第２の直流電源端子に接続
   され、 前記４次巻線と前記共振用インダクタンス手段と第１の
   補助ダイオードと補助スイッチとは互いに直列に接続さ
   れ且つ前記補助コンデンサを介して前記３次巻線と前記
   主スイッチとの直列回路に対して並列に接続され、 前記第２の補助ダイオードは前記４次巻線と前記共振用
   インダクタと前記第１の補助ダイオードと前記補助スイ
   ッチとの直列回路に対して並列に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記主スイッチをオン・オフ制
   御する信号を発生すると共に、前記補助スイッチをオン
   ・オフ制御する信号を発生するように形成されているこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の直流電源端子と、互いに電磁結合された１次巻線と２
   次巻線と３次巻線と４次巻線とを有するトランスと、前
   記２次巻線に接続された出力整流平滑回路と、主スイッ
   チと、前記主スイッチに並列に接続された主コンデンサ
   又は寄生容量と、補助スイッチと、共振用インダクタ又
   は前記トランスの漏れインダクタンスから成る共振用イ
   ンダクタンス手段と、第１及び第２の補助ダイオード
   と、補助コンデンサと、スイッチ制御回路とを有し、 前記１次巻線の一端は前記第１の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記主スイッチは前記１次巻線の他端と前記第２の直流
   電源端子との間に接続され、 前記４次巻線と前記共振用インダクタンス手段と第１の
   補助ダイオードと補助スイッチとは互いに直列に接続さ
   れて第１の補助回路を形成し、補助コンデンサと前記３
   次巻線とは互いに直列に接続されて第２の補助回路を形
   成し、 前記第２の補助回路及び前記第２の補助ダイオードは前
   記第１の補助回路に対して並列に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記主スイッチをオン・オフ制
   御する信号を発生すると共に、前記補助スイッチをオン
   ・オフ制御する信号を発生するように形成されているこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の直流電源端子と、互いに電磁結合された１次巻線と２
   次巻線と３次巻線とを有するトランスと、前記２次巻線
   に接続された出力整流平滑回路と、主スイッチと、前記
   主スイッチに並列に接続された主コンデンサ又は寄生容
   量と、補助スイッチと、共振用インダクタ又は前記トラ
   ンスの漏れインダクタンスから成るインダクタンス手段
   と、補助ダイオードと、スイッチ制御回路とを有し、 前記１次巻線の一端は前記第１の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記主スイッチは前記１次巻線の他端と前記第２の直流
   電源端子との間に接続され、 前記３次巻線と前記共振用インダクタンス手段と補助ダ
   イオードと補助スイッチとは互いに直列に接続され且つ
   前記１次巻線と前記主スイッチとの直列回路に対して並
   列に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記主スイッチをオン・オフ制
   御する信号を発生すると共に、前記補助スイッチをオン
   ・オフ制御する信号を発生するように形成されているこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の直流電源端子と、互いに電磁結合された１次巻線と２
   次巻線と３次巻線とを有するトランスと、出力整流平滑
   回路と、主スイッチと、前記主スイッチに並列に接続さ
   れた主コンデンサ又は寄生容量と、補助スイッチと、共
   振用インダクタ又は前記トランスの漏れインダクタンス
   から成る共振用インダクタンス手段と、第１及び第２の
   補助ダイオードと、補助コンデンサと、スイッチ制御回
   路とを有し、 前記１次巻線の一端は前記第１の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記主スイッチは前記１次巻線の他端と前記第２の直流
   電源端子との間に接続され、 前記出力整流平滑回路は前記主スイッチに対して並列に
   接続され、 前記２次巻線と前記共振用インダクタンス手段と第１の
   補助ダイオードと補助スイッチとは互いに直列に接続さ
   れて第１の補助回路を形成し、補助コンデンサと前記３
   次巻線とは互いに直列に接続されて第２の補助回路を形
   成し、 前記第２の補助回路と前記第２の補助ダイオードは前記
   第１の補助回路に対して並列に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記主スイッチをオン・オフ制
   御する信号を発生すると共に、前記補助スイッチをオン
   ・オフ制御する信号を発生するように形成されているこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 【請求項５】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の直流電源端子と、互いに電磁結合された１次巻線と２
   次巻線と３次巻線とを有するトランスと、出力整流平滑
   回路と、主スイッチと、前記主スイッチに並列に接続さ
   れた主コンデンサ又は寄生容量と、補助スイッチと、共
   振用インダクタ又は前記トランスの漏れインダクタンス
   から成る共振用インダクタンス手段と、第１及び第２の
   補助ダイオードと、補助コンデンサと、スイッチ制御回
   路とを有し、 前記１次巻線の一端は前記第１の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記２次巻線は前記１次巻線の他端と前記主スイッチの
   一端との間に接続され、 前記主スイッチの他端は前記第２の直流電源端子に接続
   され、 前記出力整流平滑回路は前記主スイッチに対して並列に
   接続され、 前記３次巻線と前記共振用インダクタンス手段と第１の
   補助ダイオードと補助スイッチとは互いに直列に接続さ
   れて補助回路を形成し、前記補助コンデンサは前記１次
   巻線の他端と前記補助回路の一端との間に接続され、前
   記補助回路の他端は前記第２の直流電源端子に接続さ
   れ、 前記第２の補助ダイオードは前記補助回路に対して並列
   に接続され、 前記スイッチ制御回路は前記主スイッチをオン・オフ制
   御する信号を発生すると共に、前記補助スイッチをオン
   ・オフ制御する信号を発生するように形成されているこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 【請求項６】 前記第２の補助ダイオードに対して直列
   に接続された補助インダクタを有することを特徴とする
   請求項１又は５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 【請求項７】 前記補助コンデンサに直列に接続された
   補助インダクタ又は前記トランスの漏れインダクタンス
   を有することを特徴とする請求項２又は４記載のＤＣ−
   ＤＣコンバータ。