JPH02155873A

JPH02155873A - 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置

Info

Publication number: JPH02155873A
Application number: JP63308616A
Authority: JP
Inventors: Ryozo Masaki; 良三正木; Toshiyuki Koterasawa; 小寺沢　俊之; Katsuji Marumoto; 丸本　勝二; Shigeru Kuriyama; 茂栗山; Yasuo Noto; 康雄能登; Masayuki Kume; 久米　正行; Kazuo Tawara; 田原　和雄
Original assignee: Hitachi Automotive Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1988-12-06
Filing date: 1988-12-06
Publication date: 1990-06-14
Anticipated expiration: 2011-02-28
Also published as: JPH0818565B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は電動機を駆動するＰＷＭ変換器の電流制御装置
に係り、特に、自動車のハンドル操作を電動機で補助す
る電動式パワーステアリング装置のように、高速に応答
し、しがち脈動の少ない電流制御を必要とする装置に用
いて好適なディジタル制御方式の電流制御装置及び電流
制御方法、並びにその電流制御装置を備えた電動式パワ
ーステアリンク装置に関する。

〔従来の技術〕

一般に、ＰＷＭ変換器のように直流電圧をスイッチング
制御することにより電動機を駆動する装置においては、
電動機を流れる電流はスイッチング動作により脈動を生
じるので、特開昭６１−１８４１７１号に記載のように
ローパスフィルタにより脈動成分を取除く方法が知られ
ている。しがしなから、ローパスフィルタを用いると検
出の遅れが生じるため、電流制御系の応答を上げること
かできない。

一方、従来、電流検出の遅れを生じるローパスフィルタ
を用いることなく、脈動成分を取除いた電流を得る方法
として、例えば、特開昭５８−１９８１６５号、特開昭
６１−１０９４６９号、特願昭６１−２２２１６３号に
記載のように、スイッチング動作の基準となる搬送波信
号に同期したタイミングでＰＷＭ変換器の電流を検出す
る方法かある。この方法により、脈動する電流の瞬時値
がほぼ電流の平均値となる時点で電流検出かできるため
、ローパスフィルタを用いることなく、脈動成分のない
電流を瞬時に得られ、電流制御の応答を上げることかで
きる。

なお、これらの公知例は搬送波信号に発生する搬送波発
生回路はアナログ回路を念頭においているので、搬送波
信号はいずれの場合も三角波状の波形である。そのため
、電流検出のタイミングは搬送波信号を直接用い、その
最大値あるいは最小値に同期させればよい。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、ディジタル回路を用いて搬送波発生回路
を構成する場合、アップダウンカウンタを用いなければ
ならない三角波状の搬送波信号の方がゲート数か少なく
、回路が簡単になる。特に、ワンチップマイクロコンピ
ュータではゲート双を空く博しなければならないので、
ＰＷＭ発生用の搬送波信号は鋸歯状の波形一般的である
。例えば、インテル社（米国）製のワンチップマイクロ
コンピュータ８０９６日立製作所のワンチップマイクロ
コンピュータＨ８１５３２などか挙げられる。

このようなディジタル回路を用いた場合、搬送波だけに
同期したタイミングで電流を検出しても、電流の平均値
を得ることはできない。即ち、上記従来技術は鋸歯状の
搬送波信号を用いるときの考慮がされていない。

そこで、本発明の目的は、ディジタル回路に適した鋸歯
状の搬送波信号を用いなＰＷＭ変換器において、脈動す
る電流の中から平均値とほぼ一致する電流の瞬時値を検
出し、電流制御系の応答性を高めることのできる電流制
御装置及び方法を提供することである。

また、高速のトルク制御を必要とする電動式パワーステ
アリング装置では、従来、電流制御系の応答性が遅いた
め、特公昭６３−１９３８６号記載のように、操舵トル
クの微分ゲインを大きくして電流制御系の遅れを補償す
る方法や、特開昭６１１８４１７１号記載のように、電
流検出値はフィードバック制御に用いず過電流補償用に
用いる方法がとられている。しかしながら、前者は微分
ゲインを大きくするため、ノイズの少ないトルク検出器
を使用しなければならず、後者は電流が制御的には開ル
ープになるため、電動機の逆起電力やパラメータ変動に
対する補償ができないという問題点があった。

そこで、本発明の第２の目的は、電流制御系の応答性を
高め、操舵トルクの微分ゲインを小さくすることのでき
る電動式パワーステアリング装置を提供することである
。

〔課題を解決するための手段〕

上記の２つの目的は、いずれも、ＰＷＭ変換器を駆動す
るための第１のＰＷＭ発生回路の他に、鋸歯状の搬送波
信号と電圧指令値以下の電流検出用電圧値とを比較して
第２のＰＷＭ信号を得る第２のＰＷＭ発生回路を設け、
電流検出回路を、この第２のＰＷＭ信号に同期したタイ
ミングで電流を検出するように構成することにより達成
される。

また、上記２つの目的は、電圧指令値から、この電圧指
令値の１／２近傍の値をとる演算と、該電圧指令値と搬
送波信号の最大値との平均値をとる演算の少なくとも一
方の演算を行い、少なくとも１つの電流検出用電圧値を
得る第１の手段と、搬送波信号と電流検出用電圧値とを
比較して電流検出用パルス信号を得る第２の手段とを設
け、電流検出回路を、電流検出用パルス信号に同期した
タイミングで電流を検出するように構成することによっ
て達成される。

〔作用〕

このように構成された本発明において、第１のＰＷＭ発
生回路では、電圧指令値と鋸歯状の搬送波信号を比較し
、電圧指令値が搬送波信号以上のときにはＰＷＭ信号（
第１のＰＷＭ信号）をオフし、それ以外のときにはＰＷ
Ｍ信号をオフするように動作する。このＰＷＭ信号によ
りＰＷＭ変換器ではスイッチング動作が行われ、それに
応じてＰＷＭ変換器を流れる電流は脈動する。即ち、Ｐ
ＷＭ信号がオンのとき、電流は徐々に大きくなっていく
。また、第２のＰＷＭ発生回路は、上記の電圧指令値以
下の電流検出用電圧値と上記鋸歯状の搬送波信号を比較
して、この電流検出用電圧値が搬送波信号以上のときに
はＰＷＭ信号（第２のＰＷＭ信号）をオンにし、それ以
下のときにはＰＷＭ信号をオフするように動作する。こ
こで、この第２のＰＷＭ信号かオンからオフに立ち下が
るタイミングは、前記電流検出用電圧値を電圧指令値の
約１／２の値とした場合には、上記体々に大きくなる電
流の瞬時値がその平均値とほぼ一致するときに同期する
。従って、このＰＷＭ信号がオンからオフに立ち下る時
点で電流検出を行うことにより、電流はほぼ平均値で、
しかも脈動のないものを瞬時に得ることができ、電流制
御系の応答性を高めることかできる。

ところで、電動機を流れる電流は、第１のＰＷＭ信号か
オンのとき徐々に大きくなるが、オフのときに徐々に小
さくなる。従って、その電流の瞬時値がその平均値とほ
ぼ一致するのは、第１のＰＷＭ信号のオン期間中たけで
なく、オフ期間中にもある。そこで、電流検出のタイミ
ングを決める電流検出用電圧値としては、電圧指令値以
上の値である該電圧指令値と搬送波信号の最大値との平
均値を演算してもよく、この場合には、第２のＰＩ３ＷＭ発生回路で得られる第２のＰＷＭ信号がオンからオ
フに立ち下がるタイミングは、上記体々に小さくなる電
流の瞬時値かその平均値とほぼ一致するときに同期する
。従って、この場合も、このＰＷＭ信号かオンからオフ
に立ち下る時点で電流検出を行うことにより、電流はほ
ぼ平均値で、しかも脈動のないものを瞬時に得ることか
できる。

また、このようにすることにより、電圧指令値か零ある
いは逆方向になって、第１のＰＷＭ信号のオフ期間が続
く場合にも、電流を検出して制御できる。

なお、以上は、第１のＰＷＭ信号のオン期間とオフ期間
のいずれか一方で電流を検出する場合についてであるか
、第１のＰＷＭ信号のオン期間とオフ期間の両方で電流
を検出してもよく、この場合には、より高応答の電流制
御を行うことかできる。

また、以上では、電流検出のタイミングを指示するのに
ＰＷＭ信号を用いなか、電流検出用電圧値が搬送波信号
以下になる時点を指示できればよいので、その時点に同
期してオン又はオフする他のパルス信号を得るようにし
てもよい。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図及び第２図により説明
する。

第１図は電動式パワーステアリング装置に適用したとき
の本発明の一実施例である。運転者かハンドル１を操舵
すると、ハンドル軸２に取付けたトルク検出器３により
操舵トルクτ及び操舵角θ我検出される。また、タイヤ
４ａに取り付けられた車速センサ５から車速Ｖが検出さ
れる。これらの検出された操舵トルクτ、操舵角θ、車
速Ｖはディジタル制御回路６に入力され、最適な補助力
を発生するための駆動用ＰＷＭ信号Ｐａ　、　ＰｂＰＣ
、Ｐｄを演算するのに用いられる。次に、ＰＷＭブリッ
ジ回路７は駆動用ＰＷＭ信号Ｐａ、Ｐｂ　　Ｐｃ　　Ｐ
ｄによりバッテリー８の電圧ＶＢをスイッチングして、
電動機電圧■Ｈを供給する。

この電動機電圧■Ｈにより電動８１９は駆動され、電動
機電流ｉＨか流れる。この電動機電流ｉＨにより電動機
９からトルクか発生し、ステアリング機構部材１０ａ　
　１０ｂを通してタイヤ４ａ　　４ｂを転向する補助力
を発生しているにれにより、運転者か操舵するハンドル
操舵力が小さくてもタイヤ４ａ、４ｂを容易に転向する
ことができる。

ここで、電流制御系について詳細に説明する。

まず、電動機電流ｉＨを検出する方法として、第１図で
は、ＰＷＭブリッジ回路７のスイッチング素子１１ａ　
、ｌｌｂ　、１１−ｃ　、ｌｉｄとしては、通常のＦＥ
Ｔ　（電界効果トランジスタ）１１ａ１１ｂと電流検出
端子性ＦＥＴＩ　ｌｃ　、１．１．ｄを用いている。こ
の電流検出端子性ＦＥＴ１］、ｃｌｌｄはオンしている
ときには、いずれも電動機電流ｉＨと同じ電流が流れて
るので、そのときの電流検出端子の電圧ｖｉｃ、ｖｉｄ
を計測すれば電動機電流ｉＨを検出できる。そこて、電
流検出端子の電圧ｖｉｃ、ｖｉｄをディジタル制御回路
６に入力している。

次に、ディジタル制御回路６の内部について説明する。

操舵トルクτ、操舵角θ、車速Ｖを入力とする電流指令
回路１２では、これらの入力値に応じて最適な補助トル
クを与えるための電流指令値ｉＲが演算され、減算回路
１３に出力される。

この減算回路１３では、電流指令値ｉＲと後で述べる電
流フィードバック値ｉｆとの偏差ｉεを計算する。この
偏差ｊ８は電圧指令回路１４に入力され、電圧指令値ｖ
Ｒが演算される。また、搬送波発生回路１５はアップカ
ウンタで構成し、鋸歯状の搬送波信号ｖＣを発生する。

電圧指令値ｖＲと鋸歯状の搬送波信号ｖＣを入力する第
１のＰｗＭ発生回路１６では、この両者を虻較し、ｖＲ
≧ｖＣのとき制御用ＰＷＭ信号Ｐ１をオン、ｖＲ＜ｖＣ
のとき制御用ＰＷＭ信号Ｐ１をオフするようになってい
る。

このタイムチャートを第２図に示す。例えば、時刻ｔ１
において搬送波信号ｖＣは０になるなめ、制御用ＰＷＭ
信号Ｐ１はオンし、ｖＲ＝＝ｖＣとなる時刻ｔ３を過ぎ
るとＰｌはオフする。

このような制御用ＰＷＭ信号Ｐ１はＰＷＭ切換回路１７
に入力される。このＰＷＭ切換回路１７では、電流指令
回路１２から出力される左右切換信号ＳＣに対応する方
向の電動機電流ｉＨが流れるよう駆動用ＰＷＭ信号Ｐａ
　、　Ｐｂ　、　Ｐｃ　、　Ｐｄを切換える。即ち、左
右切換信号ＳＣに応じて、Ｐａ　、Ｐｄかｐｂ　、ｐｃ
のいずれか一組のＰＷＭ信号が制御用ＰＷＭ信号Ｐ１に
より動作する８次に、本実施例の特徴である電流の検出
方法について詳細に述べる。ＰＷＭ変換器７から得られ
る電流検出端子の電圧ｖｉｃ、ｖｉｄを入力する電流検
出切換回路１８では、左右切換信号ＳＣにより電流検出
端子付きＦＥＴのうち、オンしている方のＦＥＴの電流
検出端子の電圧が選択され、検出電流ｉｄとして出力さ
れる。また、比例回路１つは電圧指令値ｖＲを１／２す
るために用いられ、電流検出用電圧ｖｄを出力する。次
に、第２のＰＷＭ発生回路２０では、電流検出用電圧ｖ
ｄが鋸歯状の搬送波信号ｖＣ以上のときには電流検出用
ＰＷＭ信号Ｐ２をオンし、ｖｄ　＜ｖＣのときにはＰ２
をオフするように動作する。

第２図にその様子を示す。例えば、時刻ｔ１から時ｓｔ
２までがオンで、時刻ｔ２から時刻ｔ４までがオフとな
る。そして、電流検出用ＰＷＭ信号Ｐ２がオンからオフ
になるタイミングで検出電流ｉｄの値を保持するのが、
サンプルボールド回路２１である。この値はＡ／Ｄ変換
器２２によりディジタル値である電流フィードバック値
ｉｆとしてフィードバックされる。

このようにすると、第２図がちも分かるように、脈動す
る検出電流ｉｄがら電動機電流ｉＨの平均値にほぼ一致
する電流フィードバック値ｉｆを、鋸歯状の搬送波ｖＣ
と電圧指令値ｖＲとを用いて瞬時に得ることができる。

この脈動のない電流フィードバック値ｉｆを用いれば、
ローパスフィルタを用いる必要がないので、電流制御系
の応答性を高めることができる。従って、操舵トルクの
微分ゲインが小さくても操舵フィーリングのよい電動式
パワーステアリング装置を構成することができる。

第３図はＰＷＭ発生装置及びＡ／Ｄ変換器を内蔵するワ
ンチップマイクロコンピュータを用いたときの第１図と
異なる他の実施例である。

第３図の実施例が第１図の実施例と異なる点はディジタ
ル制御回路６の内部にワンチップマイクロコンピュータ
２３を用いていることであり、これについて詳細に説明
する。

ワンチップマイクロコンピュータ２３は主演算ユニット
２４、ＰＷＭ＝発生回路２５ａ、２５ｂ。

２５ｃ、Ａ／Ｄ変換器２６から構成されている。

まず、主演算ユニット２４における制御演算としては制
御サンプリング時間毎に、第４図の流れ図に示すような
演算が行われる。このサブルーチンが開始されると、ス
テップ１０１において操舵トルクτ、操舵角θ、車速Ｖ
が入力される。次に、ステップ１０２ではこれらの入力
された値により電流指令値ｉＲが演算される。ステップ
１０３は後述する電流フィードバック値ｉｆと電流指令
値ｉＲから電圧指令値ｖＲを演算するものである。

そして、ステップ１０４においては電流指令値ｉＲの方
向に応じて、ＰＷＭ信号を出すべき方向の電圧指令値ｖ
ＲａあるいはｖＲｂを出力する。このステツブは第１図
のＰＷＭ切換回路１７の動作に相当するものである。更
に、ステップ１０５では、電流検出用ＰＷＭ信号Ｐ２を
出すための電流検出用電圧ｖｄを演算する。基本的には
第１図と同様に、ｖｄ　＝ｖＲ／　２　　　　　　　　
　　（１）とすればよいか、本実施例ではワンチップマ
イクロコンピュータ２３の割込み機能を用いているため
、次式を用いる。

ｖｄ　＝ｖＲ／２−ｖｔ　　　　　　（２）ここで、ｖ
ｔは、割込み信号か起動してから実際にＡ／Ｄ変換か開
始されるまでの遅延時間ｔｄを考慮するためのものであ
る。また、（２）式のｖｄが０、または負の値のときに
は割込み信号か発生しないので、割込みパルスを発生で
きる最少限の電圧値ｖｌｎｉｎを考慮しなければならな
い。従って、ステップ１０５における電流検出用電圧ｖ
（ｌは次の式で演算する６上の演算を主演算ユニット２４で一定周期毎に行う。

次に、ＰＷＭ発生回路２５ａ、２５ｂ、２５ｃについて
説明する。それぞれのＰＷＭ発生回路では、内蔵された
搬送波発生回路から出力される鋸歯状の搬送波信号と入
力される電圧、即ち、ｖＲａ。

ｖＲｂ、ｖｄを比較して、それに応じたＰＷＭ信号Ｐ１
ａ、　Ｐｌｂ、　Ｐ２を発生している。なお、ＰＷＭ信
号Ｐ　１ａ、　Ｐ　１ｂはそれぞれＰＷＭ駆動回路２７
ａ２７ｂに入力され、ＰＷＭ駆動回路２７ａ、２７ｂに
入力され、ＰＷＭブリッジ回路７を駆動する駆動用ＰＷ
Ｍ信号Ｐａ　、Ｐｂ　、Ｐｃ　、Ｐｄを得るのに用いら
れる。この点は第１図の実施例と同様の動作をする。

本実施例の特徴であるＡ／Ｄ変換器２６の起動方法につ
いて第５図を用いなから説明する。

第３図においてＰＷＭ発生回路２５Ｃから出力される電
流検出用ＰＷＭ信号Ｐ２はマイクロコンピュータ２３に
ある割込み端子ＪＮ丁に入力される。

このＰＷＭ信号信号炉２ンからオフに立下がるとき、主
演算ユニット２４に割込み信号として検知され、第５図
に示す割込みルーチンの処理が行れる。ステップ２０１
では、Ａ／Ｄ変換器２６を起動する起動信号Ｐ３か主演
算ユニット２４がら発生し、Ａ／Ｄ変換器２６を起動す
る。このとき、Ａ／Ｄ変換器２６では、オンしている側
の電流検出端子の電圧、即ち、ｖｉｃあるいはｖｉｄの
値がサンプルホールドされ、Ａ／Ｄ変換か開始される。

割込み信号か発生してからＡ／Ｄ変換開始までの遅延時
間ｔｄは、前述したように、マイクロコンピュータの割
込み機能を用いているなめに考慮しなければならないも
のである。次に、ステップ２０２では、Ａ／Ｄ変換が終
了するまで待機し、Ａ／Ｄ変換の終了を確認後、ステッ
プ２０３に移る。

Ａ／Ｄ変換された電流検出端子の電圧ｖｉｃあるいはｖ
ｉｄはＰＷＭ信号Ｐ１ａあるいはＰｌｂがオンのときの
中心の電流、即ち、電動機電流ｔＨの平均値に比例する
ので、これを電流フィードバック値ｉｆとして主演算ユ
ニット２４に入力する。この値が第４図のステップ１０
３で用いられることによす、主演算ユニット２４で演算
される電流制御の応答性を高めることかできるにのように、この実施例を用いれば、ディジタル制御回路
６を既存のＰＷＭ発生回路及びＡ／Ｄ変換器を内蔵した
ワンデツプマイクロコンピュータだけで構成できるので
、小型化、低価格化を図ることかできる。特に、この実
施例のように、電動式パワーステアリング装置に適用す
れば、ディジタル制御回路、ＰＷＭブリッジ回路を電動
機、ステアリングｍ構部材に小型一体止できるので、さ
らに低価格なシステムを提供できる。

第６図は、電動機電流ｉＨの瞬時値から電動機電流の平
均値を検出する他の実施例を示すタイムチャートである
。電動機電流ｉＨの瞬時値を用いた場合、制御用ＰＷＭ
信号Ｐ１のオン期間中だけでなく、オフ期間中にも、電
動機電流ｉの瞬時値かその平均と一致する。そこで、第
６図の実施例では、電動機電流ｉＨを直接検出し、これ
をサンプルホールド回路２１に出力すると共に、電流検
出用信号の決め方を次のようにしている。即ち、電流検
出用電圧ｖｄは電圧指令値ｖＲと搬送波信号ｖＣの最大
値ｖ　ＨＡＸとの平均値とする。この電流検出用電圧ｖ
ｄを用いて電流検出用パルス信号Ｐ’２を決める。

第７図に、第６図の電流検出用パルス信号Ｐ’２を演算
するための回路図を示す。この図において、電流検出用
電圧演算回路２８で、ｖｄ　−（ｖＲ＋ｖＨＡＸ　）　／　２という演算を行
っている。そして、この電流検出用電圧ｖｄと搬送波信
号Ｖ、Ｃを比較し、第２のＰＷＭ発生回路２０で電流検
出用ＰＷＭ信号Ｐ２を得る。

この信号をそのまま検出タイミングを得るために用いる
こともできるが、本実施例では、単安定マルチバイブレ
ータ２つを追加し、電流検出用パルス信号Ｐ’２をこれ
により発生している。そして、電流検出用パルス信号Ｐ
’２の立ち下がりにより電動機電流ｉＨを検出し、電流
フィードバック値ｉｆを得る。

本実施例では、制御用ＰＷＭ信号がオフ時に６平均電流
を瞬時に検出することができ、電圧指令値が零、あるい
は逆方向になって、制御用ＰＷＭ信号のオフ期間が続く
場合にも、電流を検出して制御できる。

また、単安定バルチバイプレータ２９を用いることによ
り、電流検出用電圧ｖｄがｖ　ＨＡＸに非常に近づいて
電流検出用ＰＷＭ信号が下方にヒゲ状の信号になった場
合にも、一定幅のパルスを確保できるので、電流を安定
に検出できる。

以上、本発明の詳細な説明したが、電動機を流れる電流
の検出は制御用ＰＷＭ信号のオン期間とオフ期間の一方
だけではなく、両方で行ってもよく、この場合は、より
高応答の電流制御を得ることができる。

また、スイッチング素子としては、ＦＥＴだけでなく、
パワートランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ、静
電誘導サイリスタ等を用いてもよい。また、電流検出方
法としては、電流検出端子性ＦＥＴのかわりにシャント
抵抗の電圧降下を検出する方法、電動機電流をホール電
流トランス（ＣＴ）を用いる方法などを適用できること
はいうまでもない。

また、マイクロコンピュータ内部においてＰｗＭ発生回
路の出力によりＡ／Ｄ変換器の開始を直接設定できる機
能があれば、主演算ユニットの処理を軽減する方法とし
て、その機能を用いてもよい。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ディジタル制御回路に適した鋸歯状の
搬送波信号を用いると共に、脈動する電流の中から平均
値とほぼ一致する電流瞬時値を検出できるので、電流制
御系の応答を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電動式パワーステアリング装置に適用した本発
明の一実施例による電流制御装置の構成を示す概略図で
あり、第２図はその電流制御装置における電流検出の方
法を示すタイムチャートであり、第３図はワンチップマ
イクロコンピュータを用いた本発明の他の実施例による
電流制御装置を示す概略図であり、第４図はその電流制
御装置の主演算ユニットで行われる電流制御演算の手順
を示すフローチャートであり、第５図は割り込み信号が
発生したときに同主演算ユニットで行われる電流検出処
理の手順を示すフローチャートであり、第６図は本発明
の更に他の実施例による電流制御装置の電流検出方法を
示すタイムチャートであり、第７図はその実施例の電流
検出用パルス信号を演算するための回路を示す図である
。符号の説明１・・・ハンドル４ａ、４Ｂ・・・タイヤ６・・・ディジタル＃１１＃回路７・・・ＰＷＭブリッジ回路（ＰＷＭ変換器）９・・・
電動機１０ａ、１０ｂ・・・ステアリングリング機構部材１１
ｃ、ｌｉｄ・・・電流検出回路附ＦＥＴ　（電流検出回
路）１２・・・電流指令回路１３・・・減算回路（演算回路）４・・・電圧指令回路（同）５・・・搬送波発生回路６・・・第１のＰＷＭ発生回路９・・・比例回路（第１の手段）Ｏ・・・第２のＰＷＭ発生回路（第２の手段）１・・・
サンプルホールド回路（電流検出回路）８・・・電流検
出用電圧演算回路（第１の手段）９・・・単安定マルチ
バイブレータ（第２の手段）出願人　　株式会社　日立
製作所同　　　日立オーＩ〜モチイブエンジニアリング株式会
社

Claims

【特許請求の範囲】

（１）搬送波信号を発生する搬送波発生回路と、前記搬
送波信号と電圧指令値とを比較して第１のＰＷＭ信号を
得る第１のＰＷＭ発生回路と、前記第１のＰＷＭ信号に
よりスイッチング制御されるＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ
変換器の出力電圧により駆動される電動機と、前記電動
機を流れる電流を検出する電流検出回路と、該電流検出
回路から得られるフィードバック電流値と電流指令値に
より前記電圧指令値を演算する電圧演算回路とから構成
される電流制御装置において、前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記搬送
波信号と前記電圧指令値以下の電流検出用電圧値とを比
較して第２のＰＷＭ信号を得る第２のＰＷＭ発生回路を
設け、前記電流検出回路を、前記第２のＰＷＭ信号に同
期したタイミングで電流を検出するように構成したこと
を特徴とする電流制御装置。
（２）前記電流検出用電圧値が前記電圧指令値の１／２
近傍の値であることを特徴とする請求項１記載の電流制
御装置。
（３）前記第１のＰＷＭ発生回路、第２のＰＷＭ発生回
路及び搬送波発生回路がワンチップマイクロコンピュー
タに内蔵されていることを特徴とする請求項１記載の電
流制御装置。
（４）ハンドルから操舵力に対応した電流指令値を演算
する電流指令回路と、前記電流指令値とフィードバック
電流値により電圧指令値を演算する電圧指令回路と、搬
送波信号を発生する搬送波発生回路と、前記搬送波信号
と前記電圧指令値とを比較して第１のＰＷＭ信号を得る
第１のＰＷＭ発生回路と、前記第１のＰＷＭ信号により
スイッチング制御されるＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換
器の出力電圧により駆動される電動機と、前記電動機を
流れる電流を検出して前記フィードバック電流値とする
電流検出回路と、前記電動機から発生する補助力をタイ
ヤの転舵方向に加えるステアリング機構部材とから構成
される電動式パワーステアリング装置において、前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記搬送
波信号と前記電圧指令値以下の電流検出用電圧値とを比
較して第２のＰＷＭ信号を得る第２のＰＷＭ発生回路を
設け、前記電流検出回路を、前記第２のＰＷＭ信号に同
期したタイミングで電流を検出するように構成したこと
を特徴とする電動式パワーステアリング装置。
（５）搬送波信号を発生する搬送波発生回路と、前記搬
送波信号と電圧指令値とを比較して制御用ＰＷＭ信号を
得るＰＷＭ発生回路と、前記制御用ＰＷＭ信号によりス
イッチング制御されるＰＷＭ変換器と、該ＰＷＭ変換器
の出力電圧により駆動される電動機と、前記電動機を流
れる電流を検出する電流検出回路と、該電流検出回路か
ら得られるフィードバック電流値と電流指令値により前
記電圧指令値を演算する電圧演算回路とから構成される
電流制御装置において、前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記電圧
指令値から、この電圧指令値の１／２近傍の値をとる演
算と、該電圧指令値と前記搬送波信号の最大値との平均
値をとる演算の少なくとも一方の演算を行い、少なくと
も１つの電流検出用電圧値を得る第１の手段と、前記搬
送波信号と前記電流検出用電圧値とを比較して電流検出
用パルス信号を得る第２の手段とを設け、前記電流検出
回路を、前記電流検出用パルス信号に同期したタイミン
グで電流を検出するように構成したことを特徴とする電
流制御装置。
（６）ＰＷＭ変換器により駆動される電動機をを流れる
電流を検出してフィードバック信号とし、このフィード
バック信号と電流指令値とにより電圧指令値を演算し、
この電圧指令値と搬送波信号とを比較して制御用ＰＷＭ
信号を作り、この制御用ＰＷＭ信号により前記ＰＷＭ変
換器をスイッチング制御するＰＷＭ変換器の電流制御方
法において、前記搬送波信号を鋸歯状の搬送波信号とすると共に、前
記電圧指令値から、この電圧指令値の１／２近傍の値を
とる演算と、該電圧指令値と前記搬送波信号の最大値と
の平均値をとる演算の少なくとも一方の演算を行って少
なくとも１つの電流検出用電圧値を得、前記搬送波信号
とこの電流検出用電圧値とを比較して電流検出用パルス
信号を作り、この電流検出用パルス信号に同期したタイ
ミングで前記ＰＷＭ発生回路を流れる電流を検出するこ
とを特徴とする電流制御方法。