KR20160029725A - 양방향 dc/dc 컨버터 - Google Patents

양방향 dc/dc 컨버터 Download PDF

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KR20160029725A
KR20160029725A KR1020157024094A KR20157024094A KR20160029725A KR 20160029725 A KR20160029725 A KR 20160029725A KR 1020157024094 A KR1020157024094 A KR 1020157024094A KR 20157024094 A KR20157024094 A KR 20157024094A KR 20160029725 A KR20160029725 A KR 20160029725A
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구니오 마츠바라
유키히로 니시카와
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후지 덴키 가부시키가이샤
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Abstract

제1 직류 전압원(11)의 전압 및 전류에 기초하여 제2 브릿지 회로(23)를 고정 주파수 제어하는 제2 제어 회로(52A)와, 제2 직류 전압원(21)의 전압 및 전류에 기초하여 제1 브릿지 회로(13)를 PFM 제어하는 제1 제어 회로(51)를 구비한다. 제1 제어 회로(51)는, 제1 직류 전압원(11)으로부터 제2 직류 전압원(21)으로 전력을 공급할 때에, 제2 직류 전압원(21)의 전압 및 전류에 기초한 제어량에 따라 LC 공진 회로(14)의 공진 주파수 이하의 주파수로 제1 브릿지 회로(13)를 PFM 제어하고, 제2 제어 회로(52A)는, 제2 직류 전압원(21)으로부터 제1 직류 전압원(11)으로 전력을 공급할 때에, 제1 직류 전압원(11)의 전압 및 전류에 기초한 제어량에 따라 제2 브릿지 회로(23)를 위상 시프트 제어 등에 의해 고정 주파수 제어한다.

Description

양방향 DC/DC 컨버터{BIDIRECTIONAL DC-TO-DC CONVERTER}
본 발명은, 절연 트랜스를 통해 양방향으로 DC/DC 변환을 행하는 양방향 DC/DC 컨버터에 관한 것으로, 특히, 입출력 전압 범위가 넓은 용도, 예컨대 배터리의 충전기로서 적합한 양방향 DC/DC 컨버터에 관한 것이다.
특허문헌 1이나 비특허문헌 1에는, 리액터 및 콘덴서에 의해 구성된 LC 공진 회로의 공진 현상을 이용한, 소위 공진형 양방향 DC/DC 컨버터가 개시되어 있다. 또한, 이들 문헌에는, 절연 트랜스의 1차측 및 2차측에 접속된 구동 회로(브릿지 회로)의 손실이나 노이즈를 저감시켜 공진 동작을 최적화하기 위해, 조정 회로 등을 부가하여 LC 공진 회로의 정수를 조정함으로써, 절연 트랜스를 통한 양방향의 파워 플로우에 있어서 공진 주파수를 일치시키는 것이 기재되어 있다.
도 5는 종래의 공진형 양방향 DC/DC 컨버터를 도시한 회로도이다. 이 회로는, 절연 트랜스를 중심으로 하여 풀 브릿지 회로를 좌우 대칭으로 배치하고, 양방향의 공진 동작을 최적화하는 수단으로서, 절연 트랜스와 각 풀 브릿지 회로 사이에, 각각 LC 공진 회로를 접속한 예이며, 풀 브릿지 회로를 구성하는 반도체 스위치 소자에는, 환류 다이오드가 역병렬로 접속된 IGBT가 이용되고 있다.
도 5에 있어서, 도면 부호 11, 21은 직류 전압원(각각의 전압을 V1, V2라 함), 12, 22는 평활용 콘덴서, 13, 23은 스위칭 회로 또는 정류 회로로서 동작하는 브릿지 회로, 14, 24는 LC 공진 회로(직렬 공진 회로), 30은 절연 트랜스, 31은 그 1차 권선, 32는 2차 권선이다. 또한, Q1∼Q4, Q5∼Q8은 각각 브릿지 회로(13, 23)를 구성하는 반도체 스위치 소자, 14a, 24a는 공진용 리액터, 14b, 24b는 공진용 콘덴서이다.
이 양방향 컨버터를 예컨대 배터리의 충전기로서 사용하는 경우에는, 직류 전압원(11, 21)의 어느 한쪽이 배터리가 되고, 다른 쪽이 직류 전원으로서 기능한다.
또한, 도면 부호 G1∼G8은 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)의 게이트 신호(게이트 전극), N1, N2는 권선(31, 32)의 권취수를 나타내고 있다.
상기 구성에 있어서, 브릿지 회로(13)는, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→ 직류 전압원(21)일 때에, 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 스위칭 동작에 의해 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에, 환류 다이오드의 정류 동작에 의해 교류 전력을 직류 전력으로 변환하고, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 동작에 의해 직류 전력을 교류 전력으로 변환한다.
이제, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에는, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 환류 다이오드가 역회복할 때에 인가되는 전압이, 직류 전압원(21)의 전압(V2)으로 클램프된다. 또한, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에는, 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 환류 다이오드가 역회복할 때에 인가되는 전압이, 직류 전압원(11)의 전압(V1)으로 클램프된다.
이 양방향 DC/DC 컨버터에 따르면, 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)로서 일반적으로 발생 손실이 작은 저내압 소자를 사용하는 것이 가능하여, 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
그런데, 이 종류의 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서, 출력 전압을 가변으로 하는 경우에는, 예컨대 특허문헌 2에 개시되어 있는 바와 같이, 펄스 주파수 변조(PFM) 제어에 의해 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)를 구동하는 것이 알려져 있다. 주지와 같이, PFM 제어는, 스위칭 주파수를 변화시켜 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)의 구동 신호의 듀티를 변화시키는 제어 방식이다.
도 6은, 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)를 PFM 제어하기 위한 제어 수단의 구성도이다.
도 6의 (a)는 브릿지 회로(13)의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 제어 수단으로서, 직류 전압원(21)의 전압(V2) 및 전류(I2)를 검출하는 검출 회로(42)와, 그 검출값에 기초하여 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)를 PFM 제어하기 위한 게이트 신호(G1∼G4)를 생성하는 제어 회로(51)로 구성되어 있다.
또한, 도 6의 (b)는 브릿지 회로(23)의 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 제어 수단으로서며, 직류 전압원(11)의 전압(V1) 및 전류(I1)를 검출하는 검출 회로(41)와, 그 검출값에 기초하여 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)를 PFM 제어하기 위한 게이트 신호(G5∼G8)를 생성하는 제어 회로(52)로 구성되어 있다.
반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)는, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에, 제어 회로(51)로부터 출력되는 게이트 신호(G1∼G4)에 의해, 게이트 구동 회로(도시하지 않음)를 통해 구동된다. 이에 따라, 직류 전압원(21)의 전압(V2)이 지령값에 일치하는 제어가 행해진다.
또한, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)는, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에, 제어 회로(52)로부터 출력되는 게이트 신호(G5∼G8)에 의해, 게이트 구동 회로를 통해 구동된다. 이에 따라, 직류 전압원(11)의 전압(V1)이 지령값에 일치하는 제어가 행해진다.
도 6의 (a), (b)에 도시된 제어 수단을 이용하여 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)를 PFM 제어함으로써, 양방향의 파워 플로우에 있어서 출력 전압을 가변 제어할 수 있다.
한편, 특허문헌 3에 따르면, 공진형 DC/DC 컨버터에 PFM 제어를 적용한 경우, 부하의 대소에 따라 스위칭 주파수에 대한 출력 전압의 특성이 변화되고, 특히 경부하나 무부하의 경우에는 스위칭 주파수를 증가시켜도 출력 전압을 일정값 이하로 제어할 수 없어, 배터리의 충전기와 같이 입출력 전압 범위가 넓은 용도에의 적용이 곤란하다는 것이 지적되고 있다.
특허문헌 1 : 일본 특허 공개 제2012-70491호 공보(단락 [0019]∼[0029], 도 1, 도 7, 도 8 등) 특허문헌 2 : 일본 특허 공개 제2011-120370호 공보(단락 [0022]∼[0044], 도 2 등) 특허문헌 3 : 일본 특허 공개 제2002-262569호 공보(단락 [0002], [0003] 등)
비특허문헌 1 : 「AC/DC 파워 스테이션의 고효율화」, 파나소닉덴코기호우, Vol. 59, No. 3, p. 4∼p. 11
전술한 바와 같이 특허문헌 1이나 비특허문헌 1에 기재된 종래 기술에서는, 공진 동작이 최적이 되도록 공진 회로의 정수를 조정하는 회로 등이 필요하고, 도 5의 회로에서도, 한쪽의 LC 공진 회로가 공진 회로의 정수를 조정하는 기능을 수행하고 있다.
이 때문에, 종래의 양방향 DC/DC 컨버터에서는, 회로 구성이 복잡해지고, 대형화한다고 하는 문제가 있었다.
또한, 도 5 및 도 6에 있어서, 장치 사양으로서, 예컨대 직류 전압원(11)의 전압(V1)이 일정하고, 직류 전압원(21)의 전압(출력 전압)(V2)을 최소값(V2min)∼최대값(V2max)의 범위에서 제어하는 것으로 한다.
이 때, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)의 동작을 기준으로 설계하는 경우에는, 전술한 바와 같이, 공진형 인버터의 PFM 제어에서는 경부하시나 무부하시에 출력 전압을 일정값 이하로 할 수 없기 때문에, 출력 전압을 최소값(V2min)으로 했을 때의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 스위칭 주파수를 LC 공진 회로(14)의 공진 주파수(fr)로 설정하고, 절연 트랜스(30)의 권취수비(a)를 N1/N2=V1/V2min으로 설정한다. 이 결과, 스위칭 주파수는 공진 주파수(fr) 이하로 제어되고, 출력 전압은, 최소값이 V2min=(1/a)×V1(스위칭 주파수=LC 공진 회로(14)의 공진 주파수 fr), 최대값이 V2max=(1/a)×V1×α(α: 스위칭 주파수를 fr 이하로 했을 때의 전압 변환 게인)의 범위에서 제어된다.
그러나, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)인 경우, 직류 전압원(21)의 전압(입력 전압)(V2)이 최소값(V2min)일 때에는 V1=a×V2min이 되고, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 스위칭 주파수를 LC 공진 회로(24)의 공진 주파수(fr)로서 전압(V1)을 출력하는 것이 가능하지만, 입력 전압이 최대값(V2max)일 때에는, V1<a×V2max가 되기 때문에, 스위칭 주파수를 fr보다도 증가시킬 필요가 있다.
그러나, 전술한 바와 같이, 공진형 인버터를 PFM 제어하는 경우에는 스위칭 주파수를 증가시켜도 출력 전압을 일정값 이하로 할 수 없기 때문에, 경부하나 무부하시에는, 원하는 전압(V1)을 출력할 수 없게 될 우려가 있다.
즉, 공진형의 양방향 DC/DC 컨버터를 PFM 제어하는 경우에는, 입출력 전압 범위가 넓은 용도에의 적용이 곤란하다는 것을 알 수 있다.
그래서, 본 발명의 해결 과제는, LC 공진 회로의 정수를 조정하는 회로 등을 불필요하게 함과 동시에, 입출력 전압 범위가 넓은 용도에도 적용 가능한 공진형 양방향 DC/DC 컨버터를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위해서, 청구항 1에 따른 발명은, 제1 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제1 브릿지 회로와, 제2 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제2 브릿지 회로와, 상기 제1 브릿지 회로와 상기 제2 브릿지 회로를 절연하는 절연 트랜스와, 상기 제1 브릿지 회로의 교류측과 상기 절연 트랜스 사이에 접속된 직렬 공진 회로를 가지며, 상기 제1 브릿지 회로 또는 상기 제2 브릿지 회로를 스위칭 동작시켜 상기 제1 직류 전압원과 상기 제2 직류 전압원 사이에서 서로 전력을 공급할 수 있는 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서,
상기 제1 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제1의 검출 회로와, 상기 제2 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제2 검출 회로와, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 제어하는 제2 제어 회로와, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제1 브릿지 회로를 제어하는 제1 제어 회로를 구비하고,
상기 제1 제어 회로는, 상기 제1 직류 전압원으로부터 상기 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여, 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수 이하의 주파수로 상기 제1 브릿지 회로를 펄스 주파수 변조 제어하고,
상기 제2 제어 회로는, 상기 제2 직류 전압원으로부터 상기 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 고정 주파수 제어하는 것이다.
제2항에 따른 발명은, 제1항과 마찬가지로, 제1 브릿지 회로와 제2 브릿지 회로와 절연 트랜스와 직렬 공진 회로를 갖는 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서, 제1 검출 회로와 제2 검출 회로와 제2 제어 회로와 제1 제어 회로를 구비하고,
제1 제어 회로는, 직렬 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 고정 주파수 제어하는 제어 수단과, 상기 공진 주파수 이하의 주파수로 펄스 주파수 변조 제어하는 제어 수단과, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 고정 주파수 제어와 펄스 주파수 변조 제어를 전환하는 전환 수단을 구비하고,
제2 제어 회로는, 제2 직류 전압원으로부터 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 제1 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 제2 브릿지 회로를 고정 주파수 제어하는 것이다.
제3항에 따른 발명은, 제2항에 기재한 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서, 상기 전환 수단은, 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량이, 컨버터의 고정 주파수 제어 동작에 의해 출력 가능한 최대치를 초과하는 제어량이 되는 경우에, 고정 주파수 제어로부터 PFM 제어로 전환하는 것이다.
또한, 제4항에 기재된 바와 같이, 제2 제어 회로는, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 제2 브릿지 회로를 동기 정류 동작시키는 제어 수단을 갖는 것이 바람직하다.
또한, 제5항에 기재된 바와 같이, 제1 제어 회로는, 제2 직류 전압원으로부터 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 제1 브릿지 회로를 동기 정류 동작시키는 제어 수단을 갖는 것이 바람직하다.
또한, 제6항 또는 제7항에 기재된 바와 같이, 고정 주파수 제어에는, 위상 시프트 제어 또는 펄스폭 변조(PWM) 제어를 이용할 수 있다.
본 발명에 따르면, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때의 제어 방법을 직렬 공진 회로의 공진 주파수 이하의 주파수에 의한 주파수 변조 제어로 하고, 제2 직류 전압원으로부터 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때의 제어 방법을 고정 주파수 제어로 함으로써, 직렬 공진 회로의 정수를 조정하는 회로를 불필요하게 함과 동시에, 입출력 전압 범위가 넓은 소형의 양방향 DC/DC 컨버터를 실현할 수 있다.
또한, 제1 직류 전압원으로부터 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때의 제어 방법을, 직렬 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 주파수 변조 제어로부터 고정 주파수 제어로 전환하도록 하면, 브릿지 회로의 최저 동작 주파수를 높게 설계할 수 있어, 절연 트랜스의 소형화에 의해 양방향 DC/DC 컨버터를 한층 더 소형화할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태를 도시한 회로도이다.
도 2는 제1 실시형태에 있어서의 제어 수단의 제1 실시예를 도시한 구성도이다.
도 3은 제1 실시형태에 있어서의 제어 수단의 제2 실시예를 도시한 구성도이다.
도 4는 본 발명의 제2 실시형태를 도시한 회로도이다.
도 5는 공진형 양방향 DC/DC 컨버터의 종래 기술을 도시한 회로도이다.
도 6은 도 5에 있어서의 제어 수단의 구성도이다.
이하, 도면에 따라 본 발명의 실시형태를 설명한다. 도 1은 제1 실시형태에 따른 공진형 양방향 DC/DC 컨버터의 회로도이고, 도 5와 동일한 기능을 갖는 것에는 동일한 부호를 붙여 둔다.
즉, 도 1에 있어서, 도면 부호 11, 21은 직류 전압원(각각의 전압을 V1, V2로 함), 12, 22는 평활용 콘덴서이다. 또한, 13, 23은 환류 다이오드가 역병렬로 접속된 IGBT 등의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4, Q5∼Q8)로 이루어진 브릿지 회로이며, 파워 플로우의 방향을 따라 스위칭 회로 또는 정류 회로로서 동작한다. 한쪽의 브릿지 회로(13)를 구성하는 반도체 스위치 소자(Q1, Q2)끼리의 접속점과 반도체 스위치 소자(Q3, Q4)끼리의 접속점 사이에는, 공진용 리액터(14a)와 절연 트랜스(30)의 1차 권선(31)과 공진용 콘덴서(14b)가 직렬로 접속되어 있다. 14는 공진용 리액터(14a) 및 공진용 콘덴서(14b)로 이루어진 직렬 공진 회로로서의 LC 공진 회로이다. 절연 트랜스(30)의 2차 권선(32)의 양단은, 다른 쪽의 브릿지 회로(23)를 구성하는 반도체 스위치 소자(Q5, Q6)끼리의 접속점과 반도체 스위치 소자(Q7, Q8)끼리의 접속점에 각각 접속되어 있다.
도 5와 마찬가지로, 이 양방향 컨버터를 예컨대 배터리의 충전기로서 사용하는 경우에는, 직류 전압원(11, 21)의 어느 한쪽이 배터리가 되고, 다른 쪽이 직류 전원으로서 기능한다.
또한, G1∼G8은 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)의 게이트 신호(게이트 전극), N1, N2는 권선(31, 32)의 권취수이다.
도 1에서 밝혀진 바와 같이, 이 실시형태에서는 도 5에 있어서의 LC 공진 회로(24)가 제거되어 있다.
도 2는 도 1에 있어서의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)를 제어하기 위한 제어 수단의 제1 실시예를 도시한 구성도이다.
도 2의 (a)는 브릿지 회로(13)의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 제어 수단으로서, 직류 전압원(21)의 전압(V2) 및 전류(I2)를 검출하는 검출 회로(42)와, 그 검출값에 기초하여 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)를 PFM 제어하기 위한 제어 회로(51)로 구성되어 있다.
한편, 도 2의 (b)는 브릿지 회로(23)의 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 제어 수단으로서, 직류 전압원(11)의 전압(V1) 및 전류(I1)를 검출하는 검출 회로(41)와, 그 검출값에 기초하여 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)를 고정 주파수 제어하기 위한 제어 회로(52A)로 구성되어 있다.
여기서, 검출 회로(41)의 입력 신호는, 전압(V1) 또는 전류(I1)의 어느 한쪽이라도 좋고, 검출 회로(42)의 입력 신호는, 전압(V2) 또는 전류(I2)의 어느 한쪽이라도 좋다.
반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)는, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에, 제어 회로(51)로부터 출력되는 게이트 신호(G1∼G4)에 의해, 게이트 구동 회로(도시하지 않음)를 통해 구동된다. 이에 따라, 직류 전압원(21)의 전압(출력 전압)(V2)이 지령값에 일치하는 제어가 행해진다.
또한, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)는, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에, 제어 회로(52A)로부터 출력되는 게이트 신호(G5∼G8)에 의해, 게이트 구동 회로를 통해 구동된다. 이에 따라, 직류 전압원(11)의 전압(출력 전압)(V1)이 지령값에 일치하는 제어가 행해진다.
도 1에 있어서, 장치 사양으로서, 상기와 마찬가지로 직류 전압원(11)의 전압(V1)이 일정하고, 직류 전압원(21)의 전압(V2)을 최소값(V2min)∼최대값(V2max)의 범위에서 제어하는 것으로 한다.
이 때, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)의 동작을 기준으로 설계하는 경우에는, 종래 기술과 마찬가지로, 브릿지 회로(13)를 PFM 제어시켜, 출력 전압의 최소값을 V2min으로 했을 때의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 스위칭 주파수를 LC 공진 회로(14)의 공진 주파수(fr)로 설정하고, 절연 트랜스(30)의 권취수비(a)를 N1/N2=V1/V2min으로 설정한다. 이 결과, 스위칭 주파수는 공진 주파수(fr) 이하로 제어되고, 출력 전압(V2)을, 최소값이 V2min=(1/a)×V1(스위칭 주파수=LC 공진 회로의 공진 주파수 fr), 최대값이 V2max=(1/a)×V1×α(α: 스위칭 주파수를 fr 이하로 했을 때의 전압 변환 게인)의 범위에서 제어할 수 있다.
한편, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에는, 브릿지 회로(23)를 고정 주파수 제어(예컨대, 위상 시프트 제어나 PWM 제어)에 의해 동작시킨다. 이 경우, 입력 전압(V2)이 최소값(V2min)일 때에는, 듀티비를 duty1=1로 하면 a×V2min×duty1=V1이 되고, 또한, 입력 전압(V2)이 최대값(V2max)일 때에는, 듀티비를 duty2=V1/(a×V2max)로 함으로써, a×V2max×duty2=V1이 된다.
상기와 같은 동작에 의해, 입력 전압이 V2min∼V2max의 범위에서 변화되는 경우라도 정해진 전압(V1)을 출력할 수 있다. 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)인 경우에는, 브릿지 회로(13)가 정류 회로로서 동작하기 때문에 LC 공진 회로(14)의 공진 현상을 이용하지 않고, 스위칭 회로로서 동작하는 브릿지 회로(23)의 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 스위칭 주파수를 임의로 설정할 수 있다. 따라서, LC 공진 회로(14)의 정수를 조정하는 회로도 불필요하다.
이상과 같이, 도 2에 도시된 제1 실시예에 따르면, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21), 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)의 어느 한쪽의 경우에 있어서도, 직류 전압원(11)의 전압을 V1로 하고, 직류 전압원(21)의 전압을 V2min∼V2max의 범위에서 제어할 수 있다.
다음에, 도 3은, 도 1에 있어서의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)를 제어하기 위한 제어 수단의 제2 실시예를 도시한 구성도이다.
도 3의 (a)는 브릿지 회로(13)의 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)의 제어 수단으로서, 직류 전압원(21)의 전압(V2) 및 전류(I2)를 검출하는 검출 회로(42)와, 그 검출값에 기초하여, 반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)를 PFM 제어와 고정 주파수 제어(예컨대, 위상 시프트 제어나 PWM 제어)로 전환하여 제어하기 위한 제어 회로(51A)로 구성되어 있다. 여기서, 제어 회로(51A)는, 공진 주파수(fr)보다도 낮은 주파수로 PFM 제어를 행하고, 공진 주파수(fr) 부근에서 고정 주파수 제어하도록 구성되어 있고, 양 제어는, 검출 회로(42)에 의한 검출값으로 결정되는 제어량에 따라 전환되도록 되어 있다.
또한, 도 3의 (b)는 브릿지 회로(23)의 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)의 제어 수단으로서, 도 2와 마찬가지로, 검출 회로(41)와 그 검출값에 기초하여 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)를 고정 주파수 제어하기 위한 제어 회로(52A)로 구성되어 있다.
반도체 스위치 소자(Q1∼Q4)는, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에, 제어 회로(51A)로부터 출력되는 게이트 신호(G1∼G4)에 의해 구동되고, 반도체 스위치 소자(Q5∼Q8)는, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에 제어 회로(52A)로부터 출력되는 게이트 신호(G5∼G8)에 의해 구동된다.
이 제2 실시예의 동작을 상세히 설명한다.
도 1에 있어서, 장치 사양으로서, 상기와 마찬가지로 직류 전압원(11)의 전압(V1)이 일정하고, 직류 전압원(21)의 전압(출력 전압)(V2)을 최소값(V2min)∼최대값(V2max)의 범위에서 제어하는 것으로 한다.
파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)의 동작을 기준으로서 설계하는 경우, 제어 회로(51A)에서 고정 주파수 제어와 PFM 제어를 전환할 때의 출력 전압(V2)을, V2min∼V2max의 범위의 중간값(V2mid)으로 설정하고(즉, PFM 제어에서의 출력 전압 최소값을 V2mid로 설정하고), 절연 트랜스(30)의 권취수비를 a=N1/N2=V1/V2mid로 한다.
이에 따라, 부하의 대소에 관계없이, 고정 주파수 제어와 PFM 제어가 전환될 때의 출력 전압(V2mid) 및 동작 주파수(공진 주파수 fr)가 고정된다. 따라서, 고정 주파수 제어시의 스위칭 주파수는 항상 동일한 주파수(공진 주파수 fr)가 되고, PFM 제어시의 스위칭 주파수는, 공진 주파수(fr) 이하로 제어되게 된다.
또한, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에, 검출 회로(42)에 의한 검출값으로 결정되는 제어량이, 고정 주파수 제어 동작으로 출력 가능한 전압에 상당하는 제어량인 경우, 제어 회로(51A)는, 출력 전압(V2)을 V2mid 이하의 값으로 제어 가능한 고정 주파수 제어(스위칭 주파수: fr)로 전환한다. 또한, 검출 회로(42)에 의한 검출값으로 결정되는 제어량이, 고정 주파수 제어 동작으로 출력 가능한 전압의 최대값을 초과하는 제어량이 되는 경우는, 출력 전압(V2)을 V2mid 이상의 전압으로 제어 가능한 PFM 제어(스위칭 주파수: <fr)로 전환한다.
이에 따라, 입력 전압이 V1일 때에, 출력 전압(V2)을 V2min∼V2max의 범위에서 제어할 수 있다. 특히, 제어 회로(51A)에 의해 고정 주파수 제어와 PFM 제어를 전환하는 제어 방법에 따르면, PFM 제어에 의한 가변 전압폭을 적게 할 수 있기 때문에, 도 2의 제1 실시예와 비교하여 최저 동작 주파수를 높게 설계하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 절연 트랜스(30)의 소형화, 나아가서는 장치 전체의 소형화를 도모할 수 있다.
또한, 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)인 경우의 동작은, 제1 실시예와 동일하므로, 설명을 생략한다.
이상과 같이, 제2 실시예에 따르면, 파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21), 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)의 어느 한쪽의 경우도, 직류 전압원(11)의 전압을 V1로 하고, 직류 전압원(21)의 전압을 V2min∼V2max의 범위로 제어할 수 있어, 제1 실시예보다도 한층 더 소형화가 가능해진다.
또한, 도 1의 실시형태에서는, 직렬 공진 회로로서의 LC 공진 회로(14)가, 공진용 리액터(14a)와 공진용 콘덴서(14b)를 직렬 접속하여 구성되어 있지만, 공진용 리액터(14a) 대신에 절연 트랜스(30)의 누설 인덕턴스를 이용하여 LC 공진 회로를 구성하여도 좋다.
또한, 도 1의 실시형태에서는, 각 브릿지 회로(13, 23)를 구성하는 반도체 스위치 소자(Q1∼Q8)로서 IGBT를 이용한 경우에 대해서 설명하였으나, 도 4의 제2 실시형태에 나타내는 바와 같이, 반도체 스위치 소자(Q11∼Q18)(게이트 신호를 G11∼G18로서 나타냄)로서 MOSFET를 이용한 경우에도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
이 경우, 정류 회로로서 동작하는 브릿지 회로(파워 플로우가 직류 전압원(11)→직류 전압원(21)일 때에는 브릿지 회로(25), 파워 플로우가 직류 전압원(21)→직류 전압원(11)일 때에는 브릿지 회로(15))를 동기 정류 동작시켜도 좋다.
11, 21 : 직류 전압원 12, 22 : 평활용 콘덴서
13, 23 : 브릿지 회로 14 : LC 공진 회로
14a : 공진용 리액터 14b : 공진용 콘덴서
30 : 절연 트랜스 31 : 1차 권선
32 : 2차 권선 41, 42 : 검출 회로
51, 51A, 52A : 제어 회로 Q1∼Q8, Q11∼Q18 : 반도체 스위치 소자
G1∼G8, G11∼G18 : 게이트 신호

Claims (7)

  1. 제1 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제1 브릿지 회로와, 제2 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제2 브릿지 회로와, 상기 제1 브릿지 회로와 상기 제2 브릿지 회로를 절연하는 절연 트랜스와, 상기 제1 브릿지 회로의 교류측과 상기 절연 트랜스 사이에 접속된 직렬 공진 회로를 가지며, 상기 제1 브릿지 회로 또는 상기 제2 브릿지 회로를 스위칭 동작시켜 상기 제1 직류 전압원과 상기 제2 직류 전압원 사이에서 서로 전력을 공급할 수 있는 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서,
    상기 제1 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제1 검출 회로와, 상기 제2 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제2 검출 회로와, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 제어하는 제2 제어 회로와, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제1 브릿지 회로를 제어하는 제1 제어 회로를 구비하고,
    상기 제1 제어 회로는, 상기 제1 직류 전압원으로부터 상기 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여, 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수 이하의 주파수로 상기 제1 브릿지 회로를 펄스 주파수 변조 제어하고,
    상기 제2 제어 회로는, 상기 제2 직류 전압원으로부터 상기 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 고정 주파수 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  2. 제1 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제1 브릿지 회로와, 제2 직류 전압원에 접속되고, 또한 복수의 반도체 스위치 소자로 이루어진 제2 브릿지 회로와, 상기 제1 브릿지 회로와 상기 제2 브릿지 회로를 절연하는 절연 트랜스와, 상기 제1 브릿지 회로의 교류측과 상기 절연 트랜스 사이에 접속된 직렬 공진 회로를 가지며, 상기 제1 브릿지 회로 또는 상기 제2 브릿지 회로를 스위칭 동작시켜 상기 제1 직류 전압원과 상기 제2 직류 전압원 사이에서 서로 전력을 공급할 수 있는 양방향 DC/DC 컨버터에 있어서,
    상기 제1 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제1 검출 회로와, 상기 제2 직류 전압원의 전압값 또는 전류값 중 적어도 한쪽을 검출하는 제2 검출 회로와, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 제어하는 제2 제어 회로와, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 기초하여 상기 제1 브릿지 회로를 제어하는 제1 제어 회로를 구비하고,
    상기 제1 제어 회로는, 상기 직렬 공진 회로의 공진 주파수 부근에서 고정 주파수 제어하는 제어 수단과, 상기 공진 주파수 이하의 주파수로 펄스 주파수 변조 제어하는 제어 수단과, 상기 제1 직류 전압원으로부터 상기 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에 상기 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 상기 고정 주파수 제어와 상기 펄스 주파수 변조 제어를 전환하는 전환 수단을 구비하고,
    상기 제2 제어 회로는, 상기 제2 직류 전압원으로부터 상기 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제1 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량에 기초하여 상기 제2 브릿지 회로를 고정 주파수 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서, 상기 전환 수단은, 상기 제2 검출 회로의 검출값에 의해 결정되는 제어량이, 상기 컨버터의 고정 주파수 제어 동작에 의해 출력 가능한 최대값을 초과하는 제어량이 되는 경우에, 고정 주파수 제어로부터 펄스 주파수 변조 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제2 제어 회로는, 상기 제1 직류 전압원으로부터 상기 제2 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제2 브릿지 회로를 동기 정류 동작시키는 제어 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 제어 회로는, 상기 제2 직류 전압원으로부터 상기 제1 직류 전압원으로 전력을 공급할 때에, 상기 제1 브릿지 회로를 동기 정류 동작시키는 제어 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 고정 주파수 제어로서, 상기 반도체 스위치 소자를 위상 시프트 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
  7. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 고정 주파수 제어로서, 상기 반도체 스위치 소자를 펄스폭 변조 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC/DC 컨버터.
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