JP2015070659A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率改善および高調波抑制のためのスイッチ素子の過熱や破壊を防止する。
【解決手段】入力電流の値に対応するスイッチングパターンデータを選定し、選定したスイッチングパターンデータに基づいてコンバータの各ＭＯＳＦＥＴをオン，オフし、続いて同選定したスイッチングパターンデータを力率が改善する方向に逐次に補正しながらその補正後のスイッチングパターンデータに基づいて各ＭＯＳＦＥＴをオン，オフする。入力電流の互いの相異が閾値以上の場合は、インバータの出力周波数を低減する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電力を直流電力に変換する電源装置に関する。

交流電源にリアクタを介して接続されるコンバータ（整流回路）を備えた電源装置では、交流電源電圧の零クロス点を基準とする所定期間だけリアクタを通して交流電源に対する短絡路を形成し、これにより電源力率を改善するとともに入力電流に含まれる高調波を抑制するものがある。

特開２０１０−２３３２９２号公報

上記のような電源装置では、交流電源からの各相入力電流が不平衡状態になると、スイッチ素子のオンにより形成される短絡路に過電流が流れることがある。過電流が流れると、スイッチ素子が過熱したり、スイッチ素子が破壊に至る可能性がある。

本発明の実施形態の目的は、力率改善および高調波抑制のためのスイッチ素子の過熱や破壊を防止することができる電源装置を提供することである。

請求項１の電源装置は、交流電源の電圧を直流電圧に変換するコンバータと、この前記コンバータの出力電圧を所定周波数の交流電圧に変換するインバータと、前記交流電源と前記整流回路との接続間に設けたリアクトルと、このリアクトルおよび前記コンバータを通して前記交流電源に対する短絡路を形成するためのスイッチ素子と、前記交流電源からの入力電流をその交流電源の相ごとに検知する検知手段と、前記交流電源の電圧の所定の位相において前記スイッチ素子を断続的にオン，オフする第１制御手段と、前記検知手段で検知される各相入力電流の互いの相異が閾値以上の場合に、前記インバータの出力周波数を低減する第２制御手段と、を備える。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における入力電圧の波形を示す図。 一実施形態の制御を示すフローチャート。 一実施形態における入力電流の波形を示す図。 一実施形態の各相入力電流に基づく制御状態の移り変わりを示す図。

以下、この発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、三相交流電源１のＲ，Ｓ，Ｔ相に複数たとえば２つのコンバータ（整流回路）２０が接続され、これらコンバータ２０の出力端に１つの平滑コンデンサ４０が共通接続される。各コンバータ２０は、互いに並列接続された状態にある。コンバータ２０の個数は、負荷の容量に応じて増減が可能である。

コンバータ２０は、三相整流回路であり、正側ダイオード２１と負側ダイオード２２を直列接続しその両ダイオードの相互接続点が三相交流電源１のＲ相に接続されるＲ相用直列回路、正側ダイオード２３と負側ダイオード２４を直列接続しその両ダイオードの相互接続点が三相交流電源１のＳ相に接続されるＳ相用直列回路、正側ダイオード２５と負側ダイオード２６を直列接続しその両ダイオードの相互接続点が三相交流電源１のＴ相に接続されるＴ相用直列回路を有し、三相交流電源１の三相交流電圧を直流電圧に変換して正側出力端子（＋）および負側出力端子（−）から出力する。このコンバータ２０のダイオード２１〜２６に対し、スイッチ素子たとえばＭＯＳＦＥＴ３１〜３６がそれぞれ並列接続されている。

なお、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３６はそれぞれ内部に寄生ダイオードを有するので、これら寄生ダイオードをそのままダイオード２１〜２６として用いればよい。スイッチ素子として、他のトランジスタやＩＧＢＴを用いる場合は、ダイオード２１〜２６を別に接続する必要がある。

上記平滑コンデンサ４０にインバータ６０が接続され、そのインバータ６０の出力端に負荷であるところのモータ２が接続される。

インバータ６０は、三相インバータ回路であり、ＭＯＳＦＥＴ６１，６２を直列接続しその両ＭＯＳＦＥＴの相互接続点がモータ２のＲ相に接続されるＲ相用直列回路、ＭＯＳＦＥＴ６３，６４を直列接続しその両ＭＯＳＦＥＴの相互接続点がモータ２のＳ相に接続されるＳ相用直列回路、ＭＯＳＦＥＴ６５，６６を直列接続しその両ＭＯＳＦＥＴの相互接続点がモータ２のＴ相に接続されるＴ相用直列回路を有し、平滑コンデンサ４０の電圧を各ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより所定周波数Ｆの三相交流電圧に変換して各相互接続点から出力する。ＭＯＳＦＥＴ６１〜６６は、それぞれ寄生ダイオード６１ａ〜６６ａを有する。

三相交流電源１とコンバータ２０のＲ相・Ｓ相・Ｔ相との間の各接続ラインに、リアクトル１１〜１３が挿入接続される。また、Ｒ相・Ｓ相・Ｔ相の各接続ラインにおけるリアクトル１１〜１３より上流側の位置に、零クロス検出回路４１〜４３および電流センサ５１〜５３が設けられる。これらリアクトル１１〜１３、零クロス検出回路４１〜４３、および電流センサ５１〜５３は、コンバータ２０ごとに設けられる。

零クロス検出回路４１，４２，４３はそれぞれ三相交流電源１からの各相入力電圧の零クロス点を検出する。電流センサ５１，５２，５３はそれぞれ、三相交流電源１からの各相入力電流の値を検出する。なお、本実施形態においては、各相の零クロスタイミングと各相の電流値を正確に検出するために各相のそれぞれに零クロス検出回路と電流センサを設けたが、３つの相の零クロスは、２つの相の位相ずれから検出できること、各相の電流は２つの相電流から３つめの相電流を計算で求めることができることから、いずれか２つの相にのみ零クロス検出回路と電流センサを設けるようにしても良い。この場合は、部品点数の削減、低コスト化を図ることができる。

第１のコンバータ２０および上記インバータ６０が主制御部７０に接続される。第２のコンバータ２０は制御部８０に接続される。主制御部７０および制御部８０は、通信線を介して相互接続される。そして、主制御部７０に、第１のコンバータ２０に対応する零クロス検出回路４１〜４３および電流センサ５１〜５３が接続されるとともに、リモートコントロール式の操作器（リモコンという）７１が接続される。制御部８０に、第２のコンバータ２０に対応する零クロス検出回路４１〜４３および電流センサ５１〜５３が接続される。

主制御部７０は、各コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６に対するオン，オフ駆動用の複数のスイッチングパターンデータ、および各コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６に対するオン，オフ駆動用の複数のスイッチングパターンデータを内部メモリ７０ａに記憶している。これらスイッチングパターンデータは、三相交流電源１からの各相入力電圧が正レベルとなる位相の少なくとも前縁側および負レベルとなる位相の少なくとも前縁側においてＭＯＳＦＥＴ３１〜３６を断続的にオンするためのものである。これらスイッチングパターンデータは、三相交流電源１からの各相入力電流の値（実効値）にそれぞれ対応付けられている。断続的にオンするとは、所定の間隔でオンとオフを繰り返すことをいう。

前縁側とは、各交流電圧の０Ｖからの立ち上がり及び立ち下り部分を意味し、具体的には各交流電圧波形の０°〜６０°の範囲及び１８０°〜２４０°の範囲を意味する。すなわち、各相入力電圧の正レベルとなる位相の前縁側は、図２に示すように、Ｒ相入力電圧、Ｓ相入力電圧、Ｔ相入力電圧のそれぞれ零クロス点から次の零クロス点までの電気角０°〜１８０°の半サイクル期間のうち、前寄りの電気角０°〜６０°の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１である。各相入力電圧の負レベルとなる位相の前縁側は、Ｒ相入力電圧、Ｓ相入力電圧、Ｔ相入力電圧のそれぞれ零クロス点から次の零クロス点までの電気角１８０°〜３６０°の半サイクル期間のうち、前寄りの電気角１８０°〜２４０°の期間Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１である。

主制御部７０は、制御部８０との連係に基づく主要な機能として、次の（１）（２）の制御手段を有する。
（１）内部メモリ７０ａ内の各スイッチングパターンデータのうち、電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値（実効値）にそれぞれ対応するスイッチングパターンデータをそれぞれ選定し、選定した各スイッチングパターンデータに基づいてＭＯＳＦＥＴ３１〜３６をオン，オフし、続いて同選定した各スイッチングパターンデータを力率が改善する方向に逐次に補正しながらその補正後の各スイッチングパターンデータに基づいてＭＯＳＦＥＴ３１〜３６をオン，オフするとともに、その補正後の各スイッチングパターンと上記選定時の各スイッチングパターンとの差を求め、求めた差が予め定められた所定値未満の場合は補正を継続し、求めた差が所定値以上の場合は、逐次改善しても最適値に到達することができない状況や最適値に到達するまでに長時間を必要とする状況であることから最初の選定に戻ってスイッチングパターンを最適化する制御を再開する第１制御手段。

（２）電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値（実効値または最大値）の互いの相異が閾値以上の場合に、インバータ６０の出力周波数Ｆを低減する第２制御手段。ここで、相異とは、差または比のことであり、通常は最大値を示す相と最小値を示す相の入力電流の値（実効値または最大値）の差または比が用いられる。

なお、（２）の第２制御手段は、電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値の互いの相異が閾値以上で、かつ検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値以上の場合、コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフを停止し、かつインバータ６０の出力周波数Ｆを低減する。電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値の互いの相異が閾値以上でも、同センサにて検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値未満の場合は、コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフを停止することなく、インバータ６０の出力周波数Ｆを低減する。

なお、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値以上とは、各相の入力電流の平均値が設定値以上の場合、最も電流値の大きい相の入力電流の値が設定値以上の場合、もしくは電流値の大きい２相の入力電流の平均値が設定値以上の場合のいずれでもよい。

つぎに、動作について説明する。初めに、コンバータ２０の動作について説明する。
Ｒ相入力電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクトル１１および正側ダイオード２１を通って平滑コンデンサ４０に電流が流れ、その平滑コンデンサ４０を経た電流が、先ず負側ダイオード２４およびリアクトル１２を通って三相交流電源１のＳ相に戻り、次にＲ相の位相が進むにつれ、負側ダイオード２６およびリアクトル１３を通って三相交流電源１のＴ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、Ｒ相入力電圧が正レベルとなる位相の前縁側０°〜６０°の期間Ｒｘ１において、ＭＯＳＦＥＴ３２が断続的にオンする。ＭＯＳＦＥＴ３２がオンすると、ダイオード２１，２２の相互接続点が同コンバータ２０の負側出力端と導通し、図１に矢印で示すように、三相交流電源１に対してリアクトル１１、ＭＯＳＦＥＴ３２、負側ダイオード２４、リアクトル１２を介した短絡路が形成される。

Ｓ相入力電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクトル１２および正側ダイオード２３を通って平滑コンデンサ４０に電流が流れ、その平滑コンデンサ４０を経た電流が、先ず負側ダイオード２６およびリアクトル１３を通って三相交流電源１のＴ相に戻り、次にＳ相の位相が進むにつれ、負側ダイオード２２およびリアクトル１１を通って三相交流電源１のＲ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、Ｓ相入力電圧が正レベルとなる位相の前縁側０°〜６０°の期間Ｓｘ１において、ＭＯＳＦＥＴ３４が断続的にオンする。ＭＯＳＦＥＴ３４がオンすると、ダイオード２３，２４の相互接続点がコンバータ２０の負側出力端と導通し、三相交流電源１に対してリアクトル１２、ＭＯＳＦＥＴ３４、負側ダイオード２６、リアクトル１３を介した短絡路が形成される。

Ｔ相入力電圧が正レベルとなる位相では、三相交流電源１からリアクトル１３および正側ダイオード２５を通って平滑コンデンサ４０に電流が流れ、その平滑コンデンサ４０を経た電流が、先ず負側ダイオード２２およびリアクトル１１を通って三相交流電源１のＲ相に戻り、次にＴ相の位相が進むにつれ、負側ダイオード２４およびリアクトル１２を通って三相交流電源１のＳ相に戻る経路が形成される。そして、この動作に加え、Ｔ相入力電圧が正レベルとなる位相の前縁側０°〜６０°の期間Ｔｘ１において、ＭＯＳＦＥＴ３６が断続的にオンする。ＭＯＳＦＥＴ３６がオンすると、ダイオード２５，２６の相互接続点がコンバータ２０の負側出力端と導通し、三相交流電源１に対してリアクトル１３、ＭＯＳＦＥＴ３６、負側ダイオード２２、リアクトル１１を介した短絡路が形成される。

Ｒ相入力電圧，Ｓ相入力電圧，Ｔ相入力電圧が負レベルとなる位相の前縁側期間Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１では、正側ダイオード２１，２３，２５と並列接続のＭＯＳＦＥＴ３１，３３，３５が断続的にオンする。これらＭＯＳＦＥＴの断続的なオンに伴う動作については、正負が反対となるだけで、基本的には正レベル期間と同じ動作パターンとなる。よって、その詳細な説明は省略する。

このように、Ｒ相入力電圧，Ｓ相入力電圧，Ｔ相入力電圧が正レベルとなる位相の前縁側期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１においてコンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３２，３４，３６を断続的にオンするとともに、Ｒ相入力電圧，Ｓ相入力電圧，Ｔ相入力電圧が負レベルとなる位相の前縁側期間Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１においてコンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１，３３，３５を断続的にオンすることにより、コンバータ２０への入力電流の波形を正弦波に追従性よく近似させることができる。これにより、力率が向上するとともに、コンバータ２０への入力電流に含まれる高調波電流を抑制することができる。ＭＯＳＦＥＴを断続的にオンする前縁側０°〜６０°の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１，Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１は、１つの相のオン，オフ制御が他の２つの相の電流波形に及ぼす影響が少ない期間で、各相の立ち上がりに当たる。このため、この期間を選定したことにより、少ないスイッチング回数で大きな高調波電流の低減効果が得られる。また、全位相において高い周波数でスイッチングする場合に比べて、スイッチング回数を少なくすることができ、スイッチングノイズを低減できる。

一方、主制御部７０および制御部８０が実行する制御を図３のフローチャートに示す。また、各相入力電流に基づく制御状態の移り変わりを図５に示す。なお、各コンバータ２０のうち、図１の上段側の第１のコンバータ２０に対する制御を例に説明する。
電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの相異たとえば差ΔＩが計算され（ステップ１０１）、続いて入力電流が設定値Ｉ３以上か否かが判断される（ステップ１０２）。入力電流が設定値Ｉ３未満（ステップ１０２のＮＯ）であれば、三相入力が不平衡であったとしても過大電流発生等の問題は生じないので、後述する出力周波数Ｆの低減が解除され（ステップ１０３）、通常の運転制御が実行される。

一方、入力電流が設定値Ｉ３以上と判断されると（ステップ１０２のＹＥＳ）、状況によっては何等かの制限が必要な状態の可能性があると考えられるため、続くステップ１１５にて電源不平衡状態の有無が確認される。ステップ１１５では、ステップ１０１で計算された差ΔＩが閾値ΔＩａ以上であるか否かが判定される。差ΔＩが閾値ΔＩａ未満の場合（ステップ１１５のＮＯ）、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流が平衡状態にあるとの判断の下に、後述する出力周波数Ｆの低減が解除される（ステップ１０３）。なお、この一連の処理の流れにおいて、その時点で出力周波数Ｆの低減が実行されていない場合は、ステップ１０３は、制御に影響を及ぼさない。

一方、差ΔＩが閾値ΔＩａ以上である場合（ステップ１１５のＹＥＳ）、さらに差ΔＩが閾値ΔＩａよりも高い閾値ΔＩｂ以上であるか否かが判定される(ステップ１１０)。差ΔＩが閾値ΔＩｂ以上でなければ、ステップ１１２に移行し、ステップ差ΔＩが閾値ΔＩｂ以上の場合は、ステップ１１１へと移行する。ステップ１１１と１１２の説明の前にステップ１０３以降の処理を先に説明する。

ステップ１０３に続いて、内部メモリ７０ａ内の各スイッチングパターンデータのうち、電流センサ５１〜５３で検知されるＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値に対応するスイッチングパターンデータがメモリ６１から選定される（ステップ１０４）。そして、選定されたスイッチングパターンデータに基づいてＭＯＳＦＥＴ３１〜３６がオン，オフ駆動される（ステップ１０５）。もともと、メモリ７０ａに記憶されている入力電流の値（実効値）に対応したスイッチングパターンデータは、特定の負荷の運転状態を想定して、実験的に設定したものである。このため、実際の運転中には温度や負荷変動等の影響で、記憶されているスイッチングパターンデータが、最適値とならない場合がある。そこで、同じ実効値であってもスイッチングパターンを逐次ずらすことで、高調波の発生や力率の向上を得ることができる。そのため、後述するステップ１０７以降において、スイッチングパターンの補正が行なわれる。

なお、選定されたスイッチングパターンデータに基づくＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフ駆動いわゆるスイッチングは、図３のフローチャートでは省略しているが、実際には図５に示すようにモータ２が起動して各相入力電流の値が設定値Ｉ２以上に上昇したところで開始される。また、このスイッチングは、モータ２の停止または軽負荷状態に際し、各相入力電流の値が設定値Ｉ１（＜Ｉ２）未満に下降したところで終了される。次に、零クロス検出回路４１〜４３で検出される各相入力電圧の零クロス点と電流センサ５１〜５３で検知される各相入力電流の値とに基づいて各相入力電圧と各相入力電流との位相差が求められ、その位相差に基づく力率cosθと各相入力電流の値との積算により力率cosθのずれ量が求められる（ステップ１０６）。そして、求められた力率cosθのずれ量が減少する方向つまり力率が改善する方向に、初めに選定されたスイッチングパターンデータが逐次に補正される（ステップ１０７）。

ここで、各相入力電流は、図４に示すように、理想はsinθであるが、実際は位相遅れαがあってsin（θ−α）となる。この電流sin（θ−α）に関数cosθを掛けると、sin（θ−α）・cosθとなる。理想は位相ずれのないsinθ・cosθであり、その１周期の積分は∫sinθ・cosθ＝０である。したがって、∫sin（θ−α）・cosθ＝０になるように（近づくように）、スイッチングパターンが補正される。

上記補正ごとのスイッチングパターンデータと初めに選定したスイッチングパターンデータとの差が求められ（ステップ１０８）、その差と所定値とが比較される（ステップ１０９）。

求められた差が所定値未満であれば（ステップ１０９のＮＯ）、ステップ１０５に戻り、補正されたスイッチングパターンデータに基づいてＭＯＳＦＥＴ３１〜３６がオン，オフ駆動される。続いて、力率cosθのずれ量が求められ（ステップ１０６）、そのずれ量が減少する方向つまり力率が改善する方向に上記補正されたスイッチングパターンデータがさらに補正される（ステップ１０７）。

このように力率cosθのずれ量が所定範囲内である限り、繰り返し最適なスイッチングパターンとなるように、スイッチングパターンデータが補正されていく。なお、スイッチングパターンの補正は、例えば山登り法等の方法が用いられる。具体的には、スイッチングパターンを＋または−方向に所定位相だけシフトさせてスイッチングし、その結果、力率のずれ量が減少すれば、同じ方向に所定位相だけ再度シフトさせる。一方、新たなスイッチングパターンでスイッチした結果、力率のずれ量が増加すれば、逆方向に所定位相だけ再度シフトさせるという動作を繰り返すものである。

このような補正を繰返している最中に、補正したスイッチングパターンデータと初めに選定したスイッチングパターンデータとの差が所定値以上になった場合には（ステップ１０９のＹＥＳ）、周囲や負荷の状況が変動し、補正を繰り返しても最適値に到達できない状況に陥っているとの判断の下に、補正されたスイッチングパターンデータを用いることなく、ステップ１０１〜１０３の処理を経て、スイッチングパターンが改めて選定される（ステップ１０４）。スイッチングパターンが改めて選定されることにより、スイッチングパターンの補正がそのまま続く場合よりも、迅速に適切なスイッチングパターンへと到達することができるようになる。これにより、力率改善および高調波抑制として十分な効果が得られる。

ただし、ステップ１０１で計算される差ΔＩが閾値ΔＩｂ以上の場合（ステップ１１０のＹＥＳ）、入力電流値が大きい状態（ステップ１０２のＹＥＳ）で、かつＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流が不平衡状態にあるとの判断の下に、コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフが停止されるとともに（ステップ１１１）、インバータ６０の出力周波数Ｆが現時点の例えば８０％に低減される（ステップ１１２）。一方、差ΔＩが閾値ΔＩｂ未満の場合は（ステップ１１０のＮＯ）、コンバータ２０のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフを停止することなく、インバータ６０の出力周波数Ｆのみを現時点の例えば８０％に低減する（ステップ１１２）。このステップ１１２の処理を行った後は、ステップ１０４に移行するが、ステップ１１１でＹＥＳとなりコンバータ２０のスイッチングが停止されている場合は、ステップ１０４からステップ１０９の処理は無視される。一方、ステップ１１１でＮＯとなりコンバータ２０のスイッチングが継続されている場合は、ステップ１０４からステップ１０９の処理は有効に機能する。

出力周波数Ｆが低減されると、それに伴い、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流が低下する。これにより、不平衡状態下にあってもオン，オフ動作中のＭＯＳＦＥＴ３１〜３６に過電流が流れることなく、ＭＯＳＦＥＴ３１〜３６の過熱や破壊が防止される。結果として、力率改善および高調波抑制のためのＭＯＳＦＥＴ３１〜３６のオン，オフを継続することができる。

以上の基本制御動作の具体例を図５により詳細に示す。Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値Ｉ３未満の場合には、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの相異である差ΔＩの大きさに係らずコンバータ２０及びインバータ６０は通常どおり動作する。Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値Ｉ３以上の場合、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの差ΔＩが、ΔＩａとΔＩｂの間にある時はインバータ６０の出力を制限し、ΔＩｂを超えた時はインバータ６０の出力制限に加え、コンバータ２０のスイッチング動作を停止させる。

さらに、コンバータ２０のスイッチング動作を停止させた後、差ΔＩが、ΔＩａ未満になるとコンバータ２０のスイッチング動作を開始させる。すなわち、コンバータ２０のスイッチング動作の停止と開始には、差ΔＩａ−ΔＩｂ分だけヒステリシスを設けて頻繁に動作と停止が繰り返されないようになっている。一方、インバータの出力制限は、差ΔＩが、ΔＩａよりも低下すれば、解除されるようになっている。

なお、差ΔＩが、ΔＩａ以上の状態であっても、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が設定値Ｉ３未満となった場合（ステップ１０２のＮＯ）には、不平衡状態下であるにしても各相電流の絶対値が低く、過電流などの問題発生の可能性がないため、コンバータ２０、インバータ６０の運転は通常通り実行される。以上説明のとおり、本実施形態の電源装置は、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの差が電源不平衡の状態であっても、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が低い場合には、インバータ６０、コンバータ２０ともに運転を継続させる。

また、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値が高い場合で、かつ、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの相異が大きい場合にはインバータ６０の出力を制限しながらコンバータ２０の運転を継続できるようにし、さらにＲ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の互いの相異がさらに大きい場合には、コンバータ２０の運転は停止するが、インバータ６０は、その出力を制限しながら運転を継続するようにしている。

このように、本実施形態の電源装置おいては、電源不平衡状態であっても、できるだけインバータ６０を停止することなく運転を継続できるように制御する。特に、空気調和機や保冷・保温のための冷凍サイクル装置では、その運転を停止することなく継続することが求められる。このため、本実施形態の電源装置は、冷凍サイクル装置の圧縮機モータの電源として用いることが好適である。

以上述べた制御は、図１の上段側の第１のコンバータ２０とインバータ６０に対するものであり、これは主制御部７０によって実行される。下段側の第２のコンバータ２０とインバータ６０に対する制御は、制御部８０と主制御部７０との協働によって実行される。

具体的には、主制御部７０が直接制御する上段側の第１のコンバータ２０においてステップ１１１でコンバータ２０のスイッチングを停止した場合には、下段側のコンバータ２０も同じ状態になっている可能性が高いため、主制御部７０から制御部８０に下段側のコンバータ２０に対してスイッチングを停止するように指示を出力し、これに基づき制御部８０が下段側のコンバータ２０に対してスイッチングを停止させる。

各コンバータ２０の個数については、負荷であるモータ２の容量に応じて増減可能である。モータ容量の異なる複数の機種が用意された空気調和機の場合、その機種に合せてコンバータ２０の接続数を選択すればよい。この結果、機種ごとに専用の電源装置を個別に設計するといった処置が不要となり、空気調和機の開発費、開発期間、コストを削減できるとともに、在庫管理が容易となる。

なお、上記実施形態では、Ｒ相入力電流・Ｓ相入力電流・Ｔ相入力電流の値の互いの相異として差を用いたが、比を用いてもよい。

上記実施形態では、ＭＯＳＦＥＴを断続的にオンする期間として、入力電圧が正レベルとなる位相の前縁側０°〜６０°の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１、および入力電圧が負レベルとなる位相の前縁側０°〜６０°の期間Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１を設定したが、それに加えて、入力電圧が正レベルとなる位相の後縁側１２０°〜１８０°の期間、および入力電圧が負レベルとなる位相の後縁側１２０°〜１８０°の期間を設定してもよい。この場合、前縁側の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１，Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１として０°〜（４０°±１０°）を設定し、後縁側の期間として（１６０°±１０°）〜１８０°を設定してもよい。ここで、後縁側とは、各交流電圧の０Ｖに向かう立ち下がり（負レベルの位相）及び立ち下り（正レベルの位相）部分を意味し、具体的には各交流電圧波形の１２０°〜１８０°の範囲及び３００°〜３６０°の範囲を意味する。

例えば、各相入力電圧の０クロス点を正負にかかわらず０°として表わした場合、前縁側の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１，Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１として０°〜３０°を設定する場合は、後縁側の期間として長めの１５０°〜１８０°の期間を設定する。前縁側の期間Ｒｘ１，Ｓｘ１，Ｔｘ１，Ｒｙ１，Ｓｙ１，Ｔｙ１として長めの０°〜５０°を設定する場合は、後縁側の期間として１７０°〜１８０°の期間を設定する。要は電気角６０°の範囲内で前縁側の期間と後縁側の期間を振り分ければよい。前縁側０°〜（４０°±１０°）および後縁側（１６０°±１０°）〜１８０°の期間でのスイッチングは、前縁側０°〜６０°および後縁側１２０°〜１８０°の期間にスイッチングする場合と比較すると、全期間（０°〜１８０°）を通してオン状態となるＭＯＳＦＥＴ３１〜３６がいずれか１つとなり、制御性向上、スイッチングノイズ減少の効果を得ることができる。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、２…モータ（負荷）、１１〜１３…リアクトル、２０…コンバータ、２１，２３，２５…正側ダイオード、２２，２４，２６…負側ダイオード、３１〜３６…ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ素子）、４０…平滑コンデンサ、４１〜４３…零クロス検出回路、５１〜５３…電流センサ、６０…インバータ、７０…主制御部、８０…制御部

Claims (5)

1. 交流電源の電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧を所定周波数の交流電圧に変換するインバータと、
   前記交流電源と前記整流回路との接続間に設けたリアクトルと、
   前記リアクトルおよび前記コンバータを通して前記交流電源に対する短絡路を形成するためのスイッチ素子と、
   前記交流電源からの入力電流をその交流電源の相ごとに検知する検知手段と、
   前記交流電源の電圧の所定の位相において前記スイッチ素子を断続的にオン，オフする第１制御手段と、
   前記検知手段で検知される各相入力電流の互いの相異が閾値以上の場合に、前記インバータの出力周波数を低減する第２制御手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. さらに、前記交流電源からの入力の力率を検出する検出手段を備え、
   第1制御手段は、前記スイッチ素子を断続的にオンするためのスイッチングパターンを前記検知手段の検知電流に応じて選定し、選定したスイッチングパターンに基づいて前記スイッチ素子をオン，オフし、続いて前記選定したスイッチングパターンを前記検出手段の検出力率が改善する方向に逐次に補正しながらその補正ごとのスイッチングパターンに基づいて前記スイッチ素子をオン，オフすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記第１制御手段は、前記補正ごとのスイッチングパターンと前記選定時のスイッチングパターンとの差を求め、求めた差が所定値未満の場合は前記補正を継続し所定値以上の場合は前記選定に戻る、
   ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 前記交流電源は、三相交流電源であり、
   前記コンバータは、正側ダイオードと負側ダイオードを直列接続しその両ダイオードの相互接続点が三相交流電源のＲ相に接続されるＲ相用直列回路、正側ダイオードと負側ダイオードを直列接続しその両ダイオードの相互接続点が前記三相交流電源のＳ相に接続されるＳ相用直列回路、正側ダイオードと負側ダイオードを直列接続しその両ダイオードの相互接続点が前記三相交流電源のＴ相に接続されるＴ相用直列回路を有し、前記三相交流電源の電圧を直流電圧に変換して出力する、
   前記スイッチ素子は、前記各ダイオードに並列接続されている、
   前記リアクトルは、前記三相交流電源の各相と前記各直列回路との接続間に設けられている、
   前記第１制御手段は、前記三相交流電源の各相電圧が正レベルとなる位相の少なくとも前縁側および負レベルとなる位相の少なくとも前縁側において前記スイッチ素子を断続的にオンするためのスイッチングパターンを前記検知手段の検知電流に応じて選定する、
   ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記第２制御手段は、
   前記検知手段で検知される各相入力電流が設定値以上で、前記検知手段で検知される各相入力電流の互いの相異が第1の閾値以上の場合、前記インバータの出力周波数を低減するとともに前記スイッチ素子のオン，オフを停止し、
   前記検知手段で検知される各相入力電流が前記設定値以上で、前記検知手段で検知される各相入力電流の互いの相異が第1の閾値より低く、かつこの第１の閾値よりも低い第２の閾値以上の場合、前記インバータの出力周波数を低減し、前記スイッチ素子のオン，オフは停止しない、
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電源装置。

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