JP3844034B2 - 誘導負荷の制御装置 - Google Patents
誘導負荷の制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3844034B2 JP3844034B2 JP26197298A JP26197298A JP3844034B2 JP 3844034 B2 JP3844034 B2 JP 3844034B2 JP 26197298 A JP26197298 A JP 26197298A JP 26197298 A JP26197298 A JP 26197298A JP 3844034 B2 JP3844034 B2 JP 3844034B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- triangular wave
- inductive load
- control device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主電源から誘導負荷にＰＷＭ制御により供給されるパルス状の電流をサンプリングする誘導負荷の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動補助付き自転車におけるＤＣモータの定電流制御（定トルク制御）や三相ブラシレスモータの定電流制御においては、ＰＷＭ制御により主電源から前記モータの誘導負荷に供給される電流を検出し、所望の値に制御する装置が多く用いられている。
【０００３】
このような誘導負荷の制御装置としては、従来より図５に示すような制御装置１００が知られている。また、図６は、制御装置１００におけるＡ〜Ｇの各箇所の電流、電圧、出力の各波形を示している。
【０００４】
制御装置１００においては、ＰＷＭ制御用の主トランジスタ１０２により主電源１０４から誘導負荷１０６に供給される電流は、パルス状になる（図６の電流Ｃ）。
【０００５】
ところで、そのパルス状の電流Ｃは、図６に示すように、回生ダイオード１２０の逆回復電流などの本来誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素も含んでいるため、誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素が無視できるタイミングでサンプリングを行う必要がある。そのため、電流検出抵抗１０８に流れる電流Ｃを、遅延回路１１０によりその要素が無視できるタイミングを予想してサンプリングを行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のように遅延回路１１０を特別に設けて、パルス状の電流Ｃが含んでいる誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素を無視できるタイミングでサンプリングすることは難しく、かつ、コストも上昇するという問題点がある。
【０００７】
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、遅延回路等の特別な回路を省略し、かつ、正確な電流を検出するサンプリング回路を用いた誘導負荷の制御装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の誘導負荷の制御装置は、主電源及び誘導負荷に接続されるＰＷＭ制御用主トランジスタと、前記主電源から前記誘導負荷に供給されるパルス状の電流を検出する電流検出回路と、対称型ＰＷＭ三角波を発生する三角波発生回路と、前記三角波発生回路で発生した三角波の上限値または下限値であるピーク値を検出するピーク検出回路と、前記ピーク検出回路がピーク値を検出したタイミングで前記電流検出回路の出力信号をサンプリングするサンプリング回路と、前記サンプリング回路の検出結果と前記三角波発生回路で発生した三角波に基づいて前記主トランジスタを制御する駆動回路とよりなるものである。
【０００９】
上記誘導負荷の制御装置について説明する。
【００１０】
対称型三角波の上限値または下限値のタイミングは、主トランジスタのＯＮ状態の中心のタイミングと一致するため、このタイミングで電流検出回路がその出力信号をサンプリングすることにより、パルス状の電流が安定するタイミングを検出することができる。また、このタイミングはＰＷＭ周期毎の電流変化の平均的な値となるため、正確なサンプリングを行うことができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の制御装置１０の一実施例を図１〜図４に基づいて説明する。この制御装置１０は、電動補助付き自転車のＤＣモータの定電流制御（定トルク制御）に用いられるものである。
【００１２】
図１は、本実施例の誘導負荷の制御装置１０の回路図である。図２は、制御装置１０のＡ〜Ｇの各箇所の電圧、電流、出力を示した波形図である。以下、この回路図、波形図に基づいてその構成を説明する。
【００１３】
ＤＣモータなどの誘導負荷１２と直列に、主電源１４、ＰＷＭ制御用の主トランジスタ１６、電流検出抵抗１８が接続されている。また、誘導負荷１２と並列に、回生ダイオード２０が接続されている。
【００１４】
また、対称型三角波（以下、単に三角波という）を発生させる三角波発生回路を有し、この三角波発生回路２２には、その三角波の上限値を検出する上限値検出回路２４が接続されている。この上限値検出回路２４は、三角波の上限値を検出すると、スイッチ２６をＯＮ状態とする。
【００１５】
このスイッチ２６は、電流検出抵抗１８と接続され、この回路上には電流Ｃを増幅するための増幅器２８が設けられている。この電流検出抵抗１８と増幅器２８とが、いわゆる電流検出回路１９を構成している。また、スイッチ２６が、いわゆるサンプリング回路２７を構成している。なお、符号３３は、ホールディングコンデンサである。すなわち、サンプリング回路２７とホールディングコンデンサ３３とよりサンプルホールド回路を構成する。
【００１６】
電流検出回路１９の電流検出抵抗１８は、主電源１４から誘導負荷１２に供給されるパルス状の電流Ｃを検出する。
【００１７】
また、サンプリング回路２７は、パルス状の電流Ｃのうち、誘導負荷１２に与えられる電流以外の要素が無視できる、すなわち、ＰＷＭ三角波の上限値をピーク検出したタイミングで、電流Ｃをサンプリングする。すなわち、パルス状に変化する電流Ｃは、回生ダイオード２０の逆回復電流を含んでいるため、この電流要素の含んでいる部分を無視できるタイミングでサンプリングする必要があるからである。
【００１８】
このサンプリング回路２７は、エラーアンプ３０の−側に接続されている。また、このエラーアンプ３０の＋側には、電流指令回路３２が接続されている。
【００１９】
電流指令回路３２における電流指令値としては、本実施例が電動補助付き自転車の制御装置１０として用いられているため、人力を検出し演算した後、補助量（電流指令、すなわち、補助トルク指令）が上位コントローラより入力される場合が考えられる。電動補助付き自転車の場合には、自転車をこぐ力（人力）の常に約１／２以下の力を補助量として補助するため、その量を電流指令値とするものである。
【００２０】
エラーアンプ３０には、サンプリング回路２７からの信号と電流指令回路３２からの電流指令値が入力され、サンプリングした値を補正した補正値Ｆが出力される。
【００２１】
比較器３４には、エラーアンプ３０からの補正値Ｆと三角波Ａが入力され、比較信号Ｂが比較器３４より出力される。
【００２２】
駆動回路３５は、比較器３４から出力された比較信号Ｂに基づいて、主トランジスタ１６をＯＮ／ＯＦＦさせる。駆動回路３５は、増幅器３８と反転増幅器４０が並列に接続されたものである。
【００２３】
この制御装置１０であると、三角波の上限値のタイミングは、主トランジスタ１６のＯＮのタイミングの中心と一致するため、このタイミングで電流検出抵抗１８における電流をサンプリングすることにより、パルス状の電流Ｃが安定するタイミングを特別な回路を用いることなく検出できる。また、このタイミングはＰＷＭ周期毎の電流変化の平均的な値となるため、正確なサンプリングを行うことができる。
【００２４】
次に、三角波発生回路２２と上限値検出回路２４を実現する具体的な構造について、図３及び図４に基づいて説明する。図３は、その回路図であり、図４は各箇所の波形図である。
【００２５】
ＣＯＭＳ（形番７４ＨＣ１９３）よりなるメイン回路４２と、ＣＭＯＳ（形番７４ＨＣ７４）よりなるＲＳフリップフロップ回路（以下、単にＦＦ回路という）４４とデジタルアナログコンバータ回路（以下、ＤＡＣ回路という）４６とより構成されている。
【００２６】
図３に示すように、メイン回路４２の出力端子１２（ＣＡＲＲＹ）と出力端子１３（ＢＯＲＲＯＷ）が、ＦＦ回路４４のＣＬＲ入力端子とＰＲ入力端子にそれぞれ入力している。なお、出力端子１２から出力されるＣＡＲＲＹは、三角波の上限値と同じタイミングで出力されるため、これを上限値として、サンプリング回路２７に出力している。
【００２７】
ＦＦ回路４４の出力は、ＡＮＤ回路４８，５０を経て入力端子４（COUNT DOWN）と入力端子５（COUNT UP）に入力される。また、ＡＮＤ回路４８，５０にはそれぞれクロック信号が入力されている。
【００２８】
出力端子３，２，６，７はそれぞれＤＡＣ回路４６に入力され、ＤＡＣ回路４６からは三角波Ａが出力される。
【００２９】
なお、上記実施例では上限値（ＣＡＲＲＹ）を用いたが、これに代えて下限値（ＢＯＲＲＯＷ）を用いてもよい。
【００３０】
また、上記実施例では、制御装置１０を電動補助付き自転車におけるＤＣモータの定電流制御に使用する場合について説明したが、これに代えて、三相ブラシレスモータの定電流制御において制御装置１０を使用してもよい。
【００３１】
【発明の効果】
以上により本発明の誘導負荷の制御装置であると、パルス状の電流が含んでいる誘導負荷に与えられる電流以外の要素を無視できるタイミングで正確に電流を検出でき、また、その構造も簡単なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す誘導負荷の制御装置の回路図である。
【図２】同じくその波形図である。
【図３】三角波発生回路と上限値検出回路の具体化した回路図である。
【図４】同じくその波形図である。
【図５】従来の制御装置の回路図である。
【図６】同じくその波形図である。
【符号の説明】
１０ 制御装置
１２ 誘導負荷
１４ 主電源
１６ 主トランジスタ
１８ 電流検出抵抗
２０ 回生ダイオード
２２ 三角波発生回路
２４ 上限値検出回路
２６ スイッチ
２８ 増幅器
３０ エラーアンプ
３２ 電流指令回路
３４ 比較器
３６ 駆動回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、主電源から誘導負荷にＰＷＭ制御により供給されるパルス状の電流をサンプリングする誘導負荷の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電動補助付き自転車におけるＤＣモータの定電流制御（定トルク制御）や三相ブラシレスモータの定電流制御においては、ＰＷＭ制御により主電源から前記モータの誘導負荷に供給される電流を検出し、所望の値に制御する装置が多く用いられている。
【０００３】
このような誘導負荷の制御装置としては、従来より図５に示すような制御装置１００が知られている。また、図６は、制御装置１００におけるＡ〜Ｇの各箇所の電流、電圧、出力の各波形を示している。
【０００４】
制御装置１００においては、ＰＷＭ制御用の主トランジスタ１０２により主電源１０４から誘導負荷１０６に供給される電流は、パルス状になる（図６の電流Ｃ）。
【０００５】
ところで、そのパルス状の電流Ｃは、図６に示すように、回生ダイオード１２０の逆回復電流などの本来誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素も含んでいるため、誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素が無視できるタイミングでサンプリングを行う必要がある。そのため、電流検出抵抗１０８に流れる電流Ｃを、遅延回路１１０によりその要素が無視できるタイミングを予想してサンプリングを行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のように遅延回路１１０を特別に設けて、パルス状の電流Ｃが含んでいる誘導負荷１０６に与えられる電流以外の要素を無視できるタイミングでサンプリングすることは難しく、かつ、コストも上昇するという問題点がある。
【０００７】
そこで、本発明は上記問題点に鑑み、遅延回路等の特別な回路を省略し、かつ、正確な電流を検出するサンプリング回路を用いた誘導負荷の制御装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の誘導負荷の制御装置は、主電源及び誘導負荷に接続されるＰＷＭ制御用主トランジスタと、前記主電源から前記誘導負荷に供給されるパルス状の電流を検出する電流検出回路と、対称型ＰＷＭ三角波を発生する三角波発生回路と、前記三角波発生回路で発生した三角波の上限値または下限値であるピーク値を検出するピーク検出回路と、前記ピーク検出回路がピーク値を検出したタイミングで前記電流検出回路の出力信号をサンプリングするサンプリング回路と、前記サンプリング回路の検出結果と前記三角波発生回路で発生した三角波に基づいて前記主トランジスタを制御する駆動回路とよりなるものである。
【０００９】
上記誘導負荷の制御装置について説明する。
【００１０】
対称型三角波の上限値または下限値のタイミングは、主トランジスタのＯＮ状態の中心のタイミングと一致するため、このタイミングで電流検出回路がその出力信号をサンプリングすることにより、パルス状の電流が安定するタイミングを検出することができる。また、このタイミングはＰＷＭ周期毎の電流変化の平均的な値となるため、正確なサンプリングを行うことができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の制御装置１０の一実施例を図１〜図４に基づいて説明する。この制御装置１０は、電動補助付き自転車のＤＣモータの定電流制御（定トルク制御）に用いられるものである。
【００１２】
図１は、本実施例の誘導負荷の制御装置１０の回路図である。図２は、制御装置１０のＡ〜Ｇの各箇所の電圧、電流、出力を示した波形図である。以下、この回路図、波形図に基づいてその構成を説明する。
【００１３】
ＤＣモータなどの誘導負荷１２と直列に、主電源１４、ＰＷＭ制御用の主トランジスタ１６、電流検出抵抗１８が接続されている。また、誘導負荷１２と並列に、回生ダイオード２０が接続されている。
【００１４】
また、対称型三角波（以下、単に三角波という）を発生させる三角波発生回路を有し、この三角波発生回路２２には、その三角波の上限値を検出する上限値検出回路２４が接続されている。この上限値検出回路２４は、三角波の上限値を検出すると、スイッチ２６をＯＮ状態とする。
【００１５】
このスイッチ２６は、電流検出抵抗１８と接続され、この回路上には電流Ｃを増幅するための増幅器２８が設けられている。この電流検出抵抗１８と増幅器２８とが、いわゆる電流検出回路１９を構成している。また、スイッチ２６が、いわゆるサンプリング回路２７を構成している。なお、符号３３は、ホールディングコンデンサである。すなわち、サンプリング回路２７とホールディングコンデンサ３３とよりサンプルホールド回路を構成する。
【００１６】
電流検出回路１９の電流検出抵抗１８は、主電源１４から誘導負荷１２に供給されるパルス状の電流Ｃを検出する。
【００１７】
また、サンプリング回路２７は、パルス状の電流Ｃのうち、誘導負荷１２に与えられる電流以外の要素が無視できる、すなわち、ＰＷＭ三角波の上限値をピーク検出したタイミングで、電流Ｃをサンプリングする。すなわち、パルス状に変化する電流Ｃは、回生ダイオード２０の逆回復電流を含んでいるため、この電流要素の含んでいる部分を無視できるタイミングでサンプリングする必要があるからである。
【００１８】
このサンプリング回路２７は、エラーアンプ３０の−側に接続されている。また、このエラーアンプ３０の＋側には、電流指令回路３２が接続されている。
【００１９】
電流指令回路３２における電流指令値としては、本実施例が電動補助付き自転車の制御装置１０として用いられているため、人力を検出し演算した後、補助量（電流指令、すなわち、補助トルク指令）が上位コントローラより入力される場合が考えられる。電動補助付き自転車の場合には、自転車をこぐ力（人力）の常に約１／２以下の力を補助量として補助するため、その量を電流指令値とするものである。
【００２０】
エラーアンプ３０には、サンプリング回路２７からの信号と電流指令回路３２からの電流指令値が入力され、サンプリングした値を補正した補正値Ｆが出力される。
【００２１】
比較器３４には、エラーアンプ３０からの補正値Ｆと三角波Ａが入力され、比較信号Ｂが比較器３４より出力される。
【００２２】
駆動回路３５は、比較器３４から出力された比較信号Ｂに基づいて、主トランジスタ１６をＯＮ／ＯＦＦさせる。駆動回路３５は、増幅器３８と反転増幅器４０が並列に接続されたものである。
【００２３】
この制御装置１０であると、三角波の上限値のタイミングは、主トランジスタ１６のＯＮのタイミングの中心と一致するため、このタイミングで電流検出抵抗１８における電流をサンプリングすることにより、パルス状の電流Ｃが安定するタイミングを特別な回路を用いることなく検出できる。また、このタイミングはＰＷＭ周期毎の電流変化の平均的な値となるため、正確なサンプリングを行うことができる。
【００２４】
次に、三角波発生回路２２と上限値検出回路２４を実現する具体的な構造について、図３及び図４に基づいて説明する。図３は、その回路図であり、図４は各箇所の波形図である。
【００２５】
ＣＯＭＳ（形番７４ＨＣ１９３）よりなるメイン回路４２と、ＣＭＯＳ（形番７４ＨＣ７４）よりなるＲＳフリップフロップ回路（以下、単にＦＦ回路という）４４とデジタルアナログコンバータ回路（以下、ＤＡＣ回路という）４６とより構成されている。
【００２６】
図３に示すように、メイン回路４２の出力端子１２（ＣＡＲＲＹ）と出力端子１３（ＢＯＲＲＯＷ）が、ＦＦ回路４４のＣＬＲ入力端子とＰＲ入力端子にそれぞれ入力している。なお、出力端子１２から出力されるＣＡＲＲＹは、三角波の上限値と同じタイミングで出力されるため、これを上限値として、サンプリング回路２７に出力している。
【００２７】
ＦＦ回路４４の出力は、ＡＮＤ回路４８，５０を経て入力端子４（COUNT DOWN）と入力端子５（COUNT UP）に入力される。また、ＡＮＤ回路４８，５０にはそれぞれクロック信号が入力されている。
【００２８】
出力端子３，２，６，７はそれぞれＤＡＣ回路４６に入力され、ＤＡＣ回路４６からは三角波Ａが出力される。
【００２９】
なお、上記実施例では上限値（ＣＡＲＲＹ）を用いたが、これに代えて下限値（ＢＯＲＲＯＷ）を用いてもよい。
【００３０】
また、上記実施例では、制御装置１０を電動補助付き自転車におけるＤＣモータの定電流制御に使用する場合について説明したが、これに代えて、三相ブラシレスモータの定電流制御において制御装置１０を使用してもよい。
【００３１】
【発明の効果】
以上により本発明の誘導負荷の制御装置であると、パルス状の電流が含んでいる誘導負荷に与えられる電流以外の要素を無視できるタイミングで正確に電流を検出でき、また、その構造も簡単なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す誘導負荷の制御装置の回路図である。
【図２】同じくその波形図である。
【図３】三角波発生回路と上限値検出回路の具体化した回路図である。
【図４】同じくその波形図である。
【図５】従来の制御装置の回路図である。
【図６】同じくその波形図である。
【符号の説明】
１０ 制御装置
１２ 誘導負荷
１４ 主電源
１６ 主トランジスタ
１８ 電流検出抵抗
２０ 回生ダイオード
２２ 三角波発生回路
２４ 上限値検出回路
２６ スイッチ
２８ 増幅器
３０ エラーアンプ
３２ 電流指令回路
３４ 比較器
３６ 駆動回路
Claims (1)
- 主電源及び誘導負荷に接続されるＰＷＭ制御用主トランジスタと、
前記主電源から前記誘導負荷に供給されるパルス状の電流を検出する電流検出回路と、
対称型ＰＷＭ三角波を発生する三角波発生回路と、
前記三角波発生回路で発生した三角波の上限値または下限値であるピーク値を検出するピーク検出回路と、
前記ピーク検出回路がピーク値を検出したタイミングで前記電流検出回路の出力信号をサンプリングするサンプリング回路と、
前記サンプリング回路の検出結果と前記三角波発生回路で発生した三角波に基づいて前記主トランジスタを制御する駆動回路と、
よりなる
ことを特徴とする誘導負荷の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26197298A JP3844034B2 (ja) | 1998-09-16 | 1998-09-16 | 誘導負荷の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26197298A JP3844034B2 (ja) | 1998-09-16 | 1998-09-16 | 誘導負荷の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092890A JP2000092890A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3844034B2 true JP3844034B2 (ja) | 2006-11-08 |
Family
ID=17369228
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26197298A Expired - Fee Related JP3844034B2 (ja) | 1998-09-16 | 1998-09-16 | 誘導負荷の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3844034B2 (ja) |
-
1998
- 1998-09-16 JP JP26197298A patent/JP3844034B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000092890A (ja) | 2000-03-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3525195B2 (ja) | 電動パワーステアリング装置 | |
| JP5230068B2 (ja) | インバータ装置 | |
| EP1309077A3 (en) | Method and apparatus for sensing output inductor current in a dc-to-dc power converter | |
| JP5304967B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3357293B2 (ja) | センサーレス３相ビーエルディーシーモーター駆動回路 | |
| JP3987953B2 (ja) | ソレノイド駆動装置及び駆動方法 | |
| CN110247569B (zh) | 半桥驱动器电路、相关集成电路和系统 | |
| JP3773034B2 (ja) | 電動車制御装置 | |
| JP2004309386A (ja) | 電流検出装置 | |
| JP3844034B2 (ja) | 誘導負荷の制御装置 | |
| JP3733986B2 (ja) | 出力電流方向判別方法およびその方法を用いたインバータ | |
| JP2020025435A (ja) | 集積回路及びモータ装置 | |
| JP4893248B2 (ja) | 電動パワーステアリング装置 | |
| JP2004053528A (ja) | 電流検出回路 | |
| CA2638531C (en) | Electric power steering apparatus | |
| JP3316567B2 (ja) | トルク検出装置 | |
| JPH0993948A (ja) | モータの制御装置 | |
| JP2005210871A (ja) | モータ駆動制御装置及びモータ電流検出方法 | |
| JP4313088B2 (ja) | 半導体装置 | |
| JP4419312B2 (ja) | 半導体電力変換器 | |
| JPH02155873A (ja) | 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置 | |
| JP2008278646A (ja) | 電動パワーステアリング装置 | |
| JP2006129637A (ja) | モータ駆動回路およびこれを用いた電動ステアリング装置 | |
| JP2672886B2 (ja) | 直流サーボモータのパルス駆動方式 | |
| JPH06165528A (ja) | インバータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050829 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060801 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060808 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090825 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100825 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |