CN103701387A - 电流检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电流检测装置及方法，所述装置包括：电压检测电路，用于检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压；运算放大电路，用于分别根据所述电压以及MOSFET的导通电阻获得功率逆变电路相应桥臂的导通电流，并经放大处理后将得到的采样电流均提供至微处理器；微处理器，用于对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。本发明通过固有的逆变MOSFET桥臂来检测电流，节省了硬件成本，同时又能达到电流传感器同样的性能，针对低压汽车驱动器具有非常好的成本优势，且其具有功耗小、易于印制板布局实现等有益效果。

Description

电流检测装置及方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体而言，尤其涉及一种用于低压电动汽车驱动器的电流检测装置及方法。

背景技术

已知地，针对电动汽车驱动器的输出电流检测，目前采用的方法是采用霍尔传感器检测其两相输出电流，其第三相电流为矢量和求得，该方法有较好的电流采样精度，并且在软件处理实现方面也较为简便。

但由于霍尔传感器价格通常较为昂贵，在实际工业实施中，会极大的增加低压电动汽车驱动器的成本，并且，由于霍尔传感器通常具有较大的体积，因此其对于具有有限印制板面积资源的低压电动汽车驱动器而言是个不小的瓶颈。

除了霍尔传感器外，对于电动汽车驱动器的输出电流检测，现有技术中还采用三电阻电流检测方法、双电阻电流采样方法，以及单电阻电流采样方法等，但这几种方法的共同缺点是：其均需要使用精密电阻，又称分流器，无疑其成本较高；并且只适合在输出电流比较小的情况之下应用，这是因为低压电动汽车的驱动器属于低压大电流产品，一般都有几百安培的输出电流，在驱动器的输出电流较大时，功耗会随之较大，此时所需要采用的分流器的体积则必然较大，如果使用分流器进行驱动器的输出电流检测，则必然由于功耗的原因，使得分流器的体积会非常大，从而不能满足驱动器的有限的印制板面积资源的要求，因此无论是单分流器还是三分流器方案均无法满足驱动器输出电流检测的需求。

综上所述，现有的电流采样装置不是成本较高的霍尔传感器，就是体积较大的分流器，均很难应用于低压电动汽车驱动器的电流检测之上。

发明内容

为了解决避免采用高成本的霍尔传感器以及体积较大的分流器进行电流检测，本发明实施例的目的在于提供一种新的用于低压电动汽车驱动器的电流检测装置及方法。

为了达到本发明的目的，本发明实施例采用以下技术方案实现：

一种电流检测装置，包括：

电压检测电路，用于检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，金属-氧化层半导体场效晶体管）两端的电压；

运算放大电路，用于分别根据所述电压以及MOSFET的导通电阻获得功率逆变电路相应桥臂的导通电流，并经放大处理后将得到的采样电流均提供至微处理器；

微处理器，用于对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM（Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制）的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

优选地，所述电压检测电路包含采样保持开关，用于在相应的MOSFET处于非导通阶段时对其进行电流保持。

优选地，所述微处理器包括：

模数转换单元，用于对所述采样电流进行模数转换处理；

电流偏置计算单元，用于计算偏置电流；

PWM扇区判断单元，用于对空间电压矢量SVPWM的扇区进行判断；

电流重构单元，用于依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构以得到驱动器的至少三相输出相电流。

优选地，所述电流重构单元依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

优选地，所述微处理器还包括：

矢量变换单元，用于对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值，其中，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

一种电流检测方法，包括：

检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压；

根据所述电压以及MOSFET的导通电阻获得功率逆变电路相应桥臂的导通电流，并经放大处理后得到采样电流；

对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

优选地，在检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压的步骤中，在相应的MOSFET处于非导通阶段时对其进行电流保持。

优选地，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

优选地，所述电流检测方法还包括：

对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值。

优选地，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

通过上述本发明的技术方案可以看出，本发明公开的一种独特的基于MOSFET的电流检测方法及装置，其利用MOSFET双向导通的本体电阻，通过SVPWM控制PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）占空比的序列关系，确定MOSFET压降采样时间，最终重构处电机三相输出电流，从而达到检测电流的目的。本发明省去了复杂昂贵的电流传感器，通过固有的逆变MOSFET桥臂来检测电流，节省了硬件成本，同时又能达到电流传感器同样的性能，针对低压汽车驱动器具有非常好的成本优势，且其具有功耗小、易于印制板布局实现等有益效果。

附图说明

图1为本发明实施例提供的电流检测装置结构示意图；

图2为本发明实施例提供的微处理器的功能模块结构示意图；

图3为本发明实施例提供的用于低压电动汽车驱动器的电流系统的功能模块结构示意图；

图4是本发明实施例提供的MOSFET功率逆变电路内部构成及电压采样点选取示意图；

图5是本发明实施例提供的基于MOSFET电压采样的异步电机闭环矢量控制框图；

图6是本发明实施例中软件处理时的中断点及电流采样点选取示意图；

图7是本发明实施例中5Hz空载时AD口电压波形输出电流波形示意图；

图8是本发明实施例中5Hz空载时软件重构三相电流波形示意图；

图9是本发明实施例中5Hz空载时软件重构力矩电流、总电流及磁通电流的波形示意图；

图10是本发明实施例中87.6Hz空载时AD口电压波形及输出电流波形示意图；

图11是本发明实施例中10Hz空载时突加满载AD口电压波形输出电流波形示意图；

图12是本发明实施例中10Hz空载时突加满载软件重构力矩电流、总电流及磁通电流的波形示意图；

图13为本发明实施例提供的电流检测方法流程示意图；

图14为本发明另一优选实施例提供的电流检测方法流程示意图。

本发明目的的实现、功能特点及优异效果，下面将结合具体实施例以及附图做进一步的说明。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明所述技术方案作进一步的详细描述，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

本发明主要解决的问题是找到一种针对目前通用变频器电流采样方法难以适用于低压电动汽车驱动器的问题，提供一种新颖的电流检测装置及方法。

本发明解决上述技术问题的核心思想是，采用MOSFET的导通压降进行电流采样计算得到该桥臂的电流值，然后根据空间电压矢量PWM（SVPWM）的扇区进行电流重构得到电流的相电流。本发明的发明人发现，相较于通用变频器上广泛应用的IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管），低压电动汽车驱动器一般采用MOSFET，他具有导通压降低和电流可以反向流动的特点，即无论是电流正向流过MOSFEST还是反向流过MOSFET都可以在MOSFET上产生相应的压降，因此在本发明中，通过测试MOSFET导通电阻，即可通过欧姆定律计算出电流，本发明正是利用该特点设计该电流检测装置及方法，以实施电流采样。

如图1以及图3所示，本发明实施例提供的一种电流检测装置，其包括：

电压检测电路10，用于检测驱动器的功率逆变电路500中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET600（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，金属-氧化层半导体场效晶体管）两端的电压；

运算放大电路20，用于分别根据所述电压以及MOSFET600的导通电阻获得功率逆变电路500相应桥臂的导通电流，并经放大处理后将得到的采样电流均提供至微处理器30；

微处理器30，用于对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM（Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制）的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

本实施例中，优选地，所述电压检测电路10包含采样保持开关，用于在相应的MOSFET600处于非导通阶段时对其进行电流保持。

本实施例中，优选地，参考图2所示，所述微处理器30包括：

模数转换单元301，用于对所述采样电流进行模数转换处理；

电流偏置计算单元302，用于计算偏置电流；

PWM扇区判断单元303，用于对空间电压矢量SVPWM的扇区进行判断；

电流重构单元304，用于依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构以得到驱动器的至少三相输出相电流。

本实施例中，所述电流重构单元304依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路500U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET600的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

继续参考图2所示，所述微处理器30还包括：

矢量变换单元305，用于对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值，其中，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

如图3所示，是本发明实施例提供的用于低压电动汽车驱动器的电流系统的功能模块结构示意图。

在具体实施时，首先要设置硬件电路系统。其包括的电压检测电路10用于检测MOSFET600两端电压，然后经由运算放大电路20送至微处理器30的AD采样口。微处理器30首先对接收到的信号进行AD转换，根据PWM调制时序进行电流重构处理，最后经过矢量变换转换成矢量控制要用的力矩电流分量和励磁电流分量。

具体地，通过检测下桥臂三个MOSFET600导通压降，因为其内阻较小，所以实际PCB布局后产品中该内阻会包含铜皮电阻，具体示意图见图4所示。

本发明实施例提供的电流检测装置抛弃了当前业界汽车驱动器广泛使用的霍尔传感器，采用开关MOSFET600本身电阻产生的压降来检测电流，因MOS FET上流过的电流并非与三相输出电流相同，故而在软件处理时需要根据SVPWM调制特点进行输出电流重构。

如图5所述，控制PWM载频与AD采样时序，PWM采用下溢中断，波峰AD触发采样，波谷读取采样值。

其具体的软件实施描述如下：

1）程序初始化时，U,V,W三相下桥臂驱动信号分别发窄脉冲信号，使得对应的电流检测电路后端的采样保持打开（非保持阶段），这样因为没有输出电流流过MOSFET600，所以检测的电流就是对应0电流值时的偏置，该值将用来校正电流检测值。值得注意的是，在具体实施时，该程序只在上电时执行一次。

2）下溢中断程序中由矢量控制最终确定的SVPWM占空比来确定下一次检测电流的两个通路。然后执行AD转换。设DutyU,DutyV和DutyW分别为U V W三相下桥臂对应MOSFET600开通占空比，CurrentUOffset，CurrentVOffset，CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu,Iv,Iw分别为UV W三相检测电流。

根据SVPWM占空比来确定电流检测通路的具体描述如下：

当SVPWM处于1、5扇区时候，

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时候，

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时候，

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

3）下溢中断程序中读取AD采样值，因为已经知道对应的通道，即可根据IA+IB+IC=0的原则算出第三相电流值。

4）根据1）和3）中的电流值及初始偏置即可算出实际有效电流对应的AD值，然后根据硬件系统的电流放大比例算出电流。

5）根据4）得到三相电流值，经过矢量变换得到矢量控制下的力矩电流给定和励磁电流给定。具体实施描述如下：

步骤（1）：克拉克Clarke变换：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}=i_A\\ \mathrm{i\β}=(i_A+\sqrt{3}{i}_B)/2\end{array}\right.$

步骤（2）：派克Park变换：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_M=i_{\mathrm{\α}}\cos \mathrm{\θ}+i_{\mathrm{\β}}\sin \mathrm{\θ}\\ i_T=-i_{\mathrm{\α}}\sin \mathrm{\θ}+i_{\mathrm{\β}}\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right.$

上式中，θ为矢量角，因为为闭环矢量，采用业界流行的间接磁通定向解耦获得。

解耦模型使用电流模型。得到力矩电流及励磁电流后即可直接控制励磁和转矩。

为了更好的解释本发明，下面以本发明提供的电流检测装置及方法在实际的低压电动汽车驱动器产品上的实现进行举例说明。

继续参考图3所示，本发明实施例中，其主要由一个以MOSFET600为开关器件的功率逆变电路500和一个微处理器30为核心的控制单元，逆变部分用于给电机700提供可变频率和电压的电源，控制部分用于电流采样和矢量控制，该电流检测系统可以是一个用于高尔夫球车、观光游览车、或者警用汽车上的交流异步电机驱动器，例如其核定电压为48V，最大输出275A，在本发明实施例提供的实际实验过程中，采用的电机700为无锡辛大力公司生产的三相交流异步电机700，电机700铭牌数据如下：

额定电压：33V；

额定频率：87.6V；

额定转速：2568V；

额定电流：95.0V；

功率因数：0.77V。

控制输出频率在5Hz时，电机空载情况下，输出电流大概为52A，AD口电压波形及实际输出相电流如如图7所示，此时因为频率较小，其MOSFET开关占空比变化不大，所以AD口电压波形基本为正弦，图8为5Hz空载情况下软件重构三相电流及有效值波形。控制输出频率在额定频率下时，电机空载情况下，AD口电压波形及实际输出相电流如图10所示，此时因为频率较大，其MOSFET开关占空比变化较大，所以AD口电压波形出现部分区域为零情况，此时若不根据正确的PWM调制时序来确定采样时间点则采样到的电流就会不正确，这就是基于MOSFET管压降导通采样电流与普通电流传感器采样的一个非常大的区别。图11为10Hz左右时候空载情况下突然加满载的输出电流及AD口电压波形图，从图中可以看出电流变化脚缓慢，这是由于针对电动汽车驱动装置，要求有更好的舒适性，力矩相应要相应做的比较缓。图11为10Hz左右时候空载情况下突然加满载的软件重构总电流、力矩电流及磁通电流。

在本实施例中，图8、9和12为通过编译器将数据存储到RAM中然后另存到文件中，通过excel中的VBA功能将数据导出并绘图而成。

如图13所示，并继续参考上述图1-图3，本发明实施例提供的一种电流检测方法，包括如下步骤：

S10、检测驱动器的功率逆变电路500中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET600两端的电压；

S20、根据所述电压以及MOSFET600的导通电阻获得功率逆变电路500相应桥臂的导通电流，并经放大处理后得到采样电流；

S30、对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

本实施例中，在检测驱动器的功率逆变电路500中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET600两端的电压的步骤中，在相应的MOSFET600处于非导通阶段时对其进行电流保持。

本实施例中，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路500U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET600的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

本实施例中，参考图14所示，所述电流检测方法还包括：

S40、对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值。

优选地，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

该方法消除了汽车驱动器上昂贵的电流检测传感器，采用驱动本身的MOSFET600来通过其本身流过电流时候产生的压降来检测电流，然后根据SVPWM调制算法重构三相相电流，最后经过矢量变换得到矢量控制中的力矩和磁通电流。该系统主要包括：速度控制环，电流控制环，位置控制环，SVPWM，死区补偿，磁通解耦，速度和位置计算及基于MOS的电流采样技术。该系统实现位置，速度，电流系统，能够实现完美的力矩控制，再加上位置保持及转矩预加载技术，可以实现坡上零速度停车，启动不溜车等完美性能表现。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种电流检测装置，其特征在于，包括：

电压检测电路，用于检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压；

运算放大电路，用于分别根据所述电压以及MOSFET的导通电阻获得功率逆变电路相应桥臂的导通电流，并经放大处理后将得到的采样电流均提供至微处理器；

微处理器，用于对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

2.如权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述电压检测电路包含采样保持开关，用于在相应的MOSFET处于非导通阶段时对其进行电流保持。

3.如权利要求1所述的电流检测装置，其特征在于，所述微处理器包括：

模数转换单元，用于对所述采样电流进行模数转换处理；

电流偏置计算单元，用于计算偏置电流；

PWM扇区判断单元，用于对空间电压矢量SVPWM的扇区进行判断；

电流重构单元，用于依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构以得到驱动器的至少三相输出相电流。

4.如权利要3所述的电流检测装置，其特征在于，所述电流重构单元依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

5.如权利要求4所述的电流检测装置，其特征在于，所述微处理器还包括：

矢量变换单元，用于对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值，其中，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

6.一种电流检测方法，其特征在于，包括：

检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压；

根据所述电压以及MOSFET的导通电阻获得功率逆变电路相应桥臂的导通电流，并经放大处理后得到采样电流；

对所述采样电流进行模数转换后，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流。

7.如权利要求6所述的电流检测方法，其特征在于，在检测驱动器的功率逆变电路中至少三路金属氧化层半导体场效晶体管MOSFET两端的电压的步骤中，在相应的MOSFET处于非导通阶段时对其进行电流保持。

8.如权利要求6所述的电流检测方法，其特征在于，依据空间电压矢量SVPWM的扇区对所述经模数转换后的采样电流进行电流重构得到驱动器的至少三相输出相电流的策略为：

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iw=(ADC1.ADDR9)-CurrentWOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iu=(ADC0.ADDR0)-CurrentUOffset;

Iv=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

当SVPWM处于1、5扇区时：

Iv=(ADC0.ADDR1)-CurrentWOffset;

Iw=(ADC1.ADDR8)-CurrentVOffset;

其中，DutyU、DutyV和DutyW分别为驱动器的功率逆变电路U、V以及W三相下桥臂对应MOSFET的开通占空比，CurrentUOffset、CurrentVOffset以及CurrentWOffset分别为三相电流零偏置，Iu、Iv以及Iw分别为驱动器的U、V以及W三相的输出相电流。

9.如权利要求6所述的电流检测方法，其特征在于，还包括：

对所述得到的至少三相输出相电流根据克拉克Clarke-派克Park变换进行处理，得到用于闭环矢量控制的力矩电流给定值及磁通电流给定值。

10.如权利要求9所述的电流检测方法，其特征在于，所述闭环矢量控制中的矢量角根据间接磁通定向解耦获得。

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