JP5223521B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、電力変換手段の電圧を検出する電圧検出手段とを備えた電力変換装置に関する。

従来、電力変換装置として、例えば特許文献１に開示されているインバータ装置がある。このインバータ装置は、３相インバータ回路と、スイッチング素子駆動回路と、直流電源電圧検出回路とから構成されている。３相インバータ回路は、上アーム側のＩＧＢＴと、下アーム側のＩＧＢＴとからなる３つの相インバータ回路を備えている。上アーム側のＩＧＢＴのコレクタと下アーム側のＩＧＢＴのエミッタとの間に、直流電源電圧が印加されている。スイッチング素子駆動回路は、ＩＧＢＴのエミッタ及びゲートに接続され、ＩＧＢＴを駆動する。直流電源電圧検出回路は、スイッチング素子駆動回路と同一配線基板に実装され、スイッチング素子駆動回路に入力されるＩＧＢＴのエミッタの電位に基づいて、直流電源電圧を検出する。これにより、直流電源からの引き込みケーブルを必要とせず、簡素な構成で直流電源電圧を検出することができる。
特開２０００−１０２２８８号公報

しかし、上アーム側のＩＧＢＴと下アーム側のＩＧＢＴとは、所定のタイミングでオン、オフしている。そのため、直流電源電圧検出回路によって直流電源電圧を常時検出できるわけではない。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング素子のオン、オフのタイミングを考慮し、簡素な構成で電源の電圧を確実に検出することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段及び発明の効果

そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、高位側スイッチング素子がオン状態であるときに検出することで、電源の電圧を確実に検出できることを思いつき、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載の電力変換装置は、直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続され、電源の電圧を検出する電圧検出手段と、を備えた電力変換装置において、電力変換手段は、直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を複数組有し、電圧検出手段は、複数の高電位側スイッチング素子の低電位側端子と、少なくとも１つの低電位側スイッチング素子の低電位側端子に接続され、高電位側スイッチング素子がオン状態であるときに、電源の電圧を検出することを特徴とする。

この構成によれば、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続されている。電圧検出手段は、駆動手段と同一の配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続されている。そのため、高電位側スイッチング素子がオン状態であるとき、高電位側スイッチング素子の低電位側端子に電源の正極端子の電圧が表れることとなる。従って、高電位側スイッチング素子がオン状態であるときに検出することで、電源電圧を確実に検出することができる。また、複数箇所において電源電圧を検出することができる。そのため、電圧検出手段の信頼性を向上させることができる。

請求項２に記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、駆動手段を介して高電位側スイッチングと低電位側スイッチング素子をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、電圧検出手段は、ＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子のオン状態を確実に判定することができる。

請求項３に記載の電力変換装置は、請求項２に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子のオン状態をより確実に判定することができる。

請求項４に記載の電力変換装置は、請求項２に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、低電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする。この構成によれば、電力変換中、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子は、相補的にオン、オフするように駆動される。つまり、高電位側スイッチング素子がオン状態のときには低電位側スイッチング素子がオフ状態に、高電位側スイッチング素子がオフ状態のときには低電位側スイッチング素子がオン状態になるように駆動される。そのため、低電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子のオン状態をより確実に判定することができる。

請求項５に記載の電力変換装置は、請求項１に記載の電力変換装置において、指令を対称三角波信号と比較することで、駆動手段を介して高電位側スイッチングと低電位側スイッチング素子をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、電圧検出手段は、対称三角波信号の頂点のタイミングで電源の電圧を検出することを特徴とする。ここで、対称三角波信号とは、時間に対して増加する増加側の傾きの絶対値と、時間に対して減少する減少側の傾きの絶対値とがほぼ等しい三角波信号である。この構成によれば、対称三角波信号の頂点のタイミングは、高電位側スイッチング素子がオン状態となるタイミングである。より具体的には、オン期間の中央のタイミングである。そのため、対称三角波信号の頂点のタイミングで検出することで、高電位側スイッチング素子がオン状態であるときに確実に検出することができる。また、オン、オフの状態が切替わる前後を除いて確実に検出することができる。

請求項６に記載の電力変換装置は、直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続され、電源の電圧を検出する電圧検出手段と、を備えた電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過後に電源の電圧を検出するが、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過する前にオフしたときには、電源の電圧の検出を一時的に禁止することを特徴とする。

この構成によれば、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続されている。電圧検出手段は、駆動手段と同一の配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続されている。そのため、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わると、高電位側スイッチング素子の低電位側端子に電源の正極端子の電圧が表れることとなる。しかし、高電位側スイッチング素子の状態が切替わった後の所定時間は、過渡的な変動によって電源電圧が不安定になる。そのため、状態が切替わった後の所定時間を除いて検出することで、過渡的な変動の検出を抑え、電源電圧を確実に検出することができる。また、高電位スイッチング素子のオフ状態における電源電圧の検出を禁止することができる。そのため、誤検出を抑えることができる。

請求項７に記載の電力変換装置は、直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続され、電源の電圧を検出する電圧検出手段と、を備えた電力変換装置において、電力変換手段は、直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を複数組有し、電圧検出手段は、複数の高電位側スイッチング素子の低電位側端子と、少なくとも１つの低電位側スイッチング素子の低電位側端子に接続され、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過後に電源の電圧を検出することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、低電位側スイッチング素子の低電位側端子が電源の負極端子に接続されている。電圧検出手段は、駆動手段と同一の配線基板に設けられ、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の低電位側端子が接続される駆動手段の端子に接続されている。そのため、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わると、高電位側スイッチング素子の低電位側端子に電源の正極端子の電圧が表れることとなる。しかし、高電位側スイッチング素子の状態が切替わった後の所定時間は、過渡的な変動によって電源電圧が不安定になる。そのため、状態が切替わった後の所定時間を除いて検出することで、過渡的な変動の検出を抑え、電源電圧を確実に検出することができる。また、複数箇所において電源電圧を検出することができる。そのため、電圧検出手段の信頼性を向上させることができる。

請求項８に記載の電力変換装置は、請求項６又は７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、所定時間は、高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わることに伴って、電源の電圧が不安定になると予測される時間であることを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の切替わりに伴う電圧の過渡的な変動の検出をより確実に抑えることができる。

請求項９に記載の電力変換装置は、請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、駆動手段を介して高電位側スイッチングと低電位側スイッチング素子をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、電圧検出手段は、ＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の切替わるタイミングを確実に判定することができる。

請求項１０に記載の電力変換装置は、請求項９に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の切替わるタイミングをより確実に判定することができる。

請求項１１に記載の電力変換装置は、請求項９に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、低電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする。この構成によれば、電力変換中、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子は、相補的にオン、オフするように駆動される。つまり、高電位側スイッチング素子がオン状態のときには低電位側スイッチング素子がオフ状態に、高電位側スイッチング素子がオフ状態のときには低電位側スイッチング素子がオン状態になるように駆動される。そのため、低電位側スイッチング素子に対するＰＷＭ信号に基づいて高電位側スイッチング素子の切替わるタイミングをより確実に判定することができる。

請求項１２に記載の電力変換装置は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の電圧降下による誤差を除去できる。そのため、電源電圧を正確に検出することができる。

請求項１３に記載の電力変換装置は、請求項１２に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子に流れる電流に基づいて高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の電圧降下を確実に除去することができる。

請求項１４に記載の電力変換装置は、請求項１２又は１３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子の温度に基づいて高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする。この構成によれば、高電位側スイッチング素子の電圧降下の温度によるばらつきを除去することができる。そのため、電源電圧を正確に検出することができる。

請求項１５に記載の電力変換装置は、請求項１〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、低電位側スイッチング素子の低電位側端子と電源の負極端子との間の配線の電圧降下を補正することを特徴とする。この構成によれば、低電位側スイッチング素子と電源との間の配線の電圧降下を除去することができる。そのため、電源電圧を正確に検出することができる。

請求項１６に記載の電力変換装置は、請求項１５に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、低電位側スイッチング素子の低電位側端子と電源の負極端子との間の配線に流れる電流に基づいて電圧降下を補正することを特徴とする。この構成によれば、低電位側スイッチング素子と電源との間の配線の電圧降下を確実に除去することができる。

請求項１７に記載の電力変換装置は、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧検出手段は、高電位側スイッチング素子との間、及び、低電位側スイッチング素子との間にノイズを除去するノイズ除去手段を有することを特徴とする。この構成によれば、電源電圧のノイズを除去することができる。そのため、電源電圧をより正確に検出することができる。

請求項１８に記載の電力変換装置は、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧検出手段の検出結果に基づいて電源の電圧の異常を検出する電圧異常検出手段を有することを特徴とする。この構成によれば、電源電圧の異常を確実に検出することができる。

次に実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。本実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、モータを制御するモータ制御装置に適用した例を示す。

（参考形態）
まず、図１及び図２を参照してモータ制御装置の構成について説明する。ここで、図１は、参考形態におけるモータ制御装置の回路図である。図２は、図１における制御回路のブロック図である。

図１に示すモータ制御装置１（電力変換装置）は、バッテリＢ１（電源）の出力する直流電圧を３相交流電圧に変換して３相交流モータＭ１に供給し、３相交流モータＭ１を駆動する装置である。つまり、バッテリＢ１から供給される直流電力を交流電力に変換して３相交流モータＭ１に供給する装置である。図１に示すように、モータ制御装置１は、平滑用コンデンサ１０と、電力変換回路１１（電力変換手段）と、制御回路１２とから構成されている。

平滑用コンデンサ１０は、バッテリＢ１の直流電圧を平滑するための素子である。平滑用コンデンサ１０の正極端子及び負極端子は、バッテリＢ１の正極端子及び負極端子にそれぞれ接続されている。

電力変換回路１１は、バッテリＢ１の直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流モータＭ１に供給する回路である。つまり、バッテリＢ１から供給される直流電力を交流電力に変換して３相交流モータＭ１に供給する回路である。電力変換回路１１は、ＩＧＢＴ１１０〜１１５によって構成されている。

ＩＧＢＴ１１０〜１１５は、オン、オフすることでバッテリＢ１の直流電圧を３相交流電圧に変換するためのスイッチング素子である。ＩＧＢＴ１１０、１１３、ＩＧＢＴ１１１、１１４及びＩＧＢＴ１１２、１１５は、それぞれ直列接続されている。具体的には、ＩＧＢＴ１１０〜１１２のエミッタが、ＩＧＢＴ１１３〜１１５のコレクタにそれぞれ接続されている。直列接続された３組のＩＧＢＴ１１０、１１３、ＩＧＢＴ１１１、１１４及びＩＧＢＴ１１２、１１５は、並列接続されている。３つのＩＧＢＴ１１０〜１１２のコレクタはバッテリＢ１の正極端子に、３つのＩＧＢＴ１１３〜１１５のエミッタはバッテリＢ１の負極端子にそれぞれ接続されている。ＩＧＢＴ１１０〜１１３のエミッタ、及び、ＩＧＢＴ１１０〜１１５のゲートは、制御回路１２にそれぞれ接続されている。また、直列接続されたＩＧＢＴ１１０、１１３、ＩＧＢＴ１１１、１１４及びＩＧＢＴ１１２、１１５の直列接続点に形成されるＵ、Ｖ、Ｗ相端子は、３相交流モータＭ１にそれぞれ接続されている。

制御回路１２は、内部で算出される電圧指令に基づいてＩＧＢＴ１１０〜１１５のオン、オフを制御するための回路である。また、電力変換回路１１に入力されるバッテリＢ１の電圧異常を検出する回路でもある。図２に示すように、制御回路１２は、ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５と、電圧検出回路１２６（電圧検出手段）と、マイクロコンピュータ１２７（電圧検出手段、ＰＷＭ信号生成手段、電圧異常検出手段）とから構成されている。これらは、同一の配線基板１２８に実装されている。ここで、電圧検出回路１２６とマイクロコンピュータ１２７とが、本発明における電圧検出手段に、また、マイクロコンピュータ１２７が、本発明におけるＰＷＭ信号生成手段及び電圧異常検出手段に相当する。

ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５は、マイクロコンピュータ１２７から入力されるＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ１１０〜１１５を駆動するための回路である。ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５のＰＷＭ信号入力端子は、マイクロコンピュータ１２７に接続されている。また、ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２２の一方の駆動端子は、ＩＧＢＴ１１０〜１１２のゲートにそれぞれ接続されている。他方の駆動端子は、ＩＧＢＴ１１０〜１１２のエミッタにそれぞれ接続されている。さらに、ＩＧＢＴ駆動回路１２３〜１２５の一方の駆動端子は、ＩＧＢＴ１１３〜１１５のゲートにそれぞれ接続されている。他方の駆動端子は、配線基板１２８内で共通接続され、ＩＧＢＴ１１３のエミッタに接続されている。

電圧検出回路１２６は、ＩＧＢＴ１１０のエミッタ電圧と、ＩＧＢＴ１１３のエミッタ電圧を、マイクロコンピュータ１２７の入力可能な電圧に変換するための回路である。電圧検出回路１２６は、ＩＧＢＴ１１０のエミッタ電圧と、ＩＧＢＴ１１３のエミッタ電圧のノイズを除去するノイズ除去回路（ノイズ除去手段）を備えている。電圧検出回路１２６の一方の入力端子は、ＩＧＢＴ１１０のエミッタが接続されるＩＧＢＴ駆動回路１２０（駆動手段）の駆動端子に接続されている。他方の入力端子は、ＩＧＢＴ１１３のエミッタが接続されるＩＧＢＴ駆動回路１２３（駆動手段）の駆動端子に接続されている。また、電圧検出回路１２６の２つの出力端子は、マイクロコンピュータ１２７にそれぞれ接続されている。

マイクロコンピュータ１２７は、内部で算出される電圧指令に基づいてＩＧＢＴ１１０〜１１５をオン、オフするためのＰＷＭ信号を出力する素子である。また、電圧検出回路１２６の検出結果に基づいてバッテリＢ１の電圧異常を検出する素子でもある。マイクロコンピュータ１２７のＰＷＭ信号出力端子は、ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５のＰＷＭ信号入力端子にそれぞれ接続されている。また、アナログ入力端子は、電圧検出回路１２６の２つの出力端子にそれぞれ接続されている。

次に、図１〜図３を参照してモータ制御装置の動作について説明する。ここで、図３は、電圧検出タイミングを説明するためのタイミングチャートである。なお、ＰＷＭ信号については、ＩＧＢＴ１１０〜１１５のうち、電圧検出に関連するＩＧＢＴ１１０、１１３に対するＰＷＭ信号のみを示している。

図１において、電源が供給されると、モータ駆動装置１は動作を開始する。図２に示すマイクロコンピュータ１２７は、一定周期の対称三角波信号を生成する。また、内部で算出される電圧指令に基づいて各相毎にデューティ指令を算出する。そして、各相毎のデューティ指令を対称三角波信号と比較してＩＧＢＴ１１０〜１１５をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成し、ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５に出力する。ＰＷＭ信号が入力されると、ＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５は、ＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ１１０〜１１５をオン、オフする。これにより、バッテリＢ１の直流電圧が３相交流電圧に変換され、３相交流モータＭ１に供給される。

ところで、ＩＧＢＴ１１０に対するＰＷＭ信号は、図３に示すように、Ｕ相のデューティ指令を対称三角波信号と比較することによって生成される。そのため、対称三角波信号の山の頂点のタイミングは、ＩＧＢＴ１１０のオン期間中となるタイミングである。より具体的には、オン期間中の中央のタイミングとなる。マイクロコンピュータ１２７は、対称三角波信号の山の頂点のタイミングで電圧検出回路１２６の出力を保持し、デジタル値に変換する。そして、変換された電圧検出回路１２６の出力からバッテリＢ１の電圧を算出する。つまり、ＩＧＢＴ１１０がオン状態であるときの、ＩＧＢＴ１１０のエミッタ電圧とＩＧＢＴ１１３のエミッタ電圧とに基づいてバッテリＢ１の電圧を算出する。その後、マイクロコンピュータ１２７は、算出したバッテリＢ１の直流電圧に基づいて電圧異常を判定し、対応する処理を行う。

次に、具体的効果について説明する。参考形態によれば、ＩＧＢＴ１１０がオン状態であるとき、ＩＧＢＴ１１０のエミッタにバッテリＢ１の正極端子の電圧が表れることとなる。そのため、ＩＧＢＴ１１０がオン状態であるときに電圧検出回路１２６の出力を保持することで、バッテリＢ１の直流電圧を確実に検出することができる。

また、参考形態によれば、対称三角波信号の山の頂点のタイミングは、ＩＧＢＴ１１０がオン期間中となるタイミングである。より具体的には、オン期間の中央のタイミングである。そのため、対称三角波信号の山の頂点のタイミングで電圧検出回路１２６の出力を保持することで、ＩＧＢＴ１１０がオン状態であるときに確実に検出することができる。また、オン、オフの状態が切替わる前後を除いて確実に検出することができる。

さらに、参考形態によれば、電圧検出回路１２６は、ノイズ除去回路を備えている。そのため、バッテリＢ１の電圧のノイズを除去することができる。従って、電圧をより正確に検出することができる。

加えて、参考形態によれば、マイクロコンピュータ１２７によって、バッテリＢ１の電圧異常を検出することができる。

なお、参考形態では、対称三角波信号の山の頂点のタイミングで電圧検出回路１２６の出力を保持する例を挙げているが、これに限られるものではない。ＩＧＢＴ１１０、１１３のＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ１１０のオン状態を判定し、電圧検出回路１２６の出力を保持してもよい。当然、ＩＧＢＴ１１０のＰＷＭ信号からＩＧＢＴ１１０のオン状態を判定できる。また、ＩＧＢＴ１１３は、ＩＧＢＴ１１０と相補的にオン、オフすることから、図３に示すデッドタイムを考慮することにより、ＩＧＢＴ１１３のＰＷＭ信号からもＩＧＢＴ１１０のオン状態を判定することができる。いずれにおいても、ＩＧＢＴ１１０のオン状態を判定でき、バッテリＢ１の直流電圧を確実に検出することができる。

（第１実施形態）
次に、第１実施形態のモータ制御装置について説明する。第１実施形態のモータ制御装置は、参考形態のモータ制御装置が、対称三角波信号の山の頂点のタイミングで電圧検出回路の出力を保持していたのに対して、ＩＧＢＴがオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過後に電圧検出回路の出力を保持するようにしたものである。構成については、参考形態におけるモータ制御装置と同一である。ここでは、参考形態のモータ制御装置との相違部分である電圧検出動作について説明し、共通する部分については必要とされる箇所以外説明を省略する。

まず、図２及び図４を参照してモータ制御装置の電圧検出動作ついて説明する。ここで、図４は、第１実施形態におけるモータ制御装置の電圧検出タイミングを説明するためのタイミングチャートである。なお、ＰＷＭ信号については、ＩＧＢＴ１１０〜１１５のうち、電圧検出に関連するＩＧＢＴ１１０、１１３に対するＰＷＭ信号のみを示している。

図２に示すＩＧＢＴ１１０に対するＰＷＭ信号は、図４に示すように、Ｕ相のデューティ指令を対称三角波信号と比較することによって生成される。マイクロコンピュータ１２７は、ＩＧＢＴ１１０のＰＷＭ信号がオフからオンに切替わってから所定時間ｔ１経過後に電圧検出回路１２６の出力を保持し、デジタル値に変換する。ここで、所定時間ｔ１は、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わることに伴って、バッテリＢ１の直流電圧が不安定になると予測される時間に設定されている。そして、マイクロコンピュータ１２７は、変換された電圧検出回路１２６の出力からバッテリＢ１の電圧を算出する。つまり、ＩＧＢＴ１１０がオン状態であるときの、ＩＧＢＴ１１０のエミッタ電圧とＩＧＢＴ１１３のエミッタ電圧とに基づいてバッテリＢ１の電圧を算出する。

一方、マイクロコンピュータ１２７は、ＩＧＢＴ１１０のＰＷＭ信号がオフからオンに切替わってから所定時間ｔ１経過する前にオフになったとき、電圧検出回路１２６の出力の保持を一時的に禁止する。

次に、具体的効果について説明する。第１実施形態によれば、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わると、ＩＧＢＴ１１０のエミッタにバッテリＢ１の正極端子の電圧が表れることとなる。しかし、ＩＧＢＴ１１０の状態が切替わった後の所定時間ｔ１は、過渡的な変動によって電圧が不安定になる。そのため、状態が切替わった後の所定時間ｔ１を除いて検出することで、過渡的な変動の検出を抑え、バッテリＢ１の直流電圧を確実に検出することができる。

また、第１実施形態によれば、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに切替わってから所定時間ｔ１経過する前にオフになったとき、電圧検出回路１２６の出力の保持を一時的に禁止する。そのため、ＩＧＢＴ１１０のオフ状態における検出を禁止することができる。従って、誤検出を抑えることができる。

さらに、第１実施形態によれば、所定時間ｔ１は、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わることに伴って、バッテリＢ１の直流電圧が不安定になると予測される時間に設定されている。そのため、ＩＧＢＴ１１０の切替わりに伴うバッテリＢ１の直流電圧の過渡的な変動の検出をより確実に抑えることができる。

加えて、第１実施形態によれば、マイクロコンピュータ１２７は、ＩＧＢＴ１１０のＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定している。ＩＧＢＴ１１０の切替わるタイミングを確実に判定することができる。

なお、第１実施形態では、ＩＧＢＴ１１０のＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定し、電圧検出回路１２６の出力を保持する例を挙げているが、これに限られるものではない。ＩＧＢＴ１１３のＰＷＭ信号に基づいて、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定し、電圧検出回路１２６の出力を保持してもよい。ＩＧＢＴ１１３は、ＩＧＢＴ１１０と相補的にオン、オフすることから、図４に示すデッドタイムを考慮することにより、ＩＧＢＴ１１３のＰＷＭ信号からも、ＩＧＢＴ１１０がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態のモータ制御装置について説明する。第２実施形態のモータ制御装置は、参考形態のモータ制御装置に対して、電流を検出し、検出した電流に基づいてＩＧＢＴや配線の電圧降下を補正するようにしたものである。ここでは、参考形態のモータ制御装置との相違部分である電流検出に関する構成、及び、電圧降下の補正動作について説明し、共通する部分については必要とされる箇所以外説明を省略する。

まず、図５及び図６を参照してモータ制御装置の構成について説明する。ここで、図５は、第１実施形態におけるモータ制御装置の回路図である。図６は、図５における制御回路のブロック図である。

図５に示すように、モータ制御装置３は、平滑用コンデンサ３０と、電力変換回路３１（電力変換手段）と、電流センサ３２と、制御回路３３とから構成されている。平滑用コンデンサ３０及び電力変換回路３１は、参考形態における平滑用コンデンサ１０及び電力変換回路１１と同一構成である。

電流センサ３２は、Ｕ相に流れる相電流を検出するための素子である。ＩＧＢＴ３１０がオン状態したときには、電流センサ３２は、ＩＧＢＴ３１０に流れる電流を検出することとなる。また、ＩＧＢＴ３１３がオン状態のときには、ＩＧＢＴ３１３のエミッタとバッテリＢ３の負極端子とを接続する配線に流れる電流を検出することとなる。電流センサ３２は、電力変換回路３１と３相交流モータＭ３を接続するＵ相配線に配設され、制御回路３３に接続されている。

図６に示すように、制御回路３３は、ＩＧＢＴ駆動回路３３０〜３３５と、電圧検出回路３３６（電圧検出手段）と、電流検出回路３３７と、マイクロコンピュータ３３８（電圧検出手段、ＰＷＭ信号生成手段、電圧異常検出手段）とから構成されている。これらは、同一の配線基板３３９に実装されている。ＩＧＢＴ駆動回路３３０〜３３５、電圧検出回路３３６及び配線基板３３９は、参考形態におけるＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５、電圧検出回路１２６及び配線基板１２８と同一構成である。

電流検出回路３３７は、電流センサ３２によって検出された電流をマイクロコンピュータ３３８の入力可能な電圧に変換するための回路である。電流検出回路３３７の入力端子は電流センサ３２の出力端子に、出力端子はマイクロコンピュータ３３８にそれぞれ接続されている。

次に、図６及び図７を参照してモータ制御装置の電圧降下の補正動作について説明する。ここで、図７は、図６におけるＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間飽和電圧の関係を示すグラフである。

図７に示すように、ＩＧＢＴ３１０は、コレクタ電流に対してコレクタ−エミッタ間飽和電圧が変化する。図６に示すマイクロコンピュータ３３８は、電流センサ３２によって検出されたＩＧＢＴ３１０に流れる電流と、図７に示すＩＧＢＴ３１０の特性に基づいてＩＧＢＴ３１０の電圧降下を算出する。また、電流センサ３２によって検出されたＩＧＢＴ３１３のエミッタとバッテリＢ３の負極端子とを接続する配線に流れる電流と、この配線の抵抗に基づいて配線の電圧降下を算出する。そして、電圧検出回路３３６の出力から算出したバッテリＢ３の直流電圧を、ＩＧＢＴ３１０及び配線の電圧降下に基づいて補正する。

次に、具体的効果について説明する。第２実施形態によれば、ＩＧＢＴ３１０に流れる電流と特性に基づいてＩＧＢＴ３１０の電圧降下を算出し、これを補正することができる。そのため、ＩＧＢＴ３１０の電圧降下による誤差を除去できる。また、ＩＧＢＴ３１３とバッテリＢ３とを接続する配線に流れる電流と、この配線抵抗に基づいて配線の電圧降下を算出し、これを補正することができる。そのため、配線の電圧降下による誤差を除去できる。従って、バッテリＢ３の直流電圧を正確に検出することができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態のモータ制御装置について説明する。第３実施形態のモータ制御装置は、第２実施形態のモータ制御装置に対して、温度を検出し、検出した温度に基づいてＩＧＢＴの電圧降下を補正するようにしたものである。ここでは、第２実施形態のモータ制御装置との相違部分である温度検出に関する構成、及び、電圧降下の補正動作について説明し、共通する部分については必要とされる箇所以外説明を省略する。

まず、図８及び図９を参照してモータ制御装置の構成について説明する。ここで、図８は、第３実施形態におけるモータ制御装置の回路図である。図９は、図８における制御回路のブロック図である。

図８に示すように、モータ制御装置４は、平滑用コンデンサ４０と、電力変換回路４１（電力変換手段）と、電流センサ４２と、温度センサ４３と、制御回路４４とから構成されている。平滑用コンデンサ４０、電力変換回路４１及び電流センサ４２は、第２実施形態における平滑用コンデンサ３０、電力変換回路３１及び電流センサ３２と同一構成である。

温度センサ４３は、ＩＧＢＴ４１０の温度を検出するため素子である。温度センサ４３は、ＩＧＢＴ４１０に接触した状態で配設され、制御回路４４に接続されている。

図９に示すように、制御回路４４は、ＩＧＢＴ駆動回路４４０〜４４５と、電圧検出回路４４６（電圧検出手段）と、電流検出回路４４７と、温度検出回路４４８と、マイクロコンピュータ４４９（電圧検出手段、ＰＷＭ信号生成手段、電圧異常検出手段）とから構成されている。これらは、同一の配線基板４５０に実装されている。ＩＧＢＴ駆動回路４４０〜４４５、電圧検出回路４４６、電流検出回路４４７及び配線基板４５０は、第２実施形態におけるＩＧＢＴ駆動回路３３０〜３３５、電圧検出回路３３６、電流検出回路３３７及び配線基板３３９と同一構成である。

温度検出回路４４８は、温度センサ４３によって検出されたＩＧＢＴ４１０の温度を
マイクロコンピュータ４４９の入力可能な電圧に変換するための回路である。温度検出回路４４８の入力端子は温度センサ４３の出力端子に、出力端子はマイクロコンピュータ４４９にそれぞれ接続されている。

次に、図９及び図１０を参照してモータ制御装置の電圧降下の補正動作について説明する。ここで、図１０は、図９におけるＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間飽和電圧の関係を示すグラフである。

図１０示すように、ＩＧＢＴ４１０は、コレクタ電流に対してコレクタ−エミッタ間飽和電圧が変化する。また、この特性は、ＩＧＢＴ４１０の温度によっても変化する。図９に示すマイクロコンピュータ４４９は、電流センサ４２によって検出されたＩＧＢＴ４１０に流れる電流と、温度センサ４３によって検出されたＩＧＢＴ４１０の温度と、図１０に示すＩＧＢＴ４１０の特性に基づいてＩＧＢＴ４１０の電圧降下を算出する。また、電流センサ４２によって検出されたＩＧＢＴ４１３のエミッタとバッテリＢ４の負極端子とを接続する配線に流れる電流と、この配線の抵抗に基づいて配線の電圧降下を算出する。そして、電圧検出回路４４６の出力から算出したバッテリＢ４の直流電圧を、ＩＧＢＴ４１０及び配線の電圧降下に基づいて補正する。

次に、具体的効果について説明する。第３実施形態によれば、ＩＧＢＴ４１０に流れる電流と温度と特性に基づいてＩＧＢＴ４１０の電圧降下を算出し、これを補正することができる。そのため、ＩＧＢＴ４１０の電圧降下による誤差をより正確に除去できる。また、ＩＧＢＴ４１３とバッテリＢ４とを接続する配線に流れる電流と、この配線抵抗に基づいて配線の電圧降下を算出し、これを補正することができる。そのため、配線の電圧降下による誤差を除去できる。従って、バッテリＢ４の直流電圧をより正確に検出することができる。

（第４実施形態）
次に、第４実施形態のモータ制御装置について説明する。第４実施形態のモータ制御装置は、参考形態のモータ制御装置が、高電位側の１つのＩＧＢＴの電圧と低電位側の１つのＩＧＢＴの電圧とに基づいてバッテリの電圧を検出していたのに対して、高電位側の３つのＩＧＢＴの電圧と低電位側の１つのＩＧＢＴの電圧とに基づいて検出するようにしたものである。ここでは、参考形態のモータ制御装置との相違部分である電圧検出回路の構成、及び、電圧検出動作について説明し、共通する部分については必要とされる箇所以外説明を省略する。

まず、図１１を参照してモータ制御装置の構成について説明する。ここで、図１１は、第４実施形態における制御回路のブロック図である。

図１１に示すように、モータ制御装置５は、電力変換回路５１と、制御回路５２とを備えている。電力変換回路５１は、参考形態における電力変換回路１１と同一構成である。

制御回路５２は、ＩＧＢＴ駆動回路５２０〜５２５と、電圧検出回路５２６と、マイクロコンピュータ５２７とから構成されている。これらは、同一の配線基板５２８に実装されている。ＩＧＢＴ駆動回路５２０〜５２５及びマイクロコンピュータ５２７は、参考形態におけるＩＧＢＴ駆動回路１２０〜１２５及びマイクロコンピュータ１２７と同一構成である。

電圧検出回路５２６は、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタ電圧のワイアードオアをとり、ＩＧＢＴ５２３のエミッタ電圧とともに、マイクロコンピュータ５２７の入力可能な電圧に変換するための回路である。具体的には、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタ電圧を、内部に設けられたダイオードを介してワイアードオアするとともに、電圧変換して出力する。また、ＩＧＢＴ５１３のエミッタを電圧変換して出力する。電圧検出回路５２６の３つの入力端子は、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタが接続されるＩＧＢＴ駆動回路５２０〜５２２の駆動端子にそれぞれ接続されている。残りの１つの入力端子は、ＩＧＢＴ５１３のエミッタが接続されるＩＧＢＴ駆動回路５２３の駆動端子に接続されている。また、電圧検出回路５２６の２つの出力端子は、マイクロコンピュータ５２７のアナログ入力端子にそれぞれ接続されている。

次に、図１１及び図１２を参照してモータ制御装置の電圧検出動作について説明する。ここで、図１２は、電圧検出動作を説明するためのタイミングチャートである。図１２に示すように、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のＰＷＭ信号は、通常、オン期間が互いに異なっている。そのため、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタ電圧も、バッテリＢ５の正極端子の電圧を示すオン期間が異なることとなる。図１１に示す電圧検出回路５２６は、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタ電圧をワイアードオアするとともに、電圧変換して出力する。そのため、オン期間が最も長いＩＧＢＴ５１０のエミッタ電圧が変換され出力されることとなる。時間の経過とともにＩＧＢＴ５１０〜５１２にＰＷＭ信号のオン期間が変換する。しかし、電圧検出回路５２６は、ＩＧＢＴ５１０〜５１２のエミッタ電圧のうち、オン期間が最も長いエミッタ電圧を変換して常に出力する。マイクロコンピュータ５２７は、電圧検出回路５２６の出力からバッテリＢ５の電圧を算出する。

次に、具体的効果について説明する。第４実施形態によれば、複数箇所においてバッテリＢ５の電圧を検出することができる。そのため、電圧検出の信頼性を向上させることができる。また、前述したように、バッテリＢ５の正極端子の電圧を示すオン期間を常に長く保つことができるため、安定して検出することができる。

なお、参考形態、第１〜第４実施形態では、本発明に係る電力変換装置を、直流電力を交流電力に変換するモータ制御装置に提供した例を挙げているが、これに限られるものではない。直流電力を電圧の異なる直流電力に変換する昇圧コンバータ装置や降圧コンバータ装置に適用してもよい。

参考形態におけるモータ制御装置の回路図である。 図１における制御回路のブロック図である。 電圧検出タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 第１実施形態におけるモータ制御装置の電圧検出タイミングを説明するためのタイミングチャートである。 第２実施形態におけるモータ制御装置の回路図である。 図５における制御回路のブロック図である。 図６におけるＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間飽和電圧の関係を示すグラフである。 第３実施形態におけるモータ制御装置の回路図である。 図８における制御回路のブロック図である。 図８におけるＩＧＢＴのコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間飽和電圧の関係を示すグラフである。 第４実施形態における制御回路のブロック図である。 電圧検出動作を説明するためのタイミングチャートである。

符号の説明

１、３、４、５・・・モータ制御装置（電力変換装置）、１０、３０、４０・・・平滑用コンデンサ、１１、３１、４１、５１・・・電力変換回路（電力変換手段）、１１０〜１１５、３１０〜３１５、４１０〜４１５、５１０〜５１５・・・ＩＧＢＴ、１２、３３、４４、５２・・・制御回路、１２０、１２３、３３０、３３３、４４０、４４３、５２０〜５２３・・・ＩＧＢＴ駆動回路（駆動手段）、１２１、１２２、１２４、１２５、３３１、３３２、３３４、３３５、４４１、４４２、４４４、４４５、５２４、５２５・・・ＩＧＢＴ駆動回路、１２６、３３６、４４６、５２６・・・電圧検出回路（電圧検出手段）、１２７、３３８、４４９、５２７・・・マイクロコンピュータ（電圧検出手段、ＰＷＭ信号生成手段、電圧異常検出手段）、１２８、３３９、５２８・・・配線基板、３３７、４４７・・・電流検出回路、３２、４２・・・電流センサ、４３・・・温度センサ、４４８・・・温度検出回路、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４、Ｂ５・・・バッテリ、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５・・・３相交流モータ

Claims (18)

1. 直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、前記高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、前記低電位側スイッチング素子の低電位側端子が前記電源の負極端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、
   配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、
   前記配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子が接続される前記駆動手段の端子に接続され、前記電源の電圧を検出する電圧検出手段と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記電力変換手段は、直列接続された前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子を複数組有し、
   前記電圧検出手段は、複数の前記高電位側スイッチング素子の前記低電位側端子と、少なくとも１つの前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子がオン状態であるときに、前記電源の電圧を検出することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記駆動手段を介して前記高電位側スイッチングと前記低電位側スイッチング素子をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、
   前記電圧検出手段は、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子に対する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧検出手段は、前記低電位側スイッチング素子に対する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子のオン状態を判定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 指令を対称三角波信号と比較することで、前記駆動手段を介して前記高電位側スイッチングと前記低電位側スイッチング素子をオン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、
   前記電圧検出手段は、前記対称三角波信号の頂点のタイミングで前記電源の電圧を検出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、前記高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、前記低電位側スイッチング素子の低電位側端子が前記電源の負極端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、
   配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、
   前記配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子が接続される前記駆動手段の端子に接続され、前記電源の電圧を検出する電圧検出手段と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過後に前記電源の電圧を検出するが、前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから前記所定時間経過する前にオフしたときには、前記電源の電圧の検出を一時的に禁止することを特徴とする電力変換装置。
7. 直列接続された高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子を有し、前記高電位側スイッチング素子の高電位側端子が電源の正極端子に、前記低電位側スイッチング素子の低電位側端子が前記電源の負極端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフすることで、入力された電力を形態の異なる電力に変換する電力変換手段と、
   配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の制御端子と低電位側端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子をオン、オフする駆動手段と、
   前記配線基板に設けられ、前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子が接続される前記駆動手段の端子に接続され、前記電源の電圧を検出する電圧検出手段と、
   を備えた電力変換装置において、
   前記電力変換手段は、直列接続された前記高電位側スイッチング素子と前記低電位側スイッチング素子を複数組有し、
   前記電圧検出手段は、複数の前記高電位側スイッチング素子の前記低電位側端子と、少なくとも１つの前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子に接続され、前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わってから所定時間経過後に前記電源の電圧を検出することを特徴とする電力変換装置。
8. 前記所定時間は、前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わることに伴って、前記電源の電圧が不安定になると予測される時間であることを特徴とする請求項６又は７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記駆動手段を介して前記高電位側スイッチングと前記低電位側スイッチング素子を
   オン、オフするためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段を有し、
   前記電圧検出手段は、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする請求項６〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子に対する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記電圧検出手段は、前記低電位側スイッチング素子に対する前記ＰＷＭ信号に基づいて前記高電位側スイッチング素子がオフからオンに状態が切替わるタイミングを判定することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
12. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子に流れる電流に基づいて前記高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子の温度に基づいて前記高電位側スイッチング素子の電圧降下を補正することを特徴とする請求項１２又は１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
15. 前記電圧検出手段は、前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子と前記電源の前記負極端子との間の配線の電圧降下を補正することを特徴とする請求項１〜１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
16. 前記電圧検出手段は、前記低電位側スイッチング素子の前記低電位側端子と前記電源の前記負極端子との間の前記配線に流れる電流に基づいて電圧降下を補正することを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
17. 前記電圧検出手段は、前記高電位側スイッチング素子との間、及び、前記低電位側スイッチング素子との間にノイズを除去するノイズ除去手段を有することを特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
18. 前記電圧検出手段の検出結果に基づいて前記電源の電圧の異常を検出する電圧異常検出手段を有することを特徴とする請求項１〜１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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