JP2006136086A - 電流検知方法と電流検知装置及びこの電流検知装置を用いた電力変換装置並びにこの電力変換装置を用いた車両 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＭＯＳＦＥＴの電流が精度良く検知できるようにした電流検知方法及び電流検知装置を低コストで提供すること。
【解決手段】 電流検出の対象となるＭＯＳＦＥＴ１のソース−ドレイン間に第１の抵抗体２と第２の抵抗体３の直列回路を接続し、ＭＯＳＦＥＴ１のオン電圧を第１の抵抗体２と第２の抵抗体３からなる電圧分圧回路により分圧されて検知回路４に取り込み、電流に換算してＭＯＳＦＥＴ１に通流する電流を検知するようにしたものにおいて、第１の抵抗体２と第２の抵抗体３からなる電圧分圧回路の電圧分圧比が温度により変化し、温度が上昇すると電圧分圧比が大きくなるようにしたもの。
【選択図】 図１

Description

本発明はＭＯＳＦＥＴに流れる電流を検知する方法に係り、特にスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた電力変換装置に好適な電流検知方法と装置などに関するものである。

ＤＣ／ＤＣコンバータや３相インバータなどの電力変換装置においては、スイッチング素子に流れる電流を検知し、この検知結果を制御に反映させるのが通例であり、このため、従来からホール素子による磁界検出型の電流センサが用いられていた。

ここで、図９は、このような磁界検出型の電流センサを用いた電力変換装置の一例として、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いた３相インバータ装置を示したもので、図示のように、電池などの電源Ｅから直流＋−の電圧が供給されている３相インバータの主回路９０を備え、３相負荷Ｌに３相交流電力が供給されるるようにしたものである。

このとき、主回路９０は、図示のように、Ｕ相上アームのＭＯＳＦＥＴ９１とＵ相下アームのＭＯＳＦＥＴ９２、Ｖ相上アームのＭＯＳＦＥＴ９３とＶ相下アームのＭＯＳＦＥＴ９４、それにＷ相上アームのＭＯＳＦＥＴ９６とＷ相下アームのＭＯＳＦＥＴ９６により構成されている。

そして、これら６個のＭＯＳＦＥＴ９１〜９６は、それぞれゲート駆動回路から供給されるスイッチング信号によりオン・オフ制御され、電源Ｅから供給されている直流＋−の電圧を、電源Ｅの電圧未満の所定の電圧で所定の周波数の３相交流電力に変換し、それを、例えば誘導電動機などの３相負荷Ｌに供給する働きをする。

このとき、主回路９０のＵ、Ｖ、Ｗの各相出力にホール素子を用いた磁界型の電流センサＨＵ、ＨＶ、ＨＷが設けてあり、主回路９０から負荷Ｌに供給される電流を各相ごとに検出して電流検知回路に取り込み、検知結果が制御回路に供給されるようにしてあり、これにより、制御回路による電流フィードバック制御が得られるようになっている。

ところで、この電流センサには、高精度であることは勿論として、小型で低損失、且つ低コストであることなどが求められるが、しかし、ホール素子を用いた磁界型の電流センサは、一般的にサイズが大きくコストも掛る。

一方、シャント抵抗を用いた電流センサも従来から用いられているが、この場合は、電流に比例した損失を伴うので、大電流になる程、損失の面で問題となる。

そこで、図１０に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１０のソースとエミッタに検知回路４を接続し、ＭＯＳＦＥＴ１０のオン電圧を取り込み、検知回路４でオン電圧を電流値に換算し、それをＭＯＳＦＥＴ１０の電流として検知するようにした電流検知方法が提案されている。

ここで、オン電圧とは、ＭＯＳＦＥＴがゲート信号によりオンされ、当該ＭＯＳＦＥＴに電流が通流されたとき、そのソースとドレインの間に発生する電圧のことである。

しかし、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧は温度依存性が強く、絶対温度のほぼ２乗に比例して変化するため、同じ電流が通流していたときでも、温度が変化すれば検知電圧は大幅に変化してしまう。

ここで、図１１は、ＭＯＳＦＥＴ１０のジャンクション温度が２５℃のときのオン電圧を１とし、同じ電流に対して検知回路４が読み込むオン電圧の比を示したものであるが、この図から、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧が強い温度依存性をもっていることが判る。

このため、図１０に示した電流検知方法の場合、電流センサとしては温度補正が必要であり、このためＭＯＳＦＥＴの温度を検出して検出回路４のマイコンに取り込み、マイコンにより電流値の温度補正演算を行うようにした技術が従来から知られている(例えば、特許文献１参照。)。

そして、この電流検知方法を電力変換装置に適用してインバータ装置とした場合の一例を示したのが図１２であり、この場合は、図９のインバータ装置におけるホール素子を用いた磁界型の電流センサＨＵ、ＨＶ、ＨＷは省かれ、６個のＭＯＳＦＥＴ９１〜９６の各々のソースとドレインから電流検知回路にオン電圧が取り込まれるようになっている。
特開２００３−６１３９２号公報

上記従来技術は、別途温度センサの設置を要し、且つ電流検知にマイコンの演算を要する点に配慮がされておらず、小型化や低コスト化に問題があった。つまり、従来技術は、温度センサの設置がコスト増になり、高速の電流検知には高速演算を要するのでマイコンに掛る演算負荷が増し、従って、低コスト化や小型化に問題が生じてしまうのである。

本発明の目的は、ＭＯＳＦＥＴの電流が精度良く検知できるようにした電流検知方法及び電流検知装置を低コストで提供することにある。

また、本発明の目的は、ＭＯＳＦＥＴの電流検知装置を用いた電力変換装置及び車両を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、温度補正されたオン電圧がＭＯＳＦＥＴから得られるようにしたものであり、このため、ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するための電流検知方法において、第１の抵抗体と第２の抵抗体の直列回路からなり、電圧分圧比が温度に依存して変化する電圧分圧回路により、前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧を分圧して取り出し、電流に換算して前記ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するようにしたものである。

このとき、前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗が、前記ＭＯＳＦＥＴのミラーＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗であるようにしてもよく、少なくとも一部が正抵抗温度係数のサーミスタになっているようにしてもよい。

同じく、このとき、前記第２の抵抗体が、負抵抗温度係数の抵抗体であってもよく、前記第２の抵抗体の少なくとも一部が、負抵抗温度係数のサーミスタであってもよい。

また、同じく、このとき、前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲon、前記第１の抵抗体の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗体の抵抗値をＲ２としたとき、Ｒon ＊Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)で表わされる温度変化率が、５０℃以下の温度範囲においては５％以下で、５０℃を越え２００℃以下の温度範囲においては２５％以下であることの何れかであるようにしてもよい。

更に、このとき、前記直列回路が前記ＭＯＳＦＥＴとは別のＭＯＳＦＥＴを含み、該別のＭＯＳＦＥＴは前記ＭＯＳＦＥＴと同じタイミングでオンオフ制御されるようにしてもよく、前記別のＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗は前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗を形成しているようにしてもよい。

次に、上記目的は、ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するための電流検知装置において、互いに抵抗温度係数を異にする第１の抵抗体と第２の抵抗体の直列回路からなり、電圧分圧比が温度に依存して変化するようにした電圧分圧回路を前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間に設け、前記電圧分圧回路により取り出される電圧を電流に換算することにより、前記ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するようにして達成される。

このとき、前記第１の抵抗体の少なくとも一部が、前記ＭＯＳＦＥＴのミラーＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗で構成されているようにしてもよく、前記第１の抵抗体の少なくとも一部が、正抵抗温度係数のサーミスタで構成されているようにしてもよい。

同じく、このとき、前記第２の抵抗体が、負抵抗温度係数の抵抗体で構成されているようにしてもよく、前記第２の抵抗体の少なくとも一部が、負抵抗温度係数のサーミスタで構成されているようにしてもよい。

また、同じく、このとき、前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲon、前記第１の抵抗体の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗体の抵抗値をＲ２としたとき、Ｒon ＊Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)で表わされる温度変化率が、５０℃以下の温度範囲において５％以下で、５０℃を越え２００℃以下の温度範囲においては２５％以下であることの何れかとなるようにしてもよい。

更に、このとき、前記直列回路が前記ＭＯＳＦＥＴとは別のＭＯＳＦＥＴを備え、該別のＭＯＳＦＥＴは前記ＭＯＳＦＥＴと同じタイミングでオンオフ制御されるようにしてもよく、前記別のＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗が前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗を形成するようにしてもよい。

ここで、上記した何れかの電流検知装置を備え、当該電流検知装置で検知した電流に基いて電流フィードバック制御を行なう電力変換装置によっても上記目的が達成され、このとき、前記第１の抵抗体と前記第２の抵抗体に現れる電圧の比較により温度を検出し、温度保護が行なえるようにしてもよい。

また、上記した何れか電流検知装置を備え、当該電流検知装置で検知した電流に基いて電流フィードバック制御を行なう電力変換装置が用いられている車両によっても上記目的が達成される。

本発明によれば、検知結果の取り込みに段階で既に温度補正されているオン電圧を得ることができるので、電流検知に小型且つ低損失であるというオン電圧の検出による電流検知の特性を充分に活かすことができる。

そして、この結果、本発明によれば、制御精度が高い電力変換装置を低コストで提供することができ、電力変換装置を用いた車両の性能向上にも寄与することができる。

以下、図示の実施の形態により、本発明について詳細に説明する。まず、本発明による電流検知方法では、図１に示すように、電流検知の対象となるＭＯＳＦＥＴ１のソースとドレイン間に、互いに抵抗温度係数を異にする第１の抵抗体２と第２の抵抗体３の直列回路を並列に接続し、この直列回路により温度に依存して電圧分圧比が変化する電圧分圧回路を形成させた上で、第２の抵抗体３に現われる電圧を検知回路４に入力することにより、ＭＯＳＦＥＴ１のソースとドレインの間に発生する電圧、つまりオン電圧を第１の抵抗体２と第２の抵抗体３により分圧して、検知回路４で電流に換算して検知するようにしたものである。

ここで、まず、第１の抵抗体２は、単体の抵抗体で構成としても、複数の抵抗体で構成してもよく、このとき、抵抗体が半導体素子でも、半導体素子の直列接続体若しくは並列接続体で構成されていてもよい。

また、第２の抵抗体３についても同様で、単体の抵抗体で構成としても、複数の抵抗体で構成してもよく、このとき、抵抗体が半導体素子でも、半導体素子の直列接続体若しくは並列接続体で構成されていてもよい。

そして、このとき、第１の抵抗体２の抵抗温度係数と第２の抵抗体３の抵抗温度係数を異ならしめ、温度の上昇に伴って電圧分圧回路の電圧分圧比が大きくなるようにした点を特徴とするものである。

ここで、検知回路４は、検知した電圧を電流センサの出力として上位の制御機器に伝達する働きをするもので、主として増幅器で構成されているものである。

既に、図１１により説明したように、ＭＯＳＦＥＴのオン電圧は、温度依存性が強く、温度が高くなると、同じ電流のもとでもオン電圧が大きくなる。このとき、図１の実施形態では、上記したように、第１の抵抗体２の抵抗温度係数と第２の抵抗体３の抵抗温度係数を異ならしめ、これらによる電圧分圧回路の電圧分圧比が温度が上がると、オン電圧に対する電圧分圧比が大きくなり、この結果、温度上昇によるオン電圧の温度依存性が補償され、検知回路４でオン電圧の温度依存性が補償された電圧を検知することができる。

従って、この図１の実施形態によれば、検知回路４に取り込まれた電圧をそのまま電流に換算するだけで、マイコンなどにより電流値の温度補正演算を行うことなく、ＭＯＳＦＥＴ１に通流する電流を検知することができる。

このとき、第１の抵抗体２の抵抗温度係数と第２の抵抗体３の抵抗温度係数を異ならしめるためには、第１の抵抗体２の少なくとも一部を、正抵抗温度係数のサーミスタにすればよく、第２の抵抗体３を負抵抗温度係数の抵抗体にしてもよい。ここで、第２の抵抗体３の少なくとも一部を負抵抗温度係数のサーミスタにしてもよい。

ところで、このようなＭＯＳＦＥＴのオン電圧の検知は、当該ＭＯＳＦＥＴがオンに制御され、電流が通流されているときに限られるので、通常は何等かのサンプリングが必要である。

そこで、このような場合には、図２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１と同じゲート信号で駆動される別のＭＯＳＦＥＴ２０を設けてやればよく、これも本発明の特徴である。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０のオン抵抗は、図示のように、第１の抵抗体２の一部となる。

そして、このＭＯＳＦＥＴ２０としては、ＭＯＳＦＥＴ１と同一チップ上にあるミラーＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、他の別のＭＯＳＦＥＴを用いるようにしてもよい。

次に、本発明の実施形態について、いくつかの具体例により説明する。

・具体例１
図３は、第１の抵抗体２として抵抗器２１を用い、第２の抵抗体３には、抵抗器３１とサーミスタ３２の直列回路を用いた場合の本発明の一実施形態で、このとき、サーミスタ３２には負温度特性のものを用いている。

ここで、まず抵抗器２１には、ＫＯＡ(株)製角型チップ抵抗器(型式名 RK73H2BTTD1501F：抵抗値１.５ＫΩ)を使用し、次に抵抗器３１には、同じくＫＯＡ(株)製角型チップ抵抗器(型式名 RK73H2BTTD1201F：抵抗値１.２ＫΩ)を使用し、そして負温度特性のサーミスタ３２には(株)芝浦電子製チップサーミスタ(形式名 KG3T-43)を使用した。

そして、図４は、この場合の温度―検知電圧／オン電圧比特性を、ＭＯＳＦＥＴ１のジャンクション温度が２５℃のときのオン電圧を１として示したもので、この図４から明らかなように、この具体例１によれば、５０℃〜１５０℃の範囲で、温度変化による検知電圧変化の割合が５％以下の電流検知結果が実現されていることが判り、従って、この温度範囲、すなわち５０℃〜１５０℃を使用温度範囲とする電力変換装置に適用して、優れた温度特性の電流センサを提供することができる。

・具体例２
この具体例２は、同じく図３において、具体例１とは異なる抵抗値を用いた場合の例で、まず抵抗器２１には、ＫＯＡ(株)製角型チップ抵抗器(型式名 RK73H2BTTD2002F：抵抗値２０.０ＫΩ)を用い、次に抵抗器３１には、同じくＫＯＡ(株)製角型チップ抵抗器(型式名 RK73H2BTTD1002F：抵抗値１０.０ＫΩ)を使用し、そして負温度特性のサーミスタ３２には(株)芝浦電子製チップサーミスタ(形式名 KG3T-43)を使用した。

そして、図５は、この具体例２の場合の温度―検知電圧／オン電圧比のグラフを示したもので、ここでもＭＯＳＦＥＴ１のジャンクション温度２５℃のときのオン電圧を１としている。そして、この図５から明らかなように、この具体例２の場合は、−５０℃〜１５０℃の範囲で、温度変化による検知電圧変化の割合が２５％以下が実現されている。

次に、本発明の他の実施形態について説明すると、ここで、例えば具体例２において、抵抗器３１の両端電圧と負温度特性のサーミスタ３２の両端電圧の比は、両者が直列に接続されているので、抵抗器３１の抵抗値と負温度特性のサーミスタ３２の抵抗値の比になる。

ここで、これらは互いの温度係数が異なるため、各温度により固有の抵抗比をもつことから、抵抗器３１の抵抗値と負温度特性のサーミスタ３２の抵抗値の比、つまり分圧比から抵抗体１、２の温度を算出することができる。

そこで、ここでは、抵抗器３１の両端電圧と負温度特性のサーミスタ３２の両端電圧を検知回路４に取り込み、それらの電圧の比から抵抗体１、２の温度を算出し、例えば電力変換装置の温度保護制御などに使用できるようにしたものである。

次に、図６は、本発明の他の一実施形態で、これは、図示のように、第２の抵抗体３の一部に、ＭＯＳＦＥＴ３０を用いたことを特徴とするもので、このＭＯＳＦＥＴ３０は、これも図示のように、ゲート−ソース間に一定電圧を印加して能動動作状態にしてある。

この結果、温度が高くなると、ＭＯＳＦＥＴ３０のゲートしきい電圧が低下し、能動動作領域が変化してオン電圧が下がる。つまり、このＭＯＳＦＥＴ３０は負の温度特性を持つ抵抗体として動作することになる。

従って、この実施形態によっても、温度上昇によるオン電圧の温度依存性が補償され、検知回路４でオン電圧の温度依存性が補償された電圧を検知することができ、検知回路４に取り込まれた電圧をそのまま電流に換算するだけで、マイコンなどにより電流値の温度補正演算を行うことなく、ＭＯＳＦＥＴ１に通流する電流を検知することができる。

更に、図７は、本発明の更に別の一実施形態で、これは、ダイオードの順方向電圧降下が負の温度特性をもつことを利用したもので、図示のように、第２の抵抗体３として、その一部にダイオードを用いたことを特徴とするものであり、このとき、双方向の電流検知を可能とするため２個のダイオード３３、３４を反対極性にし、これらを抵抗器３１に並列に接続してある。

従って、この図７の実施形態によっても、温度上昇によるオン電圧の温度依存性が補償され、検知回路４でオン電圧の温度依存性が補償された電圧を検知することができ、検知回路４に取り込まれた電圧をそのまま電流に換算するだけで、マイコンなどにより電流値の温度補正演算を行うことなく、ＭＯＳＦＥＴ１に通流する電流を検知することができる。

ところで、以上の実施形態では、何れもＭＯＳＦＥＴが単独でスイッチングする回路の場合について説明したが、ＭＯＳＦＥＴによるスイッチング素子は、単独で使用さる場合もあるが、これも既に説明したように、インバータなどの電力変換装置に用いられることが多い。

そして、この場合は、図１２で説明したインバータ装置９０におけるＭＯＳＦＥＴ９１〜９６の回路として、上記した各実施形態の回路が用いられることになり、これも本発明の一実施形態となる。

ところで、インバータ装置などスイッチング素子を用いた電力変換装置は、各種の産業分野で広く使用されているが、ここで、特にスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いたインバータ装置は、電池を電力源とした自動車などの車両に使用されることが多い。

ここで、図８は、本発明の実施形態にかかる車両の一例を自動車１００とした場合の一実施形態であり、以下、この実施形態について説明すると、この自動車１００は、例えばガソリンエンジンなどのエンジン１１０を動力源とするものであるが、このとき、エンジン１１０にＭ／Ｇ(発電動機)１１１を連結させ、このＭ／Ｇ１１１を通常のオルタネータとして動作させると共に、スタータとしても動作させるようにしたものである。

そして、走行時は、エンジン１１０のトルクがＴ／Ｍ(トランスミッション装置)とＤＥＦ(差動歯車装置)を介して車輪ＷＨ１、ＷＨ２に伝達されるようになっている。

このとき、Ｍ／Ｇ１１１は、上記したように、エンジン１１０が回転中はオルタネータ(交流発電機)として動作し、２個の二次電池、つまり端子電圧３６Ｖの主電池１２０と、端子電圧１２Ｖの補機用電池１２１の充電を行うようになっている。

そして、エンジン１１０の始動時には、主電池１２０からＭ／Ｇ１１１に交流電力を供給し、このＭ／Ｇ１１１を交流電動機として動作させ、エンジン１１０に始動トルクが与えられるようになっている。

このため、Ｍ／Ｇ１１１にはＩＮＶ(インバータ装置)１３０が接続され、Ｍ／Ｇ１１１がオルタネータとして動作しているときは、このＩＮＶ１３０を順変換動作させ、Ｍ／Ｇ１１１の交流出力を直流出力に変換して主電池１２０と補機用電池１２１に充電が行われるようにする。

そして、Ｍ／Ｇ１１１を交流電動機として動作させるときには、ＩＮＶ１３０を通常の逆変換動作させ、主電池１２０の直流出力を３相交流電力に変換してＭ／Ｇ１１１に供給し、エンジン１１０の起動に必要なトルクを発生させるのである。

ここで、補機用電池１２１は、通常の自動車の場合、各種のライトや電装品が直流１２Ｖ仕様なので、それらを動作させるために搭載してあり、従って、その充電のため、３６Ｖ／１２Ｖ仕様のＤＣ／ＤＣ(直流／直流変換器)１２２を設け、これを介してＩＮＶ１３０に接続してある。

そして、この図８の実施形態は、そのＩＮＶ１３０として、上記各実施形態による回路、すなわちＭＯＳＦＥＴ１に第１の抵抗体２と第２の抵抗体３が接続された回路によるＰＤ(パワーデバイス：インバータ主回路のこと)１３１を設けたものであり、これがこの実施形態の特徴である。

ここで、このＰＤ１３１は、駆動回路１３２とインターフェース１３３を介してマイコン１３４により制御され、更に、このマイコン１３４は、自動車１００の全体の制御を統括する上位のＣＵ(コントロールユニット)２００により制御されるようになっている。

このとき、Ｍ／Ｇ１１１は、エンジン始動時に交流電動機として動作させるだけではなく、自動車走行用の駆動源として、或いは自動車走行用の補助駆動源として動作させるようにしてもよい。

以上に説明したように、本発明の実施形態によれば、実用上必要な検知電圧を確保した上で、温度による検知電圧の変化をハードウェアにより補正される電流検知方法を示すとともに、特に自動車用電力変換器の電流制御にその電流検知方法を用いることで、自動車用電力変換装置に高精度、小型、低損失、低コストの電流センサを提供することができる。

本発明による電流検知方法の第１の実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明による電流検知方法の第２の実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明による電流検知方法の第３の実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明の一実施形態による検知電圧温度特性の一例を示す特性図である。 本発明の他の一実施形態による検知電圧温度特性の一例を示す特性図である。 本発明による電流検知方法の第４の実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明による電流検知方法の第５の実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明による電流検知装置が搭載された車両の一実施形態を示す説明図てある。 磁界検出型の電流センサを用いた従来技術による電力変換装置の一例を示す回路ブロック図である。 従来技術によるＭＯＳＦＥＴの電流検知方法の一例を示す回路ブロック図である。 従来技術による検知電圧温度特性の一例を示す特性図である。 従来技術による電流検知方法を電力変換装置に適用してインバータ装置とした場合の一例を示す回路図である。

符号の説明

１：ＭＯＳＦＥＴ
２：第１の抵抗体
２０：第１の抵抗体の一部を形成するＭＯＳＦＥＴ
２１：第１の抵抗体の一部を形成する抵抗器
３：第２の抵抗体
３０：第２の抵抗体の一部を形成するＭＯＳＦＥＴ
３１：第２の抵抗体の一部を形成する抵抗器
３２：第２の抵抗体の一部を形成する負温度特性のサーミスタ
３３、３４：第２の抵抗体の一部を形成するダイオード
４：検知回路(第２の抵抗体の両端電圧を検知し上位機器に伝達する回路)

Claims (19)

1. ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するための電流検知方法において、
   第１の抵抗体と第２の抵抗体の直列回路からなり、電圧分圧比が温度に依存して変化する電圧分圧回路により、前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間電圧を分圧して取り出し、電流に換算して前記ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知することを特徴とする電流検知方法。
2. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗が、前記ＭＯＳＦＥＴのミラーＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗であることを特徴とする電流検知方法。
3. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記第１の抵抗体の少なくとも一部が、正抵抗温度係数のサーミスタになっていることを特徴とする電流検知方法。
4. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記第２の抵抗体が、負抵抗温度係数の抵抗体であることを特徴とする電流検知方法。
5. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記第２の抵抗体の少なくとも一部が、負抵抗温度係数のサーミスタになっていることを特徴とする電流検知方法。
6. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲon、前記第１の抵抗体の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗体の抵抗値をＲ２としたとき、Ｒon ＊Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)で表わされる温度変化率が、５０℃以下の温度範囲においては５％以下で、５０℃を越え２００℃以下の温度範囲においては２５％以下であることの何れかであることを特徴とする電流検知方法。
7. 請求項１に記載の電流検知方法において、
   前記直列回路が前記ＭＯＳＦＥＴとは別のＭＯＳＦＥＴを含み、該別のＭＯＳＦＥＴは前記ＭＯＳＦＥＴと同じタイミングでオンオフ制御されることを特徴とする電流検知方法。
8. 請求項７に記載の電流検知方法において、
   前記別のＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗は前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗を形成していることを特徴とする電流検知方法。
9. ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するための電流検知装置において、
   互いに抵抗温度係数を異にする第１の抵抗体と第２の抵抗体の直列回路からなり、電圧分圧比が温度に依存して変化するようにした電圧分圧回路を前記ＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間に設け、
   前記電圧分圧回路により取り出される電圧を電流に換算することにより、前記ＭＯＳＦＥＴに通流する電流を検知するように構成したことを特徴とする電流検知装置。
10. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記第１の抵抗体の少なくとも一部が、前記ＭＯＳＦＥＴのミラーＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗で構成されていることを特徴とする電流検知装置。
11. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記第１の抵抗体の少なくとも一部が、正抵抗温度係数のサーミスタで構成されていることを特徴とする電流検知装置。
12. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記第２の抵抗体が、負抵抗温度係数の抵抗体で構成されていることを特徴とする電流検知装置。
13. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記第２の抵抗体の少なくとも一部が、負抵抗温度係数のサーミスタで構成されていることを特徴とする電流検知装置。
14. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値をＲon、前記第１の抵抗体の抵抗値をＲ１、前記第２の抵抗体の抵抗値をＲ２としたとき、Ｒon ＊Ｒ２／(Ｒ１＋Ｒ２)で表わされる温度変化率が、５０℃以下の温度範囲において５％以下で、５０℃を越え２００℃以下の温度範囲においては２５％以下であることの何れかとなるように構成されていることを特徴とする電流検知装置。
15. 請求項９に記載の電流検知装置において、
    前記直列回路が前記ＭＯＳＦＥＴとは別のＭＯＳＦＥＴを備え、該別のＭＯＳＦＥＴは前記ＭＯＳＦＥＴと同じタイミングでオンオフ制御されるように構成されていることを特徴とする電流検知装置。
16. 請求項１５に記載の電流検知装置において、
    前記別のＭＯＳＦＥＴによるオン抵抗が前記第１の抵抗体の少なくとも一部の抵抗を形成するように構成されていることを特徴とする電流検知装置。
17. 請求項１０乃至請求項１８に記載の何れか電流検知装置を備え、当該電流検知装置で検知した電流に基いて電流フィードバック制御を行なうように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
18. 請求項１７に記載の電力変換装置において、
    前記第１の抵抗体と前記第２の抵抗体に現れる電圧の比較により温度を検出し、温度保護が行なえるように構成したことを特徴とする電力変換装置。
19. 請求項１７又は請求項１８に記載の電力変換装置が用いられていることを特徴とする車両。

Images