CN102320252A - 电动自行车控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种采用的是正弦波FOC矢量控制技术的电动自行车的控制方法。该方法采用了单电阻电流采样重构技术，即利用当前PWM对应的电流状态，采用合适的延迟时间来采样母线电流，将采到的各个时刻的电流按SVPWM时序进行重组即可得到电机三相电流。并且对电机的三相电流进行实时检测、分解，从而更好的控制电机，减少转矩脉动，提高效率，有效的解决了方波驱动存在的电机噪音大，振动大，耗电高的缺陷。通过测试，在同样条件下，用本发明方案实现的控制器的续航里程要比现有方波驱动的电动自行车控制器多20％以上，而且电机噪音及振动等，明显低于方波驱动，让人在骑行时更加的舒适。

Description

电动自行车控制方法

技术领域：

本发明涉及应用在电机驱动的车辆的控制方法，特别涉及一种采用的是正弦波FOC矢量控制技术的电动自行车的控制方法。

背景技术：

现有的电动自行车控制器采用的是方波驱动技术，其没有对电机三相电流进行检测，有检测母线电流的控制也主要用于一些保护功能。故存在电机噪音大，振动大，耗电高的缺陷，不能实时的对电机的磁场进行控制等缺陷。

另一方面，目前电动自行车控制器技术上可行的相电流采样方式主要有三种：电流传感器方式、三电阻采样方式及单电阻采样方式。电流传感器方式存在成本高，性价比差，所以在电动自行车控制器上不可能被采用；三电阻采样方式由于取样电阻之间难免存在阻值差异，所以在电流检测上很容易产生检测误差，在处理时需要对阻值偏差的进行补偿；单电阻采样方式只有一个采样电阻，不存在阻值差异问题，而且相对三电阻方式成本要低，但是该方式的软件处理难度要大些。

由此可见，目前还没有一种低能耗、高效率的电动自行车控制器方法。

发明内容：

为了最大限度地对电机磁场进行控制，减少电机的转矩脉动，提高效率，解决方波驱动存在的电机噪音大，振动大，耗电高的缺陷。本发明提供了一种采用的是正弦波FOC矢量控制技术的电动自行车的控制方法。该方法采用了单电阻电流采样重构技术，即利用当前PWM对应的电流状态，采用合适的延迟时间来采样母线电流，将采到的各个时刻的电流按SVPWM时序进行重组即可得到电机三相电流。

本发明的具体技术方案如下：

一种采用的是正弦波FOC矢量控制技术的电动自行车的控制方法，包括如下步骤：

(1)检测霍尔传感器的位置，计算出电机角度θ；读转把AD采样值，并计算出指令转速ω^*；读母线电流I_dc的AD采样值，并重构相电流i_a，i_b，i_c；

(2)通过电机角度增量，计算出实际转速，即ω＝dθ/dt；与指令转速相减，得出转速差，即ω′＝ω^*-ω；进行Clarke及Park变换，以求得i_d、i_q，即i_α＝i_a；

i_d＝cosθ*i_α+sinθ*i_β；i_q＝-sinθ*i_α+cosθ*i_β；

(3)为获得指令I_q，对转速差进行PI调节，即

同时命令I_d ^*＝0；

(4)计算dq轴电流差，即 $I_d^{\′}=I_d^{*}-i_d;$ $I_q^{\′}=I_q^{*}-i_q;$

(5)对dq轴电流差进行PI调节，以获得u_d，u_q，即u_d＝Kpccd*I′_d+Kiccd*∑I′_d；u_q＝Kpccq*I′_q+Kiccq*∑I′_q；

(6)进行反Park及反Clarke变换，以求得u_a，u_b，u_c，即u_α＝cosθ*u_d-sinθ*u_q；u_β＝sinθ*u_d-cosθ*u_q；u_a＝u_α； $u_b=-\frac{1}{2}*u_{\mathrm{\α}}+\frac{\sqrt{3}}{2}*u_{\mathrm{\β}};$

(7)计算三相PWM定时器值(iTa，iTb，iTc)；

(8)定时器值移相处理(iTa’，iTb’，iTc’)。

由上述方案可知，本发明所述的电动自行车控制方法采用的是正弦波FOC矢量控制技术，对电机的三相电流进行实时检测、分解，从而更好的控制电机，减少转矩脉动，提高效率，有效的解决了方波驱动存在的电机噪音大，振动大，耗电高的缺陷。

通过测试，在同样条件下，用本方案实现的控制器的续航里程要比现有方波驱动的电动自行车控制器多20％以上，而且电机噪音及振动等，明显低于方波驱动，让人在骑行时更加的舒适。

附图说明：

以下结合附图和具体实施方式来进一步说明本发明。

图1为本发明方法中所涉及的控制系统框图；

图2为本发明方法的流程图；

图3为三相逆变器原理图；

图4为空间电压矢量示意图；

图5为第一扇区SVPWM波形示意图；

图6(a)为移相后SVPWM波形示意图；

图6(b)为参考电压矢量合成图。

具体实施方式：

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

如图1所示，本发明方法所涉及的控制系统电路模块包括电源模块1、单片机模块2、电流采样模块3和驱动模块4。

电源模块1分别与单片机模块2、电流采样模块3和驱动模块4电连接。驱动模块4、电流采样模块3、单片机模块2依次电连接，单片机模块2还与驱动模块4电连接。

驱动模块4与电机的三相电机系统10连接。电源模块1给单片机模块2、电流采样模块3、驱动模块4提供电源。电流采样模块3对驱动模块4的输出信号进行电流采样，将信息反馈给单片机模块2，单片机模块2经过算法计算后将控制信号输出给驱动模块4，完成整个闭环控制过程。

如图2所示，本发明方法包括如下步骤：

(1)检测霍尔传感器的位置，计算出电机角度θ；读转把AD采样值，并计算出指令转速ω^*；读母线电流I_dc的AD采样值，并重构相电流i_a，i_b，i_c；

(2)通过电机角度增量，计算出实际转速，即ω＝dθ/dt；与指令转速相减，得出转速差，即ω′＝ω^*-ω；进行Clarke及Park变换，以求得i_d、i_q，即i_α＝i_a；id＝cosθ*i_α+sinθ*i_β；i_q＝-sinθ*i_α+cosθ*i_β；

(3)为获得指令I_q，对转速差进行PI调节，即同时命令I_d ^*＝0；

(4)计算dq轴电流差，即 $I_d^{\′}=I_d^{*}-i_d;$ $I_q^{\′}=I_q^{*}-i_q;$

(5)对dq轴电流差进行PI调节，以获得u_d，u_q，即u_d＝Kpccd*I′_d+Kiccd*∑I′_d；u_q＝Kpccq*I′_q+Kiccq*∑I′_q；

(6)进行反Park及反Clarke变换，以求得u_a，u_b，u_c，即u_α＝cosθ*u_d-sinθ*u_q；u_β＝sinθ*u_d-cosθ*u_q；u_a＝u_α； $u_b=-\frac{1}{2}*u_{\mathrm{\α}}+\frac{\sqrt{3}}{2}*u_{\mathrm{\β}};$

(7)计算三相PWM定时器值(iTa，iTb，iTc)；

(8)定时器值移相处理(iTa’，iTb’，iTc’)。

根据上述方案，以下进一步对本发明方法的其原理进行解释说明。

根据上述本发明方案，为了进行单电阻采样母线电流和相电流重构，采用了七段式的空间电压矢量调制方法。

参见图3所示的三相逆变器原理图，定义三相上桥臂的开关管状态分别为Sa、Sb、Sc，导通时定义为状态“1”，关断时定义为状态“0”。可形成8个空间电压矢量，其中6个非零空间电压矢量为U₀(100)、U₆₀(110)、U₁₂₀(010)、U₁₈₀(011)、U₂₄₀(001)、U₃₀₀(101)，2个零矢量为O₀₀₀(000)、O₁₁₁(111)将空间电压矢量平面分为6个扇区，参见图4所述的空间电压矢量。

直流母线电流与电机相电流的关系由三相逆变器开关状态决定，因为在某一瞬间逆变器的开关状态为8个空间电压矢量其中之一。两个零矢量作用时电机绕组的三相形成环路，此时直流母线电流不能反映任何相电流。非零空间电压矢量作用时，直流母线电流与相电流之间的关系见如下表1。

矢量

U0

U60

U120

U180

U240

U300

O000

O111

idc

ia

-ic

ib

-ia

ic

-ib

0

0

表1直流母线电流与电机相电流的关系

在每个PWM控制周期内，相邻的两个非零空间电压矢量和零矢量交替作用，在非零空间电压矢量作用时采样母线电流可获得两相电流值，并通过i_a+i_b+i_c＝0计算得到第三相的电流值。若参考电压矢量在第一扇区时，SVPWM波形示意图如图5所示，图中T_S为PWM控制周期，T₁、T₂分别为该扇区相邻矢量U₀(100)和U₆₀(110)的作用时间，T₀为零矢量作用时间。当U₀作用时，三相相电流与直流母线电流实际流向如图3所示，可见此时直流母线上电流i_dc就等于A相电流i_a。而当U₆₀作用时同理可得C相电流i_c，则B相电流可通过i_b＝-i_a-i_c求得。

因实际应用中单电阻采样、电流重构的成功实施必须满足一个最基本的条件，即当非零空间电压矢量作用时直流母线电流采样要有足够的采样窗口，其作用时间应大于完成一次电流采样所需的最短时间T_min，T_min为

T_min＝T_d+T_conv+T_set    (1)

式中，T_d为逆变器的死区时间；T_conv为A/D转换所需时间；Tset为母线电流建立时间。而当参考电压矢量处于SVPWM波低调制区域或在非零空间电压矢量附近时，就不满足上述条件。

因此，本发明方案采取了PWM波移相的方法解决上述问题。PWM波移相方法的基本思想就是把占空比最大和最小对应相的PWM波进行前后平移，以留出足够的采样时间，并以移相前后合成的参考电压矢量不变为前提条件。定义T_1rem＝T_min-(T₁/2)，T_2rem＝T_min-(T₂/2)，当T_1rem或T_2rem大于零时表明当前的空间电压矢量作用时间不足以进行母线电流采样。下面将针对不同情况进行具体分析。

在低调制区域时，最恶劣的情况为T_1rem、T_2rem同时都大于零。以第1扇区为例，需要合成的参考电压矢量为U_OUT，移相前的PWM波如图6(a)中的虚线所示。为了有足够的采样时间，把占空比最大的A相PWM波向左侧平移T_1rem，在图左半侧中U₀(100)的作用时间由原来的T₁/2变为T_min；把占空比最小的C相PWM波向右侧移T_2rem，U₆₀(100)的作用时间由原来的T₂/2变为T_min，且移动之后各相的PWM的占空比保持不变如图6a中的实线所示。此时若当T_min≥T₁、T_min≤T₂，A相和C相的PWM波平移之后，就会在该PWM波周期内插入了矢量U₁₈₀和U₂₄₀如图6(a)所示，它们的作用时间分别为T_min-T₁和T_min-T₂。移相前后的合成电压矢量与空间电压矢量的关系分别为

U_OUT＝U₀*T₁/T_s+U₆₀*T₂/Ts                      (2)

U_OUT0＝U₀*T_min/Ts+U₆₀*T_min/Ts                 (3)

U_OUT1＝U₁₈₀*(T_min-T₁)/Ts+U₂₄₀*(T_min-_T2)/Ts    (4)

另外，PWM波移相前后的合成电压矢量关系如图6(b)所示。从图6(b)和式(2)、式(3)、式(4)可知移相前指定的合成参考电压矢量U_OUT＝U_OUT0+U_OUT1即移相前后的合成电压矢量保持不变。可见，通过PWM移相方法，既保证了足够的采样时间，又可以保证合成矢量不变。若T_min≤T₁、T_min≥T₂，A相和C相的PWM波平移之后，不需要插入其他基本电压矢量。在右半侧U₀(100)的作用时间为T₁-T_min，U₆₀(100)的作用时间为T₂-T_min，而在图左半侧它们的作用时间都为T_min，可见在此情形下移相前后空间电压矢量作用时间不变，合成的参考电压矢量也保持不变。当在其它情形时，同理可得到同样的结论。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (1)

1.电动自行车的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)检测霍尔传感器的位置，计算出电机角度θ；读转把AD采样值，并计算出指令转速ω^*；读母线电流I_dc的AD采样值，并重构相电流i_a，i_b，i_c；

(2)通过电机角度增量，计算出实际转速，即ω＝dθ/dt；与指令转速相减，得出转速差，即ω′＝ω^*-ω；进行Clarke及Park变换，以求得i_d、i_q，即i_α＝i_a；

i_d＝cosθ*i_α+sinθ*i_β；i_q＝-sinθ*i_α+cosθ*i_β；

(3)为获得指令I_q，对转速差进行PI调节，即

同时命令I_d ^*＝0；

(4)计算dq轴电流差，即 $I_d^{\′}=I_d^{*}-i_d;$ $I_q^{\′}=I_q^{*}-i_q;$

(5)对dq轴电流差进行PI调节，以获得u_d，u_q，即u_d＝Kpccd*I′_d+Kiccd*∑I′_d；u_q＝Kpccq*I′_q+Kiccq*∑I′_q；

(6)进行反Park及反Clarke变换，以求得u_a，u_b，u_c，即u_α＝cosθ*u_d-sinθ*u_q；u_β＝sinθ*u_d-cosθ*u_q；u_a＝u_α； $u_b=-\frac{1}{2}*u_{\mathrm{\α}}+\frac{\sqrt{3}}{2}*u_{\mathrm{\β}};$

(7)计算三相PWM定时器值(iTa，iTb，iTc)；

(8)定时器值移相处理(iTa’，iTb’，iTc’)。

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