JPH0399979A - モータ駆動用電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ＰＷＭ制御を行う電流制御装置に係わり、特
に信頼性が要求される自動車用電動式パワーステアリン
グ装置に好適な電流制御装置に関する。

［従来の技術］ パワーステアリング装置に用いる電動機（以下モータと
いう）は、特開昭６０−３５６６４、同６１−２７１１
６８号に示されているように、モータをスイッチング素
子で構成したブリッジ回路に負荷として接続し、モータ
の回転方向に応じて定まる一対の対向スイッチング素子
を通して駆動される。モしてモータ電流は、オン状態と
されるスイッチング素子の一方を継続してオンとし、他
方をＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）とすることにより
制御される。このように、オンとする素子の一方のみを
ＰＷＭ変調する方法を片側チョッパ方式と呼ぶと。

この片側チョッパ方式はモータ電流の脈動を少なくする
ことができ、わずかなトルク変動でもフィーリングに影
響する電動式パワーステアリング装置に適している。

［発明が解決しようとする課題］ 上記した従来技術では、高速で回転しているモータを急
に反転させたとき、つまりハンドルを一方向に転舵中に
急に逆方向に転舵したとき、スイッチング素子のＰＷＭ
制御が行われていても、モータの逆起電力によりモータ
に過電流が流れるという問題点があった。この問題点を
第５図及び第６図を用いて以下に詳しく説明する。

第５図（ａ）はブリッジ回路を用いた従来の電流制御装
置の構成を示したもので、第５図（ｂ）〜（ｇ）はその
動作モードを示したものである（電流の流れている素子
のみを示している）。ブリッジ回路はバッテリー８　（
電圧ＶＢ）を電源とし、モータ９を負荷とするブリッジ
構成となっており、バッテリー８の正極側に接続された
スイッチング素子１２ａ、　１２ｂ、バッテリー８の負
極側に接続されたスイッチング素子１２ｃ、　１２ｄ及
びスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード１
３ａ〜１３ｄから構成されている。

このブリッジ回路を駆動するために、電流脈動が少ない
片側チョッパ方式が用いられるが、これを第６図のタイ
ムチャートを用いて説明する。第６図は一方向に一定ト
ルクを発生しているときに急に逆方向に一定トルクを発
生するような指令が出た場合のタイムチャートであり、
例えば、電動式パワーステアリングでは一方向に転舵中
に急に逆方向にハンドルを転舵することに相当する。ま
ず、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間！では、スイッチ
ング素子１２ａをオンさせる信号ＳａをＰＷＭ動作させ
、スイッチング素子１２ｄをオンさせる信号Ｓｄを継続
的にオンとすることにより、一方向に一定トルクを発生
させている。このときスイッチング素子１２ｂ、　１２
ｃはいずれもオフ状態である。この期間ｌでのブリッジ
回路の動作モードは、信号Ｓａがオンの間は第５図（ｂ
）、オフの間は第５図（ｃ）となり、モータ電流ｉＭが
流れる。なお、モータ９内に示した矢印はモータから発
生する逆起電圧Ｖ、の方向を表す。モータ印加電圧ＶＭ
は、信号Ｓａがオンの間＋Ｖ１Ｂ、オフの間Ｏとなるか
ら、信号ＳａのＰＷＭ信号としての通流率αにより、平
均的にはモータ印加電圧ｖＭは＋αＶＢとなる。モータ
電流ｉＨは通流率αにより制御される。

次に１時刻ｔ１でモータが発生するトルクを急に逆にす
る指令が出されたとする。そのとき信号Ｓａｔ　Ｓｄが
オフすると、信号Ｓｂ、Ｓｃのオンオフに係わらず動作
モードは第５図（ｄ）のようになり、モータ電流ｉＨが
零になるまでダイオードＬ３ｂ、１３ｃがオンし続け、
バッテリー８にモータ電流ｉＭを回生する。モータ電流
ｉＭが０になる時刻１．までが期間■である。

時刻ｔ！からモータ電流ｉＨが逆に流れ始めて電流指令
ｉｒと一致する時刻ｔ、までの期間■の動作モードを第
５図（ｃｉ）、　（ｆ）に示す、信号Ｓｂ、Ｓｃがオン
しているときには、第５図（ｅ）に示すように、スイッ
チング素子１２ｂ、　１２ｃがオンし、モータ電流ｉＨ
を矢印の方向に流し始める。しかしこの時点では、モー
タの機械系の時定数は電機子回路の時定数よりも一般に
大きいので、モータ電流ｉＨが逆に流れ出してもモータ
の回転方向は第６図に示すように時刻ｔ□と同じ方向で
ある。そのため、モータの逆起電圧ｖ０の方向は第５図
（ｅ）のようにモータ電流ｉＭの方向と一致する。また
、ＰＷＭ動作の信号ｓｂがオフしている間は、スイッチ
ング素子１２ｂがオフし、ダイオード１３ｄがオンする
。

つまり第５図（ｆ）の回路でモータ電流ｉＭが流れる。

このときも逆起電圧ｖ０はモータ電流ｉＨの方向と一致
する。そのためモータ電流ｉＭは増加し続けるが、これ
が電流指令±１が大きくなると、制御回路（ここでは図
示を省略）が働いて信号ｓｂは常にオフにされ、モータ
電流ｉＨを小さくしようとする。しかしこのときは第５
図（ｆ）の状態が続くから、モータの逆起電圧Ｖ、によ
りモータ電流ｉＭは非常に大きい値となる。そして、モ
ータの回転エネルギーがモータ電流ｉＭにより電機子回
路の抵抗等で消費されると、モータの回転数ｎは徐々に
低下していく、従って、第５図（ｆ）の動作モードはモ
ータ回転数ｎが０となる時刻ｔ４まで続き、この時刻ｔ
、からｔ４までの期間■は長く続き、しかも二の間はＰ
ＷＭ制御に関係なくモータ９に過電流が流れてしまう。

モータ９が逆方向に回転を始める時刻ｔ、以降は、モー
タ９の逆起電圧の方向も第５図（ｇ）のようになる。従
って信号ｓｂをオンするときには、スイッチング素子１
２ｂがオンしてモータ電流ｉＨが増加し、信号ｓｂをオ
フするときはダイオード１３ｄがオンするためモータ電
流ｉＭが減少する。つまり時刻ｔ、以降の期間■では、
信号ｓｂのＰＷＭ動作によりモータ電流ｉＨを制御する
ことができる。

以上のように、片側チョッパ方式により、モータ電流の
制御を行うと、高速に回転しているモータを急に逆方向
に回転した場合に過電流が流れるという問題点があった
。特に電動式パワーステアリング装置ではこのような使
い方を頻繁に行うから、信頼性の点からも問題となる。

本発明の目的は、高速に回転しているモータを急に逆方
向に回転させても過電流が流れないようとした電流制御
装置を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、モータを駆動するブリッ
ジ回路において、モータの回転方向（モータ電流の方向
）に応じて定まる一対の対向スイッチング素子を、モー
タ電流が予め定めた一定値以下のときには前記片側チ１
ツバ方式で駆動し、モータ電流が上記一定値を越えたと
きには上記−対の対向スイッチング素子を双方同時にＰ
ＷＭ駆動するところの上下チョッパ方式により駆動する
ようにした。このときもう一方の対向スイッチング素子
は熱論停止とする。

また上記の目的を達成するために、モータ速度検出器の
８力、あるいはモータ印加電圧とモータ電流から逆起電
圧を推定し、その逆起電圧の大きさと方向、及び電流指
令の方向により、過電流が流れると予想されるときは、
上記モータの回転方向に応じて定まる一対の対向スイッ
チング素子を上記の上下チョッパ方式により駆動し、過
電流が流れると予想されないときは片側チョッパ方式に
より駆動する。

［作用］ 片側チョッパ方式において無制御状態が生じてモータ電
流が急増する原因は、モータを急に反転しようとしたと
きに発生する逆起電圧が、従来例で説明したようにモー
タ印加電圧ＶＭの可変範囲（Ｖｅ、Ｏ）または（ＶＢ−
０）を越えテシマウためである（ＶＢはバッテリー電圧
）。一方、上下チョッパ方式では、後に詳述するように
、モータ印加電圧はＰＷＭ信号のオンオフにともなって
＋■ｂ〜−ＶＢの間で変化し、その絶対値が常にＶＢを
越えないモータの逆起電圧をいつでも制御できる。従っ
て、モータ電流が一定値を越えたとき、あるいはモータ
速度から過電流が流れると判断されるときに上下チョッ
パ方式とすれば、その方式でのＰＷＭ制御によりモータ
電流を常に制御でき、過電流を防ぐことができる。なお
、片側チョッパ方式は上述のようにモータ印加電圧の変
化範囲が、ＰＷＭ信号のオンオフによりｖＢ〜０の間に
あり、それは上下チョッパ方式の半分であるために、モ
ータ電流の脈動が小さくなる。このためモータ電流が一
定値以下あるいは過電流の恐れがないときには片側チコ
ッパ方式で制御して操作性を向上できる。

［実施例］ 以下、本発明を実施例により説明する。第２図は電動式
パワーステアリング装置に適用したときの実施例である
。運転者がハンドル１を操舵すると、ハンドル軸２に取
り付けたトルク検出器３により操舵トルクτが検出され
る。この操舵トルクτと電流検出器５から得られるモー
タ電流ｉＨは制御回路４に入力され、これらの値から制
御演算が行われる。この演算結果にもとづいて、スイッ
チング素子を駆動する駆動信号５ａ＝Ｓｄが制御回路４
から出力され、ドライブ回路６を通してブリッジ回路７
へ印加される。その駆動信号に応じて、ブリッジ回路７
はバッテリー８（電圧Ｖｍ）を電源としてモータ９に印
加するモータ印加電圧ｖＭをＰＷＭ方式により制御する
。モータ９は、ステアリング機構部材１０ａ、　１０ｂ
を通して、タイヤ１１ａ。

１１ｂを転向する補助力を発生する。この一連の動作に
より、運転者が軽い力でハンドルを操舵しても、自由に
タイヤｌｌａ、　ｌｌｂを転向させることができる。

制御回路４で行う演算処理は本発明の特徴とするもので
、この演算処理方法の一実施例を第１図のフローチャー
トに示す。このフローチャートの実行は、ソフトウェア
制御でもハードウェア制御でもよいが、ここではマイク
ロコンピュータを用いたソフトウェア制御とする。第１
図において、ステップ１０１で操舵トルクτとモータ電
流ｉＭが入力されると、ステップ１０２で操舵トルクτ
に応じた最適な補助力をモータ９から出力するための電
流指令ｉＲを演算する。その電流指令ｉＲとモータ電流
ｉＭにより電流制御演算を行い、モータ９に印加する電
圧指令ｖＲ′？！、ステップ１０３で計算する。

次のステップ１０４からが本発明の特徴であるチョッパ
方式の切替えを行う部分である。ステップ１０４はモー
タ電流ｉＨの絶対値と後述するモータ切替電流ｉｌｌと
を比較する。その結果、＋ｉＭ＋≦１０ のときには、片側チョッパ方式を行うためのステップ１
０５以降を処理する。このときは、モータ電流ｉＨは過
電流とはなっていないので、従来と同様の処理を行えば
よい、即ちステップ１０５では、片側チ五ツバ方式にお
いて電圧指令ｖＲとなるようにＰＷＭ制御の通流率αを
決定する０次にモータ切替電流ｉｌ、の値を片側チョッ
パ時切替電流ｘｏ１に設定する。ステップ１０７では、
電流指令ｉＲの正負を判断している。電流指令ｉＲが正
のときには、ステップ１０８で信号Ｓｂ、Ｓｃがオフ、
信号Ｓｄがオン、信号Ｓａが通流率αのＰＷＭ信号とな
るように出力を設定する。従って、第２図においてスイ
ッチング素子１３ａがＰＷＭ動作、スイッチング素子１
３ｄがオン状態となるので１片側チョッパ方式の動作を
する。また、電流指令ｉＲが負のときには、ステップ１
０９で信号Ｓａ、Ｓｄがオフ、信号Ｓｃがオン、信号ｓ
ｂが通流率αのＰＷＭ信号となるように設定するので、
モータ９に印加されるモータ印加電圧ＶＭがｉｉ＞Ｏの
ときと逆の片側チョッパ方式となる。また、１ｉ＝ｏの
ときにはステップ１１５で信号Ｓａ”Ｓｄのすべてをオ
フとする。

一方、ステップ１０４において ｉ　Ｍ　ｌ　＞　ｉ　。

のときには、上下チョッパ方式を行うためのステップ１
１０以降の処理を行う、即ちステップ１１０データでは
、上下チョッパ方式においてもモータ印加電圧ｖＭが電
圧指令ＶＲとなるように通流率αを計算する０次のステ
ップ１１１ではモード切替電流ｉ。

を上下チ１ツバ時切替電流ｉ、！に設定する。１（１１
を前述の１０□よりも低い値に設定することにより、モ
ード切替電流にヒステリシスを持たせることができ、片
側チョッパ方式と上下チョッパ方式の間のモード切替が
頻繁になることを避けられる。ステップ１１２では、ス
テップ１０７と同様に電流指令ｉＲの正負により、モー
タ印加電圧ｖＭの方向を判断する。即ちｉ　Ｒ）Ｑのと
きにはステップ１１３で信号Ｓｂ、Ｓｃをオフ、信号Ｓ
ａ、Ｓｄをともに通流率αのＰＷＭ信号となるように設
定する。同様に、ｉｉ＜Ｏのときにはステップ１１４に
おいて信号Ｓａ。

Ｓｄをオフ、信号Ｓｂ、Ｓｃをともに通流率αのＰＷＭ
信号となるように設定する。これにより、ブリッジ回路
７の動作は上下チョッパ方式となる。

なお、ｉ＊＝Ｑのときにはステップ１１５で信号Ｓａ〜
Ｓｄをすべてオフする０以上が制御回路４の動作である
。

次に、第１図のフローチャートにもとづく制御を行った
ときのモータの動作を説明する。第３図は、モータ９が
一方向に回転中に急にそれを逆方向に回転させたときの
動作を示すタイムチャート、第４図はブリッジ回路７の
動作モードを示すものである。時刻ｔ、から時刻ｔ、ま
での期間Ｉ、■は第５図及び第６図に示す従来例と同じ
動作をする。

つまり、第４図（ｂ）（Ｓａオン、Ｓｄオフ）と第４図
（ｃ）（Ｓａオフ、Ｓｄオン）の動作モードを信号Ｓａ
のＰＷＭ信号により繰り返したのち（以上期間Ｉ）、時
刻ｔ工以降はすべてスイッチング素子がオフとなり、第
４図（ｄ）の動作モードがモータ電流ｉＭが０になるま
で続く（期間■）。次に、時刻ｔｌＩから時刻ｔ、＾ま
での期間■Ａでは、モータ電流ｉＭが小さく、モータ切
替電流１０はｘｏｚに設定されている。そのため、モー
タ電流ｉＭがｘｓｔを越えるまでは、従来と同様に片側
チ１ツバ方式で動作する。第４図ｃｅ：＋ｔ　（ｆ）の
動作モードがこのをＰＷＭ動作させる片側チョッパ方式
に変更され、従来と同様の電流制御が行われる。

以上のように、この実施例を用いることにより、モータ
を急に逆回転した場合にも過電流が流れることはなく、
常に最適のトルク制御を行うことができる。従って、本
実施例の電動式パワーステアリングのように、ハンドル
操作で常に反転を繰り返す必要のあるシステムでは、こ
の実施例により信頼性を向上させることができる。なお
、上下チョッパ方式を常に用いる方法も考えられるが、
片側チョッパ方式の方がモータ印加電圧の変化幅が小さ
く、ハンドル操作のフィーリングに影響する電流脈動を
減らせるから、両者を併用した本実施例は電動式パワー
ステアリングの駆動装置用として適している。

第７図は、第２図の実施例の変形例を示すもので、制御
回路のＰＷＭ出力端子を少なくしたものである。制御回
路としてＰＷＭ出力端子を有するワンチップマイコンを
用いるのが好ましいが、ワンチップマイコンの場合、高
周波数のスイッチング動作（例えば２０ｋＨｚ程度）が
可能なＰＷＭ出力端子は一般に少ない。例えば、日立膜
のワンチップマイコンＨ８１５３２では、ＰＷＭ出力端
子は３本である。従ってこのマイコンそのままでは、第
２図の制御回路４（Ｓａ＝Ｓｄは全てＰＷＭ出力可能）
としては利用できない、そこで、第７図の制御回路４Ａ
では、信号Ｓａ、Ｓｂの２つはＰＷＭ信号を出力する端
子から直接とり、信号Ｓｆ、Ｓｓの２本は片側チョッパ
方式と上下チョッパ方式の切替えを行う信号で、これは
通常のディジタル出力端子から出力している。第８図は
これらの出力信号Ｓ　ａ　ｙ　Ｓ　ｂ　、Ｓ　ｅ　ｅ　
Ｓ　ｆのタイムチャートを示したものである。スイッチ
ング素子１２ａ、　１２ｄによってモータを駆動する場
合は１片側チョッパ方式のとき信号Ｓａ＠：ＰＷＭ信号
、信号Ｓｆをオンとしてオア回路１４ａの出力Ｓｄが信
号Ｓｆと同じ（一定値）となるようにし、上下チョッパ
方式のとき信号ＳａをＰＷＭ信号、信号Ｓｆをオフとし
てオア回路１４ａの出力Ｓｄを信号Ｓａと同じＰＷＭ信
号となるようにする。同様にスイッチング素子１２ｂ、
　１２ｃによってモータを駆動する場合は、片側チョッ
パ方式のとき信号Ｓｂｔ−ＰＷＭ信号、信号Ｓｅをオン
として、オア回路１４ｂの出力Ｓｃが信号Ｓｓと同じ（
−定値）となるようにし、上下チョッパ方式のとき信号
ｓｂをＰＷＭ信号、信号Ｓｓをオフとしてオア回路１４
ｂの出力Ｓｃを信号ｓｂと同じＰＷＭ信号となるように
する。

この実施例を用いれば、ＰＷＭ出力端子が２個以上ある
ワンチップマイコンであれば、制御回路として使えるか
ら、回路の小形化ができる。電動式パワーステアリング
の場合には、制御回路の小形化により、ハンドル軸上に
モータ、制御回路、トルク検出器等をすべて一体化して
の装着が可能になり、その効果は大きい。

第９図は本発明の別の実施例であり、片側チョッパ方式
と上下チョッパ方式を切替えるための判定処理を、第１
図及び第２図の実施例とは異なってハードウェア、即ち
過電流検出器１５で行い、また切替回路１６を設けるこ
とにより、制御回路４Ｂとしては、ＰＷＭ出力が２個で
よい片側チョッパ方式専用のもの（従来と同じ）を用い
て上下チ膳ツバ方式による制御も行えるようにしたもの
である。制御回路４Ｂの出力は、第１Ｏ図に示されてお
り、スイッチング素子Ｌ２ａ、　１２ｄの対向組が駆動
されるときには信号８ｇオン、信号ＳａがＰＷＭ信号と
なり、スイッチング素子１２ｂ、　１２ｃの対向組が駆
動されるときは信号ｓｈオン、信号ｓｂがＰＷＭ信号と
なる。過電流検出器１５で過電流が流れていないと判断
された場合には、切替回路１６をイ側に接続し、信号Ｓ
ｃ、Ｓｄをそれぞれ信号Ｓｇｔ　Ｓｈとするから、この
ときは片側チョッパ方式でブリッジ回路７が動作する。

また、過電流検出器１５で過電流が流れていると判断さ
れた場合には、切替回路１６を口側に接続して信号Ｓｃ
、Ｓｄをそれぞれ信号Ｓｂ、Ｓａと同じにする。このと
きは上下チョッパ方式でブリッジ回路７を動作させるこ
とができる。

なお、ＰＷＭ信号の通流率αとモータ印加電圧ｖＭの平
均値の関係は片側チョッパ方式と上下チョッパ方式では
異なるが、電流制御演算によるフィードバックループの
働きがあるため、モータ電流ｉＭの平均値はいずれもほ
ぼ電流指令ｉＲにすることができる。

この実施例を用いれば、制御回路４Ｂとしてワンチップ
マイコンを用いたときのソフトウェアの処理を軽減する
ことができ、サンプリング時間を低減できる。そのため
、制御特性をさらに改善できる。

なお、本実施例の切替回路を用いた上下チョッパ方式時
のＰＷＭ信号出力方法は第２図にも適用可能で、このと
きは切替回路１６の切替えをソフトウェアによる電流判
定結果により行う構成とすればよく、制御回路のＰＷＭ
出力数を減らせるのは第７図の場合と同じである。また
第７図の駆動信号出力方法と本実施例の過電流のハード
ウェア検出を組み合わせることもできる。さらに過電流
検出器１５による過電流検出の域値も、第１図の場合と
同様にヒステリシス特性を持たせて、２つのチョッパ方
式の間の頻繁な切替えを防ぐようにすることもできる。

第１１図は第１図に示したソフトウェア処理の実施例の
変形例を示したもので、モータ電流の絶対値が所定値を
越えたとき、タイマで設定した時間だけ、上下チョッパ
方式を用いるようにし、それ以外のときには常に片側チ
ョッパ方式で動作させるものである。まず、トルク、モ
ータ電流を取り込み、電流指令と電圧指令を算出した後
（ステップ１０１〜１０３）　、ステップ１２０でタイ
マがオンしているかを判断する。オンしていない場合は
、ステップ１０４に飛ぶ、タイマがオンしている場合に
は、タイマ時間が一定時間Ｔｃを越えているかをステッ
プ１２１で調べる。タイマ時間が一定時間Ｔｃを越えて
いない場合は、上下チョッパ方式を続けるため、ステッ
プ１１０で通流率αを求める。タイマ時間が一定時間Ｔ
ｃを越えた場合には、ステップ１２２でタイマをオフす
る。その次のステップ１０４では、モータ電流ｉこの絶
対値とモード切替電流ｉ、を比較する。

１１Ｍ１≦１０ のときには、過電流が流れていないので、片側チ１ツバ
方式を行うため、ステップ１０５で通流率αを求める。

＋ｉＭｌ＞ｉ。

のときには、過電流が流れると見なし、上下チョッパ方
式でブリッジ回路７を動作させるように、ステップ１２
３でタイマをオンし、ステップ１１０へ進む、ステップ
１０７以降の片側チョッパ方式の制御及びステップ１１
２以降の上下チョッパ方式の制御は第１図と全く同じで
ある。

以上の処理を行うことにより、モータ電流ｉＭが一定の
モード切替電流１０を越え、過電流が流れる可能性があ
る場合、上下チョッパ方式による制御を一定時間Ｔｃだ
け続ける。その間にモータの回転数ｎが徐々に低下し、
逆起電圧Ｖ。が十分小さくなるように時間Ｔｃを定めれ
ば、その後片側チョッパ方式にしても過電流は流れない
。なお。

この実施例では１時間Ｔｃより短い時間ではモード切替
えはおこらないから、第１図の実施例のようなモード切
替電流１０にヒステリシスを持たせる必要はない、また
本実施例や第１図の実施例では２つのモード切替えの頻
発を避けるために、りイマ機能やヒステリシス機能を持
たせたが、ＰＷＭ制御演算のサンプリング時間が短い場
合にはそのような機能は不必要で、第９図の実施例のよ
うにモード切替だけを行えばよい、また、駆動信号の出
力方法は第２図と同じとしたが、第７図あるいは第９図
に示した出力方法を適用すれば、２個のＰＷＭ信号出力
をもつチップを利用できる。

第１２図は、速度検出器を用いた本発明の他の実施例で
ある。今まで述べた実施例はすべて過電流の発生をモー
タ電流の大きさから検出したものであったが、本実施例
はモータの回転方向及びモータ電流の方向が一致してい
るか否かにより、過電流の発生を検出するものである。

このため、モータ９の回転数を検出する速度検出器１７
をモータ９に取り付け、速度検出器１７の出力、つまり
モータ回転数を制御回路４Ｃに入力している。第１３図
に制御回路４Ｃで行われる処理のフローチャートを示す
。電圧指令ＶＲを演算するステップ１０３までは第１図
、第１１図と同じ処理である。ステップ１３０でモータ
回転数ｎを入力し、次のステップ１３１において電流指
令ｉＲの符号とモータ回転数の符号を比べる。符号が同
じ場合には、第３図の期間！の状態と見なせるので１片
側チョッパ方式の処理を行うためのステップ１０５に飛
ぶ、また、ｉＢとｎの符号が異なる場合は、ステップ１
１０に飛んで上下チ１ツバ方式の処理を行う、以下の処
理はやはり第１図、第１１図の場合と同じである。

この実施例では、モータ電流ｉＭの大きさに関係なく、
過電流が流れることをモータ回転数（回転方向）により
予知できるので、モータ電流ｉＨの検出遅れの心配なし
に過電流を防止することができる。

また、モータの回転数が小さいときには、逆起電圧は小
さく、過電流が流れない、そこで、モータ回転数がある
一定値以下のときには、ｉＲとｎの符号にかかわらず、
常に片側チョッパ方式とすることもできる。更に、速度
検出器の代わりにモータ電流ｉＭ、モータ印加電圧ｖ）
４からモータ回転数ｎを推定するオブザーバ−を用いて
もよい、さらに第１３図のように、回転方向だけがわか
ればいい場合は、速度検出器でなく、回転方向判別手段
を用いてもよい６回転方向判別手段の一例としては、位
相の９０度異なる２つのパルスを有するエンコーダから
容易に得る方法がある。

なお、本実施例の駆動信号出力方法は第２図と同じとし
ているが、この場合にも第７図あるいは第９図の出力方
法が可能で、そうすれば２個のＰＷＭ出力を持つチップ
の利用ができ、小形化が図れる。

さらに以上に述べた各実施例においては、片側チョッパ
方式として、上側のスイッチング素子１２ａ、　１２ｂ
をＰＷＭ制御するものとしたが、当然下側のスイッチン
グ素子１２ｃ、　１２ｄをＰＷＭ制御する方式でもよい
、しかし電流検出をブリッジ回路で行う場合は、上側で
ＰＷＭ制御する方がアース等の関係から有利である。ま
たスイッチング素子としては各図面上ではパワートラン
ジスタを示しているが、これは電界効果トランジスタ（
ＦＥＴ）等のパワースイッチング素子も使用できること
は言うまでもない。また、実施例はすべて電動式パフ−
ステアリング装置への適用例としているが、当然のこと
ながらブリッジ回路を有するモータ制御装置であれば本
発明はいつでも適用できる。

［発明の効果］ 本発明によれば、通常は電流脈動の少ない片側チョッパ
方式を用いながら、モータを急に逆回転させたときに生
じる過電流を防止できる。特に頻繁にモータ逆転の発生
する電動式パワーステアリング装置に用いれば、信頼性
を向上できる効果がある。また、モータ回転数または回
転方向の検出によりチョッパ方式の切替えを行えば、モ
ータ電流の検出遅れの心配なしに過電流を確実に防止で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はモータ電流値によって制御モードを
切替える実施例の制御フローチャート及び装置構成のブ
ロック図、第３図及び第４図は第１の実施例の動作を示
すタイムチャート及び回路説明図、第５図及び第６図は
従来のブリッジ回路の動作状態を示す回路説明図及びタ
イムチャート、第７図及び第８図は制御回路の出力方法
が第１図と異なる他の実施例のブロック図及び動作タイ
ムチャート、第９図及び第１Ｏ図は過電流検出器を設け
た他の実施例のブロック図及びその動作タイムチャート
、第１１図はモータ電流値及びタイマによって制御モー
ドを切替える他の実施例のフローチャート、第１２図及
び第１３図は速度検出器１７を用いた他の実施例のブロ
ック図及び制御フローチャートである。 ４．４Ａ〜４Ｃ・・・制御回路、５・・・電流検出器。 ６・・・ドライブ回路、７・・・ブリッジ回路、８・・
・バッテリー、９・・・モータ、１２ａ＝１２ｄ・・・
スイッチング素子、１４ａ、　１４ｂ・・・オア回路、
１６・・・切替回路、１７・・・速度検出器、５ａ＝Ｓ
ｄ・・・駆動信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源に接続されたブリッジ回路と、モータの電
   流検出器と、上記ブリッジ回路の対向する辺にあるスイ
   ッチング素子の対向組のいずれか一方を上記電流検出器
   の出力及び与えられたトルク目標値に応じて駆動しかつ
   上記対向組の他方をオフとするための駆動信号を出力す
   ることによりパルス幅変調電圧がモータへ印加されるよ
   うに制御する制御手段と、該手段の出力する駆動信号を
   増幅して上記スイッチング素子へ印加するドライブ回路
   とを有したモータ駆動用の電流制御装置において、上記
   制御手段は、モータに過電流が流れるか否かを判定する
   判定手段と、該手段によってモータに過電流が流れない
   と判定されたときには上記オンオフする方の対向組の一
   方のスイッチング素子を継続的にオンとしかつ上記対向
   組の他方のスイッチング素子をオンオフするための第１
   モード駆動信号を出力し、上記判定手段によってモータ
   に過電流が流れると判定されたときには上記オンオフす
   る方の対向組のスイッチング素子の双方を同時にオンオ
   フするための第２モード駆動信号を出力する駆動信号出
   力手段とから構成したことを特徴とする電流制御装置。 ２、前記判定手段は、予め定められたモータ電流の域値
   と前記検出器により検出されたモータ電流との比較を行
   い、上記検出されたモータ電流の方が上記域値より小さ
   いときはモータに過電流が流れないと判定し、上記域値
   より大きいときはモータに過電流が流れると判定するこ
   とを特徴とする請求項１記載の電流制御装置。 ３、前記検出されたモータ電流と前記域値との比較をソ
   フトウェア手段により行うことを特徴とする請求項２記
   載の電流制御装置。 ４、前記検出されたモータ電流と前記域値との比較をハ
   ードウェア手段により行うことを特徴とする請求項２記
   載の電流制御装置。 ５、前記域値は、前記判定手段がモータに過電流が流れ
   ないと判定している状態から流れると判定を変更すると
   きの第１の域値と、モータに過電流が流れると判定して
   いる状態から流れないと判定を変更するときの第２の域
   値とから成り、かつ上記第１の域値は上記第２の域値よ
   りも大きいことを特徴とする請求項２ないし４記載の電
   流制御装置。 ６、前記判定手段にタイマを有せしめ、該判定手段は、
   前記電流検出器により検出されたモータ電流が予め定め
   られた域値より大きくなったとき上記タイマをセットす
   ると同時にモータに過電流が流れると判定し、上記検出
   されたモータ電流が上記域値より小さくかつ上記タイマ
   がタイムアップしたときモータに過電流が流れないと判
   定することを特徴とする請求項１記載の電流制御装置。 ７、前記判定手段は、モータの回転方向及びモータ電流
   の方向を検出する検出手段と、上記モータの回転方向と
   モータ電流の方向とがモータの定常運転時の各方向と一
   致しているときはモータに過電流が流れないと判定し、
   一致していないときにはモータに過電流が流れると判定
   する構成としたことを特徴とする請求項１記載の電流制
   御装置。 ８、前記駆動信号出力手段は、パルス幅変調されたオン
   オフ信号及び継続的なオン信号の何れをも出力可能な、
   前記ブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子対
   応に１つずつ設けられた出力回路を有し、前記判定手段
   の判定結果に応じて駆動されるスイッチング素子の上記
   出力回路から上記オンオフ信号あるいはオン信号を出力
   するように構成したことを特徴とする請求項１ないし７
   記載の電流制御装置。 ９、前記駆動信号出力手段は、前記スイッチング素子の
   対向組ごとに、パルス幅変調されたオンオフ信号を上記
   対向組の１つのスイッチング素子へ出力するオンオフ出
   力回路と、継続的なオン信号を出力するオン信号出力回
   路と、上記オンオフ信号及びオン信号のオアをとって上
   記対向組のもう１つのスイッチング素子へ出力するオア
   回路とを有し、前記判定手段の判定結果に応じて駆動さ
   れる対向組へ前記第１モード駆動信号を出力するときに
   は上記対向組対応のオンオフ出力回路及びオン出力回路
   の双方から上記オンオフ信号及びオン信号をともに出力
   し、上記判定結果に応じて駆動される対向組へ前記第２
   モード駆動信号を出力するときには上記対向組対応のオ
   ンオフ出力回路から上記オンオフ信号を出力し上記オン
   信号は出力しないように構成したことを特徴とする請求
   項１ないし７記載の電流制御装置。 １０、前記駆動信号出力手段は、前記スイッチング素子
   の対向組ごとに、パルス幅変調されたオンオフ信号を上
   記対向組の１つのスイッチング素子へ出力するオンオフ
   出力回路と、継続的なオン信号を出力するオン信号出力
   回路と、上記オンオフ信号かオン信号かの何れかを選択
   して上記対向組のもう１つのスイッチング素子へ出力す
   るスイッチ回路とを有し、前記判定手段の判定結果に応
   じて駆動される対向組に対応する上記オンオフ出力回路
   及びオン出力回路から上記オンオフ信号及びオン信号を
   ともに出力し、上記駆動が前記第１モードの駆動信号に
   よるものであるときには上記スイッチ回路が上記オン信
   号を選択し、上記駆動が前記第２モードの駆動信号によ
   るものであるときには上記スイッチ回路が上記オンオフ
   信号を選択するように構成したことを特徴とする請求項
   １ないし７記載の電流制御装置。 １１、前記対向組の１つが前記第１モード駆動信号によ
   り駆動されるときには、当該対向組のスイッチング素子
   のうち前記ブリッジ回路の直流電源の正側にその一端が
   接続された素子がオンオフされるように駆動しかつ他方
   が継続的にオンされるように駆動する構成としたことを
   特徴とする請求項１ないし１０記載の電流制御装置。