JP3773034B2 - 電動車制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動車制御装置に係り、特に直流電動機の制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の電動車制御装置においては、特公平3−48752号公報に記載されるように、電流検出については設定した最大値が検出された場合のみフィードバックして最大値となるよう制限を行っている。そして、電流検出値の温度変化に対する補償は、ダイオードのオン電圧の温度変化を用いて、パワーMOSFETのオン電圧変動の補償を行っている。
【0003】
また、従来の電動車制御装置の電流検出としては、特開平6−54591号公報に記載されるように、モータに流れる電流を、モータに直列に接続した抵抗器の電圧降下によって検出する方法が知られている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、パワーMOSFETのオン電圧による電流検出法によると、パワーMOSFETのオン抵抗は、周囲温度の変化によって1〜2倍も大きく変わる。したがって、パワーMOSFETのオン抵抗の温度変化に合わせて、温度係数が異なり、しかも、変化値が小さいダイオードで温度補償をすることは難しいため、従来の電流検出法では精度良く電流検出を行うことができないという問題があった。
【0005】
また、パワーMOSFETのオン時のみの電圧を検出する方法は、PWMのデューティが常に変化するために不安定であり、PWM同期型検出法を用いないと難しい。また、上記従来技術の電流検出においては、検出用抵抗にモータ電流が直接流れるために損失が増加し、制御装置としての効率が低下する。
【0006】
さらに、電流検出法としては、貫通型のコアを用いて磁界の変化を検出する磁気抵抗素子などを用いる方法もあるが、価格が高価であり、取り付け場所等も制限される等の問題がある。
【0007】
本発明の目的は、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことのできる電流検出方式を備えた電動車制御装置を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項1に記載の電動車制御装置は、回転指令信号、起動スイッチ信号、正、逆転信号などの外部信号の入力に基づいてモータを駆動させるモータ制御装置において,
前記モータに流れる電機子電流の検出手段として、電機子チョッパにハーフブリッジ方式を用い、上側アームのパワーMOSFETの端子電圧を回生制動用電流検出に、下側アームのパワーMOSFETの端子電圧を加速制御用電流検出に用いて構成し,
前記モータに流れる界磁電流の検出手段として、界磁チョッパにHブリッジ方式を用い、下側アームの2個のパワーMOSFET端子電圧を、それぞれ、正転用及び逆転用界磁電流検出に用いて構成し,
前記電機子チョッパ及び前記界磁チョッパに用いているパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間電圧を検出する手段と,
前記ドレイン−ソース間電圧の検出タイミングをチョッパのPWM信号に基づいて同期させて検出する手段と,
前記チョッパのPWM信号に基づいて同期させて検出したパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間電圧を増幅する手段と,
前記ON期間のドレイン−ソース間の電圧を検出したパワーMOSFETの温度を検出する手段と,
前記パワーMOSFETの検出温度値に基づく補正値によって、前記検出したパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間の電圧値が基準とする温度のときの電圧値となるように補正する手段と,
を用いてパワーMOSFETの電流を検出して、等価的にモータの電機子電流及び界磁電流を検出するようにしたものである。
このように構成することにより請求項1に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【0009】
上記目的を達成するため請求項2に記載の電動車制御装置は、界磁電流検出手段及び電機子チョッパの走行用電機子電流検出手段に、パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段と、界磁PWMの出力を分周するカウンタと、チョッパのターンオフ、ターンオン遅れによる検出不能領域の発生防止のためにPWMの出力の立上がり立下りを遅延させる遅延回路と、界磁PWMの出力を分周したカウンタの出力と界磁PWMの出力を遅延させた遅延回路の出力との論理積をとる論理積回路とを,
パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の入力抵抗部に、パワーMOSFETがOFFし端子電圧が高い期間(バッテリ電圧Vbの状態)では検出をマスクするマスク信号発生手段を,
パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の出力に、論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、界磁PWMの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのA/D変換器の外部トリガ信号(ADTREG)に入力する手段とを,
設け,
サンプルホールド手段の出力は、トリガ信号に同期させて界磁チョッパオフ直前の界磁電流をA/D変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたものである。
このように構成することにより請求項2に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【0010】
上記目的を達成するため請求項3に記載の電動車制御装置は、電機子チョッパの回生制動用電流検出手段に、パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する第一の増幅手段と、第一増幅手段の出力を増幅する第二の増幅手段と、第一増幅手段と第二の増幅手段とにバイアスをかけるバイアス回路手段と、電機子PWMの出力の立上がり、立下りを遅延させる遅延回路とを設け,
第二の増幅手段の入力抵抗部には、パワーMOSFETがOFFし端子電圧が高い期間(バッテリ電圧Vbの状態)では検出をマスクするマスク信号発生手段を設けると共に,
第二増幅手段の出力には、論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、界磁PWMの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのA/D変換器の外部トリガ信号(ADTREG)に入力する手段とを設け,
サンプルホールド手段の出力を、トリガ信号に同期させて電機子チョッパオフ直前の電機子電流をA/D変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしものである
このように構成することにより請求項3に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【0011】
上記目的を達成するため請求項4に記載の電動車制御装置は、電機子電流検出手段及び界磁電流検出手段の出力を、界磁PWMと電機子PWMのOFFタイミングを同期させ、それぞれ、界磁電流及び電機子電流OFF直前の電流値をサンプルホールドし、A/D変換器でマイコンに取り込み、マイコンで演算処理される温度補正手段と、オフセット補正手段とを用いて、温度補正及びオフセット補正を行い、パワーMOSFETのオン電圧より電機子電流、界磁電流を検出するようにしたものである。
このように構成することにより請求項4に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【0012】
上記目的を達成するため請求項5に記載の電動車制御装置は、温度補正手段は、温度変化によるパワーMOSFETのオン抵抗変化の関数の逆関数となる値をマイコンのメモリにデータテーブルとして保有し、温度変化に応じて補正演算を行うようにしたものである。
このように構成することにより請求項5に記載の発明によると、電動機の電流を所望の値に制御するための電流検出を安価で精度良く行うことができる電動車制御装置を提供することができる。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る実施の形態について説明する。
図1には、電動車制御装置の構成が示されている。
図において、制御装置1は、マイコン101、走行、回生用電機子電流検出回路143、144、と正転、逆転用界磁電流検出回路162、163及び電機子チョッパ12、界磁チョッパ13、ドライバ102、103等で構成されている。
また、電機子チョッパ12は、ハーフブリッジ方式と称され、下側アームのパワーMOSFET M1を加速用チョッパに、上側アームのパワーMOSFETM2を回生制動用チョッパにそれぞれ用いている。
【0016】
また、界磁チョッパ13は、Hブリッチ方式と称されるもので、パワーMOSFETM4を正転用チョッパに、パワーMOSFETM6を逆転用チョッパに、そして、正・逆転切替え用のパワーMOSFET M5及びM3で構成させている。そして、電機子チョッパの出力端子は、+Vbと−Vbが、バッテリのプラスとマイナス端子へ、また、−Mはモータのマイナス端子へそれぞれ接続される。一方、界磁チョッパの出力は+Fと−Fが界磁巻線へ、+Vbと−Vbへ接続される。
【0017】
次に、前記制御装置1の動作について説明する。
回転指令信号や起動スイッチ、正・逆転信号等がマイコン101のA/DやD/Iを介して取り込まれると後述する電流制御演算を実行し、電機子チョッパ用のPWM出力PWM1、PWM2及び界磁用チョッパのPWM出力FPWM1、FPWM2をマイコンより出力する。電機子チョッパ12と界磁チョッパは、これらのPWM出力に応じてドライバ102、103を介して駆動される。
また、チョッパに流れる電流検出は、パワーMOSFETのドレン−ソース間電圧で検出する。すなわち、加速時電機子チョッパ電流は下側アームのパワーMOSFET M1のドレン−ソース間電圧で、回生制動時の電機子チョッパ電流は上側アームのパワーMOSFET M2のドレン−ソース間電圧を電機子電流検出回路143、144へ入力する。そして、電機子電流検出回路143、144の出力をマイコン101のA/D変換器へ入力する。その場合のA/D変換器による電流検出は、タイミングをとってA/D変換を行っている。すなわち、界磁PWMの出力パルスFPWM1をA/D変換器の外部割込み端子ADTRGへ入力し、パルスの立下りに同期させてA/Dを起動し、電流を検出する。
【0018】
また、界磁電流の場合も同様に、正転側の界磁電流をパワーMOSFETM4の、逆転側の界磁電流をパワーMOSFETM6の、それぞれのパワーMOSFETのドレン−ソース間電圧を検出し、この検出したそれぞれの電圧値を界磁電流検出回路162、163へ入力し、界磁PWMに同期させてそれぞれ検出する。尚、電流検出の詳細については後述する。
【0019】
次に、図1に図示の電機子チョッパ並びに界磁チョッパの主回路構成とその動作について図2、3を用いて説明する。
図2(a)は、電機子チョッパの主回路構成を示す。この電機子チョッパの主回路構成は、図1での説明のものと同一であり、詳細説明は省略する。この主回路の動作は、次の通りである。
まず、図2(a)のドライバ102の入力に図2(b)に示す入力パルスが与えられると、例えば、加速の場合には、上側アームのパワーMOSFET M2がOFF状態となり、下側アームのパワーMOSFET M1がON、OFFのPWM動作をする。この加速モードにより電機子2aに電流を流しモータを回転させる。その場合には、当然のことながら界磁巻線2bには次の図3で示す方法により界磁電流を流している。一方、回生制動時にはパワーMOSFET M1がOFF状態となり、上側アームのパワーMOSFET M2がON、OFFのPWM動作となり回生モードとなる。
同様に、図3(a)の界磁チョッパ用ドライバ103の入力に図3(b)に示す入力パルスが与えられると、例えば、モータを正転させる場合には、Hブリッジの上側アームのパワーMOSFET M5をONさせ、対角上の下側アームのパワーMOSFET M4をON、OFFしPWM動作をさせて界磁巻線2bに流れる電流を制御する。また、モータを逆転させる場合には、Hブリッジ上側アームの逆側のパワーMOSFET M3をONさせ、対角上の下側アームのパワーMOSFET M4をON、OFFしPWM動作をさせて界磁巻線2bに逆方向に電流を流し制御する。
【0020】
上記構成の電動機制御システムは、マイコンを用いたソフトウエアで実現しており、その制御処理内容を図4のフローチャートに示す。
まず、ステップ100において、イニシャル値を設定し、ステップ101において、キースイッチがONされているか、OFFされているかの判定を行う。このステップ101においてキースイッチがOFFされていると判定すると、ステップ102において、停止処理を行い、ステップ101へ戻る動作を繰り返し待機状態となる。
【0021】
また、ステップ101においてキースイッチがONされていると判定すると、ステップ103において、サーミスタでパワーMOSFETの温度を検出する。このステップ103において温度検出を行うとステップ104において、A/D変換器より電流の取り込みを行う。すなわち、電機子の加速電流、回生制動電流や界磁の正転電流、逆転電流をそれぞれ検出しマイコンのRAMエリアに格納する。そして、このステップ104において電流の取り込みを行うと、ステップ105において、加速か回生制動か運転モードの判定を行う。このステップ105において運転モードが加速であると判定すると、ステップ106において、加速電機子電流の温度補正演算を行う。すなわち、ステップ104において得られた加速電機子電流に対してステップ103において検出したパワーMOSFETの温度変化に応じて補正演算を行い電機子電流検出値の精度向上を図る。
そして、このステップ106において加速電機子電流の温度補正演算を行うと、ステップ107において、ステップ106において得られた加速電機子電流と図1で示した回転指令信号とからモータ回転時の電機子電流制御演算を行いPWMのデューティを算出する。
【0022】
また、ステップ105において運転モードが回生制動であると判定すると、ステップ108において、加速時と同様に温度補正演算を行い、ステップ109において、回生時の電機子電流制御演算処理を実行し、ステップ110に進む。 ステップ110において、正転か逆転かの回転モードの判定を行い、このステップ110において回転モードが正転であると判定すると、ステップ111において、正転界磁電流の温度補正演算処理を行い、ステップ110において回転モードが逆転であると判定すると、ステップ112において、逆転界磁電流の温度補正演算処理を行う。その後、電機子電流の場合と同様に、ステップ113において、界磁電流制御演算を実行し、ステップ114において、界磁及び電機子チョッパのPWMデューティを設定し、ステップ101に戻る。以降、処理を繰返す。なお、温度検出法、電流検出値の温度補正法については詳細を後述する。
【0023】
次に、電流検出法について詳細に述べる。
図5には、図1に示す制御装置1の構成において、電流検出部の詳細ブロック図が示されている。
図において、電機子電流検出回路は、加速電流検出回路143と回生電流検出回路144によって構成されている。
また界磁電流検出回路は、正転用電流検出回路162と逆転用電流検出回路163によって構成されている。
さらに、パワーMOSFETの温度検出用として温度検出部21が設けられており、パワーMOSFETの近傍に取り付けられたサーミスタ210、抵抗211を加えて電流検出部が構成されている。
それぞれの検出回路の入力は、パワーMOSFETのドレイン−ソース間に接続されのON電圧Vds検出する。出力部はそれぞれマイコンのA/D1〜A/D4へ、また、サーミスタの出力電圧もA/D5入力される。
【0024】
以下、電流検出法の動作原理、特性等について説明する。
図6には、パワーMOSFETの特性が示されており、オン抵抗Ronが10〜15mΩの場合を例にとって示してある。
一般的に電流Iaを増加させるとドレイン−ソース電圧Vdsが比例関係に増加するといわれている。しかしながら、オン抵抗が図7に示す如く周囲温度変化により大きく変動する欠点がある。
【0025】
本電流検出方式の難しい点は、第一に、上記したように検出特性が周囲温度により大きく変動することである。第二点目は、検出部のパワーMOSFETのドレイン−ソース間電圧がチョッパ動作によって、OFF時が48〜60Vで、ON時が数十mV〜数百mVと大きく変動することである。
【0026】
第一点目の温度変化については次のように補正する手段により問題を解決できる。すなわち、図5で示した温度検出回路21のサーミスタの温度検出特性は図8に示す特性であり、これと、図7に示した温度変化係数Ktの特性をもつパワーMOSFETで検出した検出回路の出力を図5のマイコン101のA/D変換器に入力し、ソフトによる補正演算を行う。具体的には、図7に示したパワーMOSFETの温度変化係数より図9に示す逆関数を求めて得られた温度補償係数yをマイコン内でデータテーブルとして保管する。そして、A/D変換器で得られた値から、
電流値=A/D値×温度補償係数y×変換係数a
但し、変換係数a:A/D値に対する電流換算値
温度補償係数y:1/温度変化係数Kt
という式によって演算することによって電流値(マイコン値)を求める。
【0027】
次に、第二点目の解決手段の検出法について説明する。
図5に示した加速電流検出回路143及び回生電流検出回路144の詳細図を図10に示す。なお、図5の正・逆転電流検出回路162,163の詳細回路図は、図10の加速電流検出回路143と同じものを用いている。
したがって、加速電流検出回路143のみについて説明する。図10の加速電流検出回路143には、演算増幅器OP1があり、入力抵抗R1、〜R4及び帰還抵抗R5、R6を有している。また、入力抵抗R1とR3間及びR2とR4間には電源電圧へのクランプ用ダイオードD1、D2及びR2とR4間と回路グランド間には入力信号をグランドへバイパスさせるアナログスイッチS1がある。演算増幅器OP1の出力側にはサンプルホールド用のアナログスイッチS2とコンデンサC1と抵抗R8で構成されている。
【0028】
また、電流検出のタイミングを取るためにロジック部があり、界磁のPWM信号F・PWMパルスをカウントして分周するカウンタCOUT、その出力の論理和をとるOR、F・PWMパルスの立ち上がり立下りを遅らせるためのR9,C2、INV1及びR10,C3、INV2、で構成される遅延回路、前記ORからと遅延回路からの信号の論理積をとるAND1回路などで構成される。
【0029】
上記パワーMOSFETの端子電圧Vdsは上記した演算増幅器OP1で増幅後、上記したロジック回路によりF・PWM信号とタイミングをとりS2とC1で構成されるサンプルホールド回路によりサンプルホールドされマイコン101のA/D2に入力される。その場合にはA/Dの外部トリガADTRGにカウンタの出力で外部トリガをかけ、A/Dの起動とデータ取り込みを実行する。
【0030】
上記構成の検出回路において、加速電機子電流、正・逆転界磁電流検出時の動作は同じである。従って、界磁チョッパの場合を一例として、界磁チョッパや検出回路の各部の動作タイミングを図11(a)に示す。図11(a)から分かるようにパワーMOSFETの端子電圧は界磁チョッパ(F・PWM)動作時には大きくON、OFF変動する。電流検出はパワーMOSFETのONしている僅かな期間の微少電圧を検出するためにPWMに同期させる必要がある。すなわち、F・PWM信号から得られるマスク信号(MASK)によりパワーMOSFETのOFF時の電圧をマスク後、演算増幅器OP1でON時のみの僅かな電圧を増幅し出力(Vf・A)を得る。検出電圧はON、OFF信号のため、そのままマイコンのA/Dで取り込んでも、正確な界磁電流を検出することができない。そこで、アンプ出力電圧を、パワーMOSFETがON時にはサンプルしOFF期間中はOFF直前の電圧をホールドする。このサンプルホールドした信号を界磁チョッパのPWMの立ち下がりでA/Dに外部トリガをかけA/Dを起動しデータをマイコンに取り込む。なお、PWM周期が62.5μs(f:16KHz)と早いので、外部トリガ周期は1/8の500μsとした。
【0031】
次に回生用電機子電流検出法について説明する。図10に戻って、回生用電機子電流検出回路144において、前記走行用電機子電流検出法と異なるところは、パーMOSFET M2が図2(a)で示した如く上側アームにあるためにグランド電位から浮いた状態の電圧を検出する必要がある。したがって、アンプは一段目ではアンプのコモンモード電圧の制限から電圧を低下させ、二段目で増幅する方法をとした。
【0032】
回生用電機子電流検出回路144おいて、一段目の演算増幅器OP2があり、入力抵抗R11、〜R14及び帰還抵抗R15、R16を有している。また、入力抵抗R11とR12間及びR13とR14間にはパワーMOSFET M2のOFF時の電圧をクランプするダイオードがある。また、二段目の演算増幅器OP3には、入力抵抗R18、〜R19及び帰還抵抗R20、R21を有している。また、帰還抵抗R21に並列に一段目の演算増幅器OP2の出力を短絡するアナログスイッチS3を設けている。さらに、演算増幅器OP4は演算増幅器OP2と演算増幅器OP3にバイアス電圧を加えるもので、その電圧は入力抵抗R24、R25で決定される。また、同様に演算増幅器OP3の出力側にはサンプルホールド用のアナログスイッチS4とコンデンサC4と抵抗R23で構成され、その出力はマイコン101のA/D変換器A/D1に入力されている。
【0033】
また、前記と同様に、電流検出のタイミングを取るためにロジック部があり、電機子のPWM信号A・PWM・Hパルスの立ち上がり立下りを遅らせるためのR26,C5、INV3及びR27,C6、INV4、で構成される遅延回路、前記ORからの信号C(FPWM・S/H)と遅延回路からの信号の論理積をとるAND2回路などで構成される。
【0034】
上記構成の回生用電機子電流検出動作のタイムチャートを図11(b)に示す。
電流の検出動作は、基本的には図11(a)の界磁電流検出の場合と同じであるが、次の点が異なる。すなわち、界磁チョッパと電機子チョッパは当然のことながらそれぞれ独立してPWMのデューティを制御する必要がある。また、電機子電流検出もタイミングをとる必要があることから、図11(b)に示した如く、界磁チョッパのPWM(F・PWM)のOFFの立下りと電機子チョッパのPWM(A・PWM)の立下りを同期させることにした。これにより電機子電流もPWMに同期して電流検出が可能である。電流検出時のパワーMOSFET電圧(Vds・f)の動作とマスク信号(MASK)やアンプ出力(Vf・A)動作時の時間拡大波形を図12(a)、(b)に示す。
【0035】
パワーMOSFETのターンオンとターンオフ動作時には図12(a)のパワーMOS電圧(Vds・f)に示すごとく動作時間遅れが生じる。この影響でパワーMOS電圧を増幅するアンプの出力は、図12(a)に示すアンプ出力(a)の波形のごとくなり好ましくない。
【0036】
そこで、電流検出を確実に正確に行うためには、パワーMOSFETのターンオン時及びターンオフ時にそれぞれ、td1、td2の遅延時間を設けてマスク信号を発生させて、アンプ出力の不要な信号の除去を行っている。この結果パワーMOSFETのオン時の電圧を確実に検出することが可能となる。
【0037】
以下、回路動作は界磁電流検出の場合と同様であり省略する。
以上述べた電流検出方式における実際のモータに流れる界磁電流の検出特性を図13(a)、(b)に示す。図13(a)はパワーMOSFETのオン抵抗の温度補償がない場合であり、周囲温度変化によって大きく変わることを示している。一方、図13(b)の場合にはサーミスタで温度変化を検出して温度補正を行った場合であり、補償の効果が現われていることが分かる。
【0038】
以上は、本発明を直流分巻電動機制御装置に適用した場合について主に説明したが、次に他の実施例について述べる。
本発明を直流直巻電動機用制御装置に適用した場合を図14に示す。主回路は電動機の電機子4と直巻界磁4a,界磁4aに流れる界磁電流の方向を変えて電動機を正・逆転させる切替スイッチ5a、5b、フリーホイルダイオード6、モータを駆動するチョッパのパワーMOSFET M7で構成され、切替スイッチ5aとダイオードのカソード側はバッテリ3のプラス側へ、パワーMOSFETのソース側はバッテリ3のマイナス側へそれぞれ接続されている。また、モータ電流の検出回路は前述したごとく、パワーMOSFET M7の両端電圧を検出する電流検出回路7、その出力をA/D6に入力するマイコン101で構成されている。
モータ電流の検出は、前述のごとくパワーMOSFET M7がオン状態時の電圧の変化を電流検出回路7でアナログ信号として検出後、マイコン101のソフトウエア処理により行っている。その検出動作の詳細は前述してあるので省略する。
【0039】
また、他の実施例として、マグネットモータ駆動に適用した場合を図15に示す。モータ8はマグネットモータで電機子8aと界磁用のマグネット8b、8cで構成される。チョッパの駆動回路はパワーMOSFET M8〜M11で構成されるHブリッジ方式と呼ばれるもので、上側アームのパワーMOSFET M8と下側アームのM9の接続点にモータ電機子8の端子を接続する。同様に逆側アームのM10とM11の接続点に電機子8のもう一方の端子を接続する。また、上側及び下側アームどうしを接続してHブリッジを形成させ、上側アームをバッテリ3のプラス側へ下側アームをバッテリ3のマイナス側へ接続する構成としている。
【0040】
そして、電流検出回路は、各パワーMOSFETの全数のドレイン−ソース間電圧Vdsを検出するために上側正転電流検出回路9、上側逆転電流検出回路10、下側正転電流検出回路11、下側逆転電流検出回路12と、A/D変換器A/D7〜A/D10を有するマイコン101で構成される。
【0041】
次にモータ回転時の電流検出動作を説明する。例えば、Hブリッジの動作を上側アームのパワーMOSFET M8、M10を正転、逆転用のスイッチに、下側アームのパワーMOSFET M11を正転用PWMに、M9を逆転用PWMに用いて動作させる場合を考えてみる。M8をオンさせて、M11をPWM動作させモータを正転方向に回転させた場合には、パワーMOSFET M8に流れる電流を上側正転電流検出回路9で検出し、A/D7を介してマイコン101へ入力する。またパワーMOSFET M11に流れる電流は下側正転電流検出回路11で検出し、A/D9を介してマイコン101へ入力する。この場合に上側アームのM8は常時オン状態であり、一方、下側アームのM11はPWM動作である。いずれの場合でも電流が検出可能である。検出法の詳細は前記した通りでありここでは省略する。また、モータが逆転駆動においても、同様にM10をオンさせ、M9をPWM動作させた場合においても電流が検出可能である。さらに、上側アームM8と下側アームM11を同時にPWM動作させる両側PWM方式においても同様に電流が検出可能である。
【0042】
さらに、従来方式のモータ電流を直接検出する方法においては、例えば、上側アームのM8と下側アームのM9が誤動作等により同時にオンした場合に、すなわち、電源短絡現象発生時においては、異常電流がモータ側に流れないために検出不可能でありHブリッジチョッパの保護はできない。
【0043】
しかし、本発明の方式を用いればバッテリからの短絡電流を速やかに検知可能なために、過電流を検知した場合には保護回路等(図示せず)を動作させてHブリッジチョッパを保護することが可能である。
【0044】
本発明によれば、電流検出に特別なセンサを必要としないために、制御装置システムとして安価となる効果がある。
【0045】
本発明によれば、PWMに同期させて電流の瞬時値を検出しサンプルホールドしているために、マイコンのA/D変換器に高速のものを必要とせずに、一般に用いられているものが使用できる効果がある。
【0046】
また、本発明によれば、PWMに同期させて電流の瞬時値を検出できるので応答性の速い電流検知が可能となる効果がある。
【0047】
本発明によれば、パワーMOSFETのオン電圧検出による電流検出法は、サーミスタによる温度補償が可能なために、電流検出値の精度向上に効果がある。
【0048】
本発明によれば、パワーMOSFETをHブリッジチョッパに用いた場合において、誤動作等による電源短絡時の過電流検知が可能となり過電流保護ができる効果がある。
【0049】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機制御において絶縁型等の電流センサを用いなくても電動機電流を検出できるので制御装置のコストが安価となる効果がある。
【0050】
本発明によれば、電動機の電気駆動回路系に直列挿入する電流検出用センサ等不要なために、センサによる駆動回路の損失を発生させない効果がある。
【0051】
本発明によれば、電機子用チョッパにおいては、加速制御用と回生制動制御用に、界磁チョッパにおいては、正転用と逆転制御にそれどれ独立して電流検出が可能なために、一部の電流センシング不良が発生しても他のものでチョッパを駆動できる効果がある。
【0052】
本発明によれば、モータを駆動するチョッパ動作において、パワーMOSFETのオン電圧をチョツパのPWMに同期させて検出しているのでパワーMOSFETのオン期間に流れている電流を確実に検出できる効果がある。
【0053】
本発明によれば、PWMに同期させて瞬時電流を検出し、サンプルホールドさせてマイコンのA/Dへ取り込んでいるので、検出応答の早い電流検出ができる効果がある。
【0054】
本発明によれば、電流検出に用いているパワーMOSFETのオン電圧の温度変化による変動を、パワーMOSFETの温度係数の逆関数となるような補正データテーブルを用いて温度補正を行っているので温度による変動の少ない電流検出ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明となる電動機制御装置の構成図。
【図2】(a)は本発明を適用した電機子チョッパの構成図、(b)は(a)の動作タイムチャート。
【図3】(a)は本発明を適用した界磁チョッパの構成図、(b)は(a)の動作タイムチャート。
【図4】図1の電動機制御装置の動作を説明するフローチャート。
【図5】図1に示した本発明の電流検出回路の詳細ブロック構成図。
【図6】パワーMOSFETの電流対電圧特性図。
【図7】図6の温度特性図。
【図8】パワー素子の温度検出回路の特性図。
【図9】パワー素子の温度を補正する逆関数テーブル図。
【図10】図5の詳細回路図。
【図11】(a)は図10の界磁電流検出動作を説明するタイムチャート、(b)は図10の電機子電流検出動作を説明するタイムチャート。
【図12】(a)は図11(a)の遅延動作を説明する時間拡大特性図、(b)は図11(b)の遅延動作を説明する時間拡大特性図。
【図13】(a)は本発明適用前(温度補償前)の界磁電流検出特性図、(b)は本発明を適用した場合の界磁電流検出特性図。
【図14】本発明を適用した一実施例の説明図。
【図15】本発明を適用し他の一実施例の説明図。
【符号の説明】
1………………………制御装置
2………………………電動機
12……………………電機子チョッパ
13……………………界磁チョッパ
M1〜M11…………パワーMOSFET
101…………………マイコン
143…………………電機子電流検出回路
144…………………電機子電流検出回路
126…………………界磁電流検出回路
163…………………界磁電流検出回路
Claims (5)
- 回転指令信号、起動スイッチ信号、正、逆転信号などの外部信号の入力に基づいてモータを駆動させるモータ制御装置において,
前記モータに流れる電機子電流の検出手段として、電機子チョッパにハーフブリッジ方式を用い、上側アームのパワーMOSFETの端子電圧を回生制動用電流検出に、下側アームのパワーMOSFETの端子電圧を加速制御用電流検出に用いて構成し,
前記モータに流れる界磁電流の検出手段として、界磁チョッパにHブリッジ方式を用い、下側アームの2個のパワーMOSFET端子電圧を、それぞれ、正転用及び逆転用界磁電流検出に用いて構成し,
前記電機子チョッパ及び前記界磁チョッパに用いているパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間電圧を検出する手段と,
前記ドレイン−ソース間電圧の検出タイミングをチョッパのPWM信号に基づいて同期させて検出する手段と,
前記チョッパのPWM信号に基づいて同期させて検出したパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間電圧を増幅する手段と,
前記ON期間のドレイン−ソース間の電圧を検出したパワーMOSFETの温度を検出する手段と,
前記パワーMOSFETの検出温度値に基づく補正値によって、前記検出したパワーMOSFETのON期間のドレイン−ソース間の電圧値が基準とする温度のときの電圧値となるように補正する手段と,
を用いてパワーMOSFETの電流を検出して、等価的にモータの電機子電流及び界磁電流を検出することを特徴とする電動車制御装置。 - 前記界磁電流検出手段及び電機子チョッパの走行用電機子電流検出手段には、パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段と、界磁PWMの出力を分周するカウンタと、チョッパのターンオフ、ターンオン遅れによる検出不能領域の発生防止のためにPWMの出力の立上がり立下りを遅延させる遅延回路と、界磁PWMの出力を分周したカウンタの出力と界磁PWMの出力を遅延させた遅延回路の出力との論理積をとる論理積回路とを,
前記パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の入力抵抗部には、パワーMOSFETがOFFし端子電圧が高い期間(バッテリ電圧Vbの状態)では検出をマスクするマスク信号発生手段を,
前記パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する増幅手段の出力には、前記論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、前記界磁PWMの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのA/D変換器の外部トリガ信号(ADTREG)に入力する手段とを,
設け,
前記サンプルホールド手段の出力は、前記トリガ信号に同期させて界磁チョッパオフ直前の界磁電流をA/D変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたことを特徴とする請求項1に記載の電動車制御装置。 - 電機子チョッパの回生制動用電流検出手段には、パワーMOSFETの端子電圧を検出して増幅する第一の増幅手段と、前記第一増幅手段の出力を増幅する第二の増幅手段と、前記第一増幅手段と第二の増幅手段とにバイアスをかけるバイアス回路手段と、前記電機子PWMの出力の立上がり、立下りを遅延させる遅延回路とを設け,
前記第二の増幅手段の入力抵抗部には、パワーMOSFETがOFFし端子電圧が高い期間(バッテリ電圧Vbの状態)では検出をマスクするマスク信号発生手段を設けると共に,
前記第二増幅手段の出力には、前記論理回路の出力をトリガ信号として増幅手段の出力をサンプルしてホールドするサンプルホールド手段と、前記界磁PWMの出力を分周するカウンタ出力の立ち下がりに同期させマイコンのA/D変換器の外部トリガ信号(ADTREG)に入力する手段とを設け,
前記サンプルホールド手段の出力は、前記トリガ信号に同期させて電機子チョッパオフ直前の電機子電流をA/D変換機を介してマイコンに検出値を取り込むようにしたことを特徴とする請求項1に記載の電動車制御装置。 - 前記電機子電流検出手段及び界磁電流検出手段の出力は、界磁PWMと電機子PWMのOFFタイミングを同期させ、それぞれ、界磁電流及び電機子電流OFF直前の電流値をサンプルホールドし、A/D変換器でマイコンに取り込み、該マイコンで演算処理される温度補正手段と、オフセット補正手段とを用いて、温度補正及びオフセット補正を行い、パワーMOSFETのオン電圧より電機子電流、界磁電流を検出するようにしたことを特徴とする請求項2又は3に記載の電動車制御装置。
- 前記温度補正手段は、温度変化によるパワーMOSFETのオン抵抗変化の関数の逆関数となる値をマイコンのメモリにデータテーブルとして保有し、温度変化に応じて補正演算を行うことを特徴とする請求項4に記載の電動車制御装置。
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