JP2001058578A - 電動パワーステアリング制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 良好な操舵感覚および耐久性が得られなが
ら、従来技術よりも安価な電動パワーステアリング制御
装置を提供すること。 【解決手段】 本発明の電動パワーステアリング制御装
置１０は、負荷に対応して駆動モードを切替える駆動モ
ード演算手段３と、方向指令演算手段４と、デューティ
比演算手段６とを、電流制御演算手段２に有する。デュ
ーティ比演算手段６は、ＰＩ制御演算手段６１、変換手
段６６および演算値選択手段６２をもつ。駆動モードが
切り替わると、演算値選択手段６２の作用で、ＰＩ制御
演算手段６１による制御演算の代わりに変換手段６６に
よる関数演算が行われ、切替え前と同等の印加電圧が得
られるようにデューティ比信号Ｄｔが切替えられる。す
るとハンチングが防止されるので良好な操舵感覚および
耐久性が得られ、切替え時の演算負荷が小さいので遅く
ても安価なデジタルプロセッサを採用できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気自動車やハイ
ブリッドカーに好適な電動パワーステアリング装置の制
御技術分野に属する。

【０００２】

【従来の技術】（一般論）電動パワーステアリング装置
は、図１に示すように、ハンドルを通してステアリング
コラム（ステアリングシャフト）にかかる操舵トルクに
応じ、適正な補助操舵力を直流モータ（電動機）に発生
させて操舵機構を駆動する装置である。電動パワーステ
アリング装置は、操舵トルクセンサおよび車速センサな
どのセンサの信号に基づき、車載コンピュータ（ＥＣ
Ｕ）によって直流モータを駆動する。本明細書中では、
この車載コンピュータのことを電動パワーステアリング
制御装置と呼ぶこととする。

【０００３】通常、電動パワーステアリング制御装置
は、図２および図３に示すように、電流指令値演算手段
１と電流制御演算手段２’とを有し、両演算手段１，
２’は、単一のマイクロコンピュータによってソフトウ
ェアにより実行される。

【０００４】ここで、電流指令値演算手段１は、図２に
示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの
検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの
検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動す
る直流モータに流すべき電流の指令値である電流指令値
を算出する手段である。すなわち、電流指令値演算手段
１は、操舵トルク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ₁ｓ＋
１）／（ＡＴ₁ｓ＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐ
を生成し、さらに同信号Ｔｐに対し車速信号Ｖに応じた
マップ関数を施して基本電流指令値Ｉｃｂを生成する。
また、これと並行して操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ
／（Ｔ₂ｓ＋１）によって疑似微分した信号Ｔｉを生成
し、同信号Ｔｉに適正なゲインＫをかけて慣性補償電流
指令値Ｉｃｉを生成する。そして、基本電流指令値Ｉｃ
ｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合わせて、電流
指令値Ｉｃを生成する。

【０００５】一方、電流制御演算手段２’は、直流モー
タに流れている電流の検出信号である電流検出値とこの
電流指令値Ｉｃとの偏差に応じ、直流モータを駆動する
Ｈブリッジ回路を制御する駆動手段に方向指令信号Ｄｉ
ｒおよびデューティー比信号に相当する信号Ｄｔを与え
る演算手段である。すなわち、電流制御演算手段２’
は、直流モータに流れている電流の検出値である電流検
出値（検出電流）と電流指令値Ｉｃとの偏差に基づい
て、フィードバック制御（ＰＩ制御）を施している。そ
して、ＰＩ制御された電流指令値に対して方向指令演算
およびガード処理を施し、方向指令信号Ｄｉｒおよびデ
ューティ比信号Ｄｔを算出して、両信号を駆動回路に供
給する。

【０００６】駆動回路は、図４に示すように、直流モー
タ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制御するデジタ
ル駆動手段である。なお、直流モータ１１の電流リップ
ルをバッテリ１２に流さないようにするために、Ｈブリ
ッジ回路７２と並列に電解コンデンサ９が配設されてい
る。ここで、駆動回路によってＨブリッジ回路７２を駆
動する方法には、片側駆動と両側駆動との二つの駆動モ
ードがある。

【０００７】すなわち、片側駆動モードとは、同じく図
４に示すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するスイッ
チング素子であるパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の上流
側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する駆動モ
ードである。同図の例では、上流側のパワートランジス
タＱ１はオンになったままであり、下流側のパワートラ
ンジスタＱ４がＰＷＭ駆動されている。

【０００８】片側駆動モードには、図６に示すように、
デューティ比に対して直流モータ１１に印加される電圧
のリニアリティが高く、電流リップルが小さいという長
所がある。その反面、図４に一点鎖線で示す回生電流回
路が形成されて制動作用が生じてしまうので、外力によ
って直流モータ１１を回すには大きな抵抗トルクが生じ
る。すなわち、片側駆動モードには、路面反力によって
操舵機構が中立位置に戻される際に回生電流が生じて直
流モータ１１が抵抗するので、運転者がハンドルから手
を離しても操舵機構が速やかには中立位置に復帰しにく
いという短所がある。

【０００９】一方、上下駆動モードとは、再び図５に示
すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するパワートラン
ジスタＱ１〜Ｑ４の上流側および下流側のうち両方をＰ
ＷＭ駆動する駆動モードである。同図の例では、上流側
のパワートランジスタＱ１と下流側のパワートランジス
タＱ４とが、駆動回路（図３参照）により同期してＰＷ
Ｍ駆動されている。

【００１０】上下駆動モードには、前述の片側駆動モー
ドとは逆に、図７に示すように、デューティ比と印加電
圧との関係はリニアリティが低く非線形であるという短
所がある。その反面、前述のような回生回路が形成され
ないので、直流モータ１１に制動作用があまり生じず、
運転者がハンドルから手を離せば操舵機構は速やかに中
立位置に復帰するという長所がある。しかしながら、電
流リップルが大きくなってしまうので、Ｈブリッジ回路
７２と並列に設けられた電解コンデンサ９の容量を大き
くして、バッテリ１２に流れる電流リップルを抑制する
必要が生じる。

【００１１】以上のように、片側駆動モードおよび上下
駆動モードには、それぞれ相反する長所短所があるの
で、電動パワーステアリング制御装置の中には、駆動モ
ードを適宜切り替えて両駆動モードの長所を生かしてい
るものもある。特に、車両重量が大きくなった場合に
は、操舵機構のアシストをするために、直流モータ１１
に大電流を流す必要が生じる。このような場合には、Ｈ
ブリッジ回路７２と並列に配設された電解コンデンサ９
の耐久性を確保する目的で、直流モータ１１の高負荷時
には駆動モードを片側駆動モードに切り替えて、電流リ
ップルを小さく抑制することが望ましい。

【００１２】ところが、このような駆動モードの切替え
を行うと、再び図６および図７に示すように、駆動モー
ドによって印加電圧特性が異なるので、同じデューティ
比で駆動していても印加電圧が異なる。すると、駆動モ
ードの切替えに際して印加電圧に不連続が生じ、その結
果、直流モータ１１に流れる電流も急激に変動する。す
なわち、図８に示すように、駆動モードの切替えの瞬間
に、電流検出値に不連続な変動を生じて直流モータ１１
のトルクが変動するので、ステアリングコラムにかかる
操舵トルクにもショックが生じる。

【００１３】電動パワーステアリング制御装置におい
て、電流フィードバック制御をアナログ回路が行ってい
る場合には、フィードバック制御回路の応答速度が速い
ので、駆動電流の不連続は一瞬にして終わり、違和感は
比較的少なくて済むことが多い。しかしながら、高度な
制御ロジックの導入やコストダウンなどの目的で、近年
は電流フィードバック制御をデジタル・マイクロコンピ
ュータによって行う傾向にある。そして、デジタル化に
よるメリットが大きいので、この傾向は避けがたいもの
と考えられる。

【００１４】このようにデジタル演算回路によって電流
フィードバック制御が行われる場合には、無視できない
程度の演算遅れがフィードバックループに大きな位相遅
れを生じさせるので、フィードバックループの振動減衰
特性が悪くなる。そればかりではなく、同じく図８に示
すように、駆動モードの切替え時にはデューティ比にピ
ークを伴ったインパルスが生じ、このインパルスが駆動
電流に振動を引き起こす。すると、直流モータ１１を駆
動する電流の振動によって、操舵トルクの振動が起き、
この振動がフィードバックループを巡回してハンチング
を引き起こす。それゆえ、フィードバックループに生じ
るハンチング（振動）が減衰するには、しばらくの間を
要する。

【００１５】その結果、このハンチングがステアリング
コラムにかかる操舵トルクにも現れ、運転者はハンドル
を握る手にブルルッと不快な振動を感じるので、操舵感
覚の評価が大きく落ちてしまうという欠点がある。それ
ばかりではなく、機械的な振動によって直流モータ１１
から操舵機構にかけての機械装置の寿命も縮まるという
欠点も生じる。

【００１６】（従来技術）このような欠点を克服するた
めに、従来技術としては、特開平６−２１９３１１号公
報（特許第２８５７５５５号）に開示されている電動パ
ワーステアリング装置の制御技術がある。この技術で
は、駆動モードによって異なる電流フィードバック制御
演算を行うとともに、それぞれの駆動モードに対して駆
動特性の違いを補正する演算を常時行っている。

【００１７】その結果、この従来技術によれば、前述の
ようなハンチングによる操舵感覚の低下は、おおむね回
避することができるようになっているものと推察され
る。また、電流リップルが低減されるので電解コンデン
サ９の寿命が延びるとともに、機械的な振動が抑制され
るので直流モータ１１から操舵機構にかけての機械装置
の寿命も延びるものと考えられる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、電流フィー
ドバック制御演算には高速処理を要する上に、この従来
技術では、補正演算を常に行っているので、制御用マイ
クロコンピュータに要求される演算処理速度はかなり高
い。それゆえ、従来技術を実施するためには、演算速度
が速いマイクロコンピュータの採用が要求されるので、
電動パワーステアリング制御装置の価格が高くなってし
まうという不都合がある。

【００１９】そこで本発明は、駆動モードの切替え時に
もハンチングの発生を防ぐことができる電動パワーステ
アリング制御装置を、より安価に提供することを解決す
べき課題とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、発明者は以下の手段を発明した。

【００２１】（第１手段）本発明の第１手段は、請求項
１記載の電動パワーステアリング制御装置である。すな
わち、本手段の電動パワーステアリング制御装置におい
て、電流制御演算手段は、駆動モード演算手段と、フィ
ードバック制御演算手段および変換手段と、演算値選択
手段とをもつ。

【００２２】ここで、駆動モード演算手段は、Ｈブリッ
ジ回路を構成するスイッチング素子の上流側および下流
側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードと、
両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、いずれ
の駆動モードでこのＨブリッジ回路を制御すべきかを指
示する駆動モード信号を駆動手段に与える演算手段であ
る。また、フィードバック制御演算手段は、この駆動モ
ード信号が切り替わらない通常時には、電流指令値と電
流検出値との偏差に基づいてデューティ比信号をフィー
ドバック制御する演算手段である。一方、変換手段は、
駆動モード信号の切替え時に、直流モータにかかる印加
電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号に
基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデュ
ーティ比信号を算出する演算手段である。さらに、演算
値選択手段は、通常時にはフィードバック制御演算手段
に制御演算させ、駆動モードの切替え時には変換手段に
関数演算させるように、駆動モード信号に基づいてフィ
ードバック制御演算手段と変換手段とのうち一方を選択
する演算手段である。

【００２３】本手段では、駆動モード演算手段によって
駆動モードが切替えられると、演算値選択手段は、駆動
モード信号の変化に基づき駆動モードの切替えを検知す
る。そして、演算値選択手段は、駆動モードの切替えを
検知したときにだけ、フィードバック制御演算手段に制
御演算を止めさせ、代わりに変換手段に関数演算をさせ
て新たなデューティ比信号を生成させる。変換手段に
は、印加電圧が滑らかにつながるデューティ比を算出す
るように適正な所定関数が設定されている。それゆえ、
デューティ比信号は適正にステップ状に切替えられ、印
加電圧には急変が生じることがなくなる。その結果、直
流モータに流れる駆動電流にも急変がなくなり、直流モ
ータの動作は滑らかになる。

【００２４】しかも、演算値選択手段によって、その後
に変換手段からフィードバック制御演算手段に演算手段
が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜ
ならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデ
ューティ比信号は、変換手段によって適正に変換されて
おり、直流モータへの印加電圧に大きな不連続が生じな
いように設定されてしまっているからである。それゆ
え、駆動モードの切替え直後に印加電圧が滑らかに変化
し大きな不連続を生じないだけではなく、その後に通常
のフィードバック制御に戻る瞬間にも、印加電圧および
駆動電流は滑らかに連続する。

【００２５】その結果、駆動モードの切替えに伴う大き
な不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比
が適正に切替えられるので、直流モータを駆動する駆動
電流に振動はなくなってフィードバックループ中から振
動現象がなくなる。そればかりではなく、変換手段によ
って関数演算が行われている間には、フィードバック制
御演算が行われないので、駆動モードの切替え直後にも
演算負荷が増大することがない。また、変換手段による
関数演算が終わり新たなデューティ比信号が駆動手段に
供給された後、フィードバック制御演算手段による制御
演算に復帰すると、変換手段による関数演算は行われな
くなる。

【００２６】すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバ
ック制御演算手段による制御演算と変換手段による変換
演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の演算が行
われることはない。それゆえ、本手段の電動パワーステ
アリング制御装置には高速演算処理能力は要求されない
ので、演算速度が遅く安価なマイクロコンピュータを採
用することができる。その結果、本手段の電動パワース
テアリング制御装置を前述の従来技術よりも安価に製造
することが可能になる。

【００２７】したがって、本手段の電動パワーステアリ
ング制御装置によれば、駆動モードの切替え時にもハン
チングの発生を防ぐことができながら、より安価に提供
することができるようになるという効果がある。すなわ
ち、高い操舵感覚の評価が得られ、かつ、電動パワース
テアリング装置の耐久性を保つことができながら、電動
パワーステアリング制御装置の価格をより低減すること
ができるという効果がある。

【００２８】（第２手段）本発明の第２手段は、請求項
２記載の電動パワーステアリング制御装置である。すな
わち本手段は、前述の第１手段において、駆動モードの
切替え直後に新たなデューティ比信号を算出する目的
で、変換手段によって演算される所定関数に特徴があ
る。

【００２９】つまり、所定関数は、上下駆動モードから
片側駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューテ
ィ比信号から２０％〜８０％に相当する所定オフセット
を引いた値に、一倍〜三倍の所定倍数をかける関数であ
る。逆に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替
え時には、切替え前のデューティ比信号に一倍〜三倍の
所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当する所
定オフセットを加える関数である。なお、両切替え時に
おいて、各所定オフセットは互いに同じ値であることが
望ましく、同様に各所定倍数も互いに同じ値であること
が望ましい。

【００３０】ここで、両所定オフセットおよび両所定倍
数の最適値は、駆動手段、Ｈブリッジ回路および直流モ
ータの特性によって異なる。しかしながら、通常は、各
所定オフセットには５０％付近に適正値があり、各所定
倍数には二倍付近に適正値がある。なぜならば、片側駆
動モードでの印加電圧特性（図６参照）と上下駆動モー
ドでの印加電圧特性（図７参照）とを比較すると、通常
はこの程度の適正値を取ることによって、駆動モードの
切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号
が得られるからである。

【００３１】本手段では、両所定オフセットおよび両所
定倍数をそれぞれ適正値に設定することによって、極め
て簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替
えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号が得
られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正にデュ
ーティ比が切替えられ、直流モータに印加される電圧
は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わらずほぼ
連続しているので、駆動モードの切替え時にも直流モー
タの動きは滑らかである。

【００３２】したがって本手段によれば、前述の第１手
段の効果に加えて、所定関数が極め簡素であって演算負
荷が小さいうえに、両所定オフセットおよび両所定倍数
の適正な設定によっていっそう滑らかな操舵感覚が得ら
れるという効果がある。

【００３３】（第３手段）本発明の第３手段は、請求項
３記載の電動パワーステアリング制御装置である。すな
わち本手段は、前述の第１手段または第２手段におい
て、フィードバック制御演算手段は駆動モード信号に応
じて適正にフィードバックゲインを切替えることを特徴
とする。

【００３４】通常、片側駆動モードと上下駆動モードと
の間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一
般論として述べたように、デューティ比に対する印加電
圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、フィード
バック制御演算手段を含むフィードバックループの動作
点でのゲインは、駆動モードによって異なる。すなわ
ち、デューティ比が高い領域では、フィードバックゲイ
ンが勾配の差（図６および図７参照）だけ異なり、片側
駆動モードでのゲインは上下駆動モードでのゲインの半
分程度でしかない。つまり、上下駆動モードにおいて適
正なフィードバックゲインが、フィードバック制御演算
手段に設定されている場合には、片側駆動モードでは駆
動電流の応答性が低下し、ハンドル操作が重くなるとい
う不都合が生じる。そして、逆の場合には逆の不都合が
発生する。

【００３５】そこで本手段では、駆動モードを定める駆
動モード信号に応じて、フィードバック制御演算手段が
適正にフィードバックゲインを切替えるので、駆動モー
ドが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないよう
にすることができる。すなわち、駆動モードの切替えに
よって生じるフィードバックループのゲイン変動を補正
し、フィードバックループのゲインを駆動モードの切替
え前後でほぼ一定に保つことが可能になる。

【００３６】したがって本手段によれば、前述の第１手
段または第２手段の効果に加えて、駆動モードが切り替
わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすること
ができ、操舵感覚をさらに向上させることができるとい
う効果がある。

【００３７】（付記）なお、前述の各手段に対し、数学
的に等価であったり実質的に等価であったりする電動パ
ワーステアリング制御装置は、当然のことながら、前述
の各手段に含まれるものとする。すなわち、構成に見た
目の上で差異があっても、実質的な構成が同じであり作
用効果も同様な電動パワーステアリング制御装置は、本
発明の各手段と同一であると見なす。

【００３８】

【発明の実施の形態】本発明の電動パワーステアリング
制御装置の実施の形態については、当業者に実施可能な
理解が得られるよう、以下の実施例で明確かつ十分に説
明する。

【００３９】［実施例１］ （実施例１の構成概要）本発明の実施例１としての電動
パワーステアリング制御装置１０は、図２および図９に
示すように、電流指令値演算手段１と電流制御演算手段
２とを有する。電流指令値演算手段１および電流制御演
算手段２は、同じワンチップ・デジタルプロセッサの上
でＲＯＭに格納されたプログラムの実行によって実現さ
れるデジタル演算手段である。

【００４０】ここで、電流指令値演算手段１は、図２に
示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの
検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの
検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動す
る直流モータ１１に流すべき電流の指令値である電流指
令値Ｉｃを算出する演算手段である。一方、電流制御演
算手段２は、図９に示すように、電流指令値Ｉｃと、直
流モータ１１に流れている電流の検出信号である電流検
出値Ｉｍａの電流指令値Ｉｃに対する偏差Ｉｄとに応じ
て、直流モータ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制
御する駆動手段７１に、方向指令信号Ｄｉｒおよびデュ
ーティー比信号Ｄｔを与える演算手段である。

【００４１】詳しく説明すると、本実施例の電動パワー
ステアリング制御装置１０は、再び図２および図９に示
すように、Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１
０２と、電流指令値演算手段１および電流制御演算手段
２をもつデジタルプロセッサ（図略）と、駆動手段７１
およびＨブリッジ回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電
流検出手段８と、電解コンデンサ９とを有する。

【００４２】（実施例１の前半部構成）先ず、図２を参
照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０
がもつ前半部の構成について説明する。この前半部は、
Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１０２と、電
流指令値演算手段１とを有する。

【００４３】Ａ／Ｄ変換器１０１は、操舵トルクセンサ
から出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、
操舵トルク信号Ｔｑとして電流指令値演算手段１に与え
る回路である。一方、パルス計測手段１０２は、所定の
サンプリング周期内に車速センサが生成したパルスを計
数し、もってデジタル信号である車速信号Ｖを生成して
電流指令値演算手段１に与える回路である。

【００４４】電流指令値演算手段１は、位相進み手段１
０３およびマップ関数手段１０６と、両手段に並列に配
設された疑似微分手段１０５およびゲイン手段１０６
と、加算手段１０７とをもつ。これらの各手段１０３〜
１０７は、いずれもデジタルプロセッサ上でプログラム
により実現される演算手段である。

【００４５】ここで、位相進み手段１０３は、操舵トル
ク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ₁ｓ＋１）／（ＡＴ₁ｓ
＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐを生成し、さらに
同信号Ｔｐに対しマップ関数手段１０４が車速信号Ｖに
応じたマップ関数を施して、基本電流指令値Ｉｃｂを生
成する。また、これと並行して、疑似微分手段１０５が
操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ／Ｔ₂ｓ＋１によって
疑似微分した信号Ｔｉを生成し、同信号Ｔｉにゲイン手
段１０６が適正なゲインＫをかけて慣性補償電流指令値
Ｉｃｉを生成する。すると、加算手段１０７が、基本電
流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合
わせて、電流指令値Ｉｃを生成する。そして、電流指令
値Ｉｃは、同じデジタルプロセッサによって実行される
電流制御演算手段２によって利用される。

【００４６】なお、前述のマップ関数手段１０４は、車
速信号Ｖに応じた関数マップデータを複数用意してい
る。これらの関数マップデータは、位相補償後の操舵ト
ルク信号Ｔｐが大きくなるほど基本電流指令値Ｉｃｂが
大きくなり、逆に車速信号Ｖが大きくなるほど基本電流
指令値Ｉｃｂが小さくなるように、適正に設定されてい
る。マップ関数手段１０４は、複数の関数マップデータ
に代えて、車速信号Ｖを媒介変数（パラメータ）とする
関数を使用してもよい。

【００４７】（実施例１の後半部構成）次に、図９を参
照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０
がもつ後半部の構成について説明する。この後半部は、
電流制御演算手段２と、駆動手段７１およびＨブリッジ
回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電流検出手段８と、
電解コンデンサ９とを有する。

【００４８】電流制御演算手段２は、駆動モード演算手
段３と、方向指令演算手段４と、絶対値演算手段５と、
フィードバック制御演算手段としてのデューティ比演算
手段６とをもつ。

【００４９】ここで、駆動モード演算手段３は、Ｈブリ
ッジ回路７２を構成するスイッチング素子としてのパワ
ートランジスタの上流側Ｑ１，Ｑ２および下流側Ｑ３，
Ｑ４のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モード
と、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、い
ずれの駆動モードでＨブリッジ回路７２を制御すべきか
を指示する駆動モード信号Ｍｄを駆動手段７１に与える
演算手段である。また、デューティ比演算手段６は、駆
動モード信号Ｍｄが切り替わらない通常時には、電流指
令値Ｉｃの絶対値Ｉｃａと電流検出値Ｉｍａとの偏差Ｉ
ｄに基づいて、デューティ比信号Ｄｔをフィードバック
制御する演算手段である。一方、変換手段６６は、駆動
モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかかる
印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信
号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、新
たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段である。
さらに、演算値選択手段６２は、通常時にはＰＩ制御演
算手段６１に制御演算させ、駆動モードの切替え時には
変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号
Ｍｄに基づいてＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６と
のうち一方を選択する演算手段である。

【００５０】すなわち、駆動モード演算手段３の演算処
理に先立って、方向指令演算手段４は、前述の電流指令
値演算手段１から供給される電流指令値Ｉｃの符号に基
づいて次のような判定処理を行い、方向指令信号Ｄｉｒ
を算出する。すなわち、電流指令値Ｉｃ＞０のとき方向
指令信号Ｄｉｒ＝１であり、電流指令値Ｉｃ＝０のとき
方向指令信号Ｄｉｒ＝０であり、電流指令値Ｉｃ＜０の
とき方向指令信号Ｄｉｒ＝−１である。このようにして
算出された方向指令信号Ｄｉｒは、駆動モード演算手段
３と駆動手段７１とに供給される。

【００５１】すると駆動モード演算手段３は、操舵トル
ク信号Ｔｑ、方向指令信号Ｄｉｒ、電流検出値Ｉｍａお
よびモータ端子間電圧Ｖｍに基づいて直流モータ１１の
負荷状態を判定し、同判定に基づいて駆動モード信号Ｍ
ｄを算出する。すなわち、高負荷時には片側駆動モード
を指示する駆動モード信号Ｍｄ＝１を出力し、逆に、低
負荷時には上下駆動モードを指示する駆動モード信号Ｍ
ｄ＝０を出力する。低負荷時には、ハンドルを緩やかに
切り始めた時や、ハンドルを緩やかに戻す時などが含ま
れる。このようにして、駆動モード演算手段３によって
設定された駆動モード信号Ｍｄは、デューティ比演算手
段６の演算値選択手段６２と、駆動手段７１とに供給さ
れる。

【００５２】ここで、駆動モード演算手段３での演算処
理に用いられた各信号は、次のようにして供給されてい
る。先ず、操舵トルク信号Ｔｑには、電流指令値演算手
段１（図２参照）に取り込まれた値が使用され、方向指
令信号Ｄｉｒには、方向指令演算手段４によって算出さ
れた値が用いられている。次に、電流検出値Ｉｍａに
は、シャント抵抗Ｒにかかった電圧から電流検出手段８
によって検出された値、すなわち、直流モータ１１に流
れた駆動電流の絶対値が検出されて用いられている。最
後に、モータ端子間電圧Ｖｍには、図示しない検出器に
よって検出されたＨブリッジ回路７２に印加されている
電圧の検出値が用いられている。すなわち、モータ端子
間電圧Ｖｍは、上流側の両パワートランジスタＱ１，Ｑ
２の接続点と、下流側の両パワートランジスタＱ３，Ｑ
４の接続点との間の電位差の検出値である。

【００５３】絶対値演算手段５は、電流指令値演算手段
１から供給される電流指令値Ｉｃの絶対値を取って、同
絶対値Ｉｃａ＝｜Ｉｃ｜を算出する演算手段である。そ
して、絶対値演算手段５から供給された絶対値Ｉｃａか
ら電流検出手段８によって供給される電流検出値Ｉｍａ
が引かれ、電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａが算出され
て、デューティ比演算手段６に供給される。ここで、デ
ューティ比演算手段６と駆動手段７１およびＨブリッジ
回路７２と直流モータ１１と電流検出値Ｉｍａとは、コ
ントローラ／アクチュエータ／センサからなる広義のフ
ィードバックループを形成している。

【００５４】デューティ比演算手段６は、フィードバッ
ク制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段６１と、演算
値選択手段６２と、ガード手段６４と、変換手段６６と
からなる。ワンステップ遅れ要素６５は、演算ステップ
の更新に伴って自然に形成される遅れ要素であって、特
に演算手段として存在するわけではなく、デューティ比
信号Ｄｔを格納しておくメモリがあるだけである。

【００５５】ＰＩ制御演算手段６１は、駆動モード信号
Ｍｄが切り替わらない通常時に、前述の電流偏差Ｉｄ＝
Ｉｃａ−Ｉｍａに対し、次の数１に従って比例積分制御
演算を行い、フィードバック指令値Ｄｔａを算出するフ
ィードバック制御演算手段である。

【００５６】

【数１】 ここで、Ｎ＝Ｋｐ＋Ｋｉ・ｔ／２，Ｍ＝Ｋｐ−Ｋｉ・ｔ
／２であり、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｔ
は演算周期、ｎおよびｎ−１は今回値および前回値を示
す添え字である。前記数１は、通常のＰＩ制御の伝達関
数Ｇ（ｓ）＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓを双一次変換によって離散
化して電流偏差Ｉｄにかけたものを、フィードバック指
令値Ｄｔａについて整理したものである。ただし、完全
に線形なフィードバックではなく、フィードバック指令
値Ｄｔａの前回値にの代わりに、０〜１００％の範囲に
制限されたデューティ比信号Ｄｔの前回値Ｄｔ（ｎ−
１）が用いられている。

【００５７】一方、変換手段６６は、前述のように、駆
動モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかか
る印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比
信号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、
新たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段であ
る。より正確に言えば、変換手段６６が算出するのは、
ガード手段６４によって範囲制限される以前の変換指令
値Ｄｔａであり、変換指令値Ｄｔａは、駆動モード切替
えの瞬間にだけ前述のフィードバック指令値Ｄｔａを代
替する値である。

【００５８】ここで、変換手段６６によって使われる所
定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替
え時と、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え
時とで異なっている。すなわち、所定関数は、上下駆動
モードから片側駆動モードへの切替え時には、切替え前
のデューティ比信号Ｄｔから５０％の所定オフセットを
引いた値に、二倍の所定倍数をかける関数である。逆
に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時に
は、切替え前のデューティ比信号Ｄｔに二倍の所定倍数
をかけたうえで、５０％の所定オフセットを加える関数
である。

【００５９】そして、演算値選択手段６２は、通常時に
はＰＩ制御演算手段６１に制御演算させ、切替え時には
変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号
Ｍｄに基づいて、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６
とのうち一方だけを選択して演算させる論理演算手段で
ある。それゆえ、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６
とが同時に演算処理することはないようになっている。

【００６０】デューティ比演算手段６のうち、信号の出
口はガード手段６４である。ガード手段６４は、フィー
ドバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａを適正な
範囲に制限して、０〜１００％の範囲でデューティ比信
号Ｄｔを駆動手段７１に供給する演算手段である。すな
わち、ガード手段６４は、０％≦Ｄｔａ≦１００％の時
にはＤｔ＝Ｄｔａとし、Ｄｔａ＜０の時にはＤｔａ＝０
％とする一方、１００＜Ｄｔａの時にはＤｔ＝１００％
とする制限手段である。

【００６１】以上で電流制御演算手段２の構成について
の説明を終わり、続けて図９を参照しつつ、最後に駆動
手段７１、Ｈブリッジ回路７２および電流検出手段８な
どについて説明する。

【００６２】駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄ、方
向指令信号Ｄｉｒおよびデューティ比信号Ｄｔに基づい
て、Ｈブリッジ回路７２を駆動するデジタル回路であ
る。駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄが０であると
き（低負荷時）には上下駆動モードでＨブリッジ回路７
２を駆動し、駆動モード信号Ｍｄが１であるとき（高負
荷時）には片側駆動モードでＨブリッジ回路７２を駆動
するようになっている。また、方向指令信号Ｄｉｒが−
１の時にはＨブリッジ回路７２のパワートランジスタの
うちＱ２，Ｑ３をオフにし、逆に方向指令信号Ｄｉｒが
１の時にはパワートランジスタＱ１，Ｑ４をオンにする
ようになっている。これらの場合分けは、図１０の一覧
表にまとめられている。なお、駆動手段７１は、デュー
ティ比演算手段６から与えられるデューティ比信号Ｄｔ
に対応するデューティ比で、Ｈブリッジ回路７２を駆動
するようになっている。

【００６３】Ｈブリッジ回路７２は、四つのパワートラ
ンジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４によって構
成され、駆動手段７１に制御されて直流モータ１１を駆
動する回路である。

【００６４】電流検出手段８は、前述のように、Ｈブリ
ッジ回路７２の低電位側とグラウンドとの間に挿置され
たシャント抵抗Ｒの両端の電位差を計測して、Ｈブリッ
ジ回路７２を介して直流モータ１１に流れた駆動電流を
検知する計測手段である。電流検出手段８は、検知した
駆動電流に対応するデジタル信号である駆動電流信号Ｉ
ｍａを生成し、電流制御演算手段２に供給する作用をも
つ。

【００６５】電解コンデンサ９は、Ｈブリッジ回路７２
を介して直流モータ１１をＰＷＭ駆動することによって
生じる電流リップルが、バッテリ１２に流れたり、バッ
テリ１２と制御装置１０とを結ぶハーネスの経路にあら
われたりしないようにするために、Ｈブリッジ回路７２
に並列に挿置されている。

【００６６】最後に、バッテリ１２は、直流モータ１１
を駆動するための直流電源である。一方、リレースイッ
チ１３は、バッテリ１２からＨブリッジ回路７２に供給
される電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチであり、図示し
ない他の制御手段によって適宜ＯＮ／ＯＦＦされる。

【００６７】（実施例１の作用効果）本実施例の電動パ
ワーステアリング制御装置１０は、以上のように構成さ
れているので、以下のような作用効果を発揮する。作用
効果の説明にあたっては、本発明の特徴部分である電流
制御演算手段２の作用効果を中心に説明し、特にデュー
ティ比演算手段６の作用効果について詳しく説明する。

【００６８】デューティ比演算手段６は、図１１に示す
ように、駆動モード信号Ｍｄの切替えがあったか否かを
判定し、それによってＰＩ制御演算手段６１にフィード
バック演算させるか、変換手段６６に関数演算させるか
が異なってくる。

【００６９】すなわち、判断ステップＳ１では、駆動モ
ード演算手段３から演算値選択手段６２に供給された駆
動モード信号Ｍｄ（図９参照）をその前回値と比較し、
駆動モード信号Ｍｄの変更がなかったか否かが、演算値
選択手段６２によって判定される。駆動モード信号Ｍｄ
に変更がなかった場合には、制御ロジックは処理ステッ
プＳ２に進み、前述のＰＩ制御演算手段６１により数１
（構成の項で説明）にしたがってＰＩ制御演算が行わ
れ、フィードバック指令値Ｄｔａが算出される。算出さ
れたフィードバック指令値Ｄｔａは、次の処理ステップ
Ｓ６で、ガード手段６４によって０〜１００％の範囲に
制限される。

【００７０】逆に、判断ステップＳ１で、演算値選択手
段６２により駆動モード信号Ｍｄの変更が検出された場
合には、制御ロジックは判断ステップＳ３に進み、駆動
モード信号Ｍｄが０から１に変わったのか、１から０に
変わったのかが判定される。この判定も、演算値選択手
段６２によって行われる。

【００７１】先ず、駆動モード信号Ｍｄが０から１に変
わったと判定された場合には、駆動モードが上下駆動モ
ードから片側駆動モードへ切り替わったのであるから、
次の処理ステップＳ４で、変換手段６６によって片側駆
動移行処理が行われる。すなわち、構成の項で説明した
ように、次の数２に従って関数演算がなされ、新たなデ
ューティ比信号Ｄｔの元になる変換指令値Ｄｔａが算出
され、ガード手段６４に与えられる。

【００７２】

【数２】 ただし、（ｎ−１）は前回値を示す添え字である。ま
た、所定オフセットは５０％であり、所定倍数は２倍で
ある。

【００７３】ここで、なぜ数２のような関数演算を行う
と直流モータ１１への印加電圧がほぼ連続するかについ
て、図１２を参照して説明する。処理ステップＳ４で片
側駆動移行処理が行われるのは、低負荷状態から高負荷
状態に移行した場合であるから、高負荷状態で上下駆動
モードの印加電圧特性から片側駆動モードの印加電圧特
性へと移行することになる。この際、上下駆動特性の高
デューティ比側のグラフは、延長すると横軸切片が約５
０％のデューティ比であり、また、同グラフの傾きは片
側駆動特性のグラフの傾きの約２倍である。

【００７４】それゆえ、前述のように、デューティ比信
号の前回値Ｄｔ（ｎ−１）から５０％を引いた値を２倍
することによって（すなわち数２の関数演算によっ
て）、片側駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異
がほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そ
して、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガ
ードされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰ
Ｉ制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演
算手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧は
スムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れ
る駆動電流もスムースに連続するようになり、フィード
バックループ内にショックが生じなくなる。

【００７５】ちなみに、発明者が実車試験を行って確認
したところ、デューティ比Ｄｔ（ｎ−１）から引く所定
オフセットは５５％が最適であり、｛Ｄｔ（ｎ−１）−
５５％｝にかける所定倍数は、１．９倍が最適であっ
た。ただし、これらの最適値は、主にＨブリッジ回路７
２の特性とＰＷＭ周波数とによっていくらか異なるの
で、新たな電動パワーステアリング装置の開発がある都
度に最適値を探ることが望ましい。

【００７６】次に、再び図１１に示すように、判断ステ
ップＳ３で駆動モード信号Ｍｄが１から０に変わったと
判定された場合には、先ほどとは逆に片側駆動モードか
ら上下駆動モードへと駆動モードが切り替わったわけで
ある。それゆえ、次の処理ステップＳ５で、変換手段６
６によって上下駆動移行処理が行われる。すなわち、構
成の項で説明したように、次の数３に従って関数演算が
なされ、新たなデューティ比信号Ｄｔの元になる変換指
令値Ｄｔａが算出され、ガード手段６４に与えられる。

【００７７】

【数３】 数３の操作は、前述の数２の逆関数にあたる関数の演算
処理操作であり、再び図１２を参照すると、先ほどとは
逆の経路をたどって関数演算処理が行われる。その結
果、上下駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異が
ほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そし
て、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガー
ドされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰＩ
制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演算
手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧はス
ムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れる
駆動電流もスムースに連続するようになり、やはりフィ
ードバックループ内にショックが生じなくなる。

【００７８】ここで、両所定オフセットおよび両所定倍
数の最適値は、前述のように、Ｈブリッジ回路７２およ
び直流モータ１１の特性によって異なる。しかしなが
ら、通常は、各所定オフセットには５０％付近に適正値
があり、各所定倍数には二倍付近に適正値がある。なぜ
ならば、再び図１２に示すように、片側駆動モードでの
印加電圧特性と上下駆動モードでの印加電圧特性とを比
較すると、通常はこの程度の適正値を取ることによっ
て、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にする
デューティ比信号Ｄｔが得られるからである。

【００７９】本実施例では、所定オフセットを５０％に
定め、所定倍数を二倍に設定することによって、極めて
簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替え
の際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号Ｄｔａ
が得られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正に
デューティ比が切替えられ、直流モータ１１に印加され
る電圧は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わら
ずほぼ連続しているので、駆動モードの切替え時にも直
流モータ１１の動きは滑らかである。その結果、変換手
段６６の所定関数が極め簡素であって演算負荷が小さい
うえに、所定オフセットおよび所定倍数の適正な設定に
よって、いっそう滑らかな操舵感覚が得られるようにな
る。

【００８０】こうして、再び図１１に示すように、処理
ステップＳ２〜Ｓ３のうちいずれかの演算処理によって
フィードバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａが
算出されると、制御ロジックは最後の処理ステップＳ７
に進む。処理ステップＳ７では、駆動モード演算手段３
からの駆動モード信号Ｍｄと、方向指令演算手段４から
の方向指令信号Ｄｉｒと、デューティ比演算手段６から
のデューティ比信号Ｄｔとが、駆動手段７１に与えられ
て、駆動手段７１が適正に制御される。その結果、駆動
手段７１が適正にＨブリッジ回路７２を駆動して直流モ
ータ１１を駆動させ、適正なパワーアシストが得られ
る。

【００８１】以上をまとめると、駆動モード演算手段３
によって駆動モードが切替えられると、演算値選択手段
６２は、駆動モード信号Ｍｄの変化に基づき駆動モード
の切替えを検知する。そして、演算値選択手段６２は、
駆動モードの切替え直後にだけ、フィードバック制御演
算手段６１に制御演算を止めさせ、代わりに変換手段６
６に関数演算をさせて新たな変換指令値Ｄｔａを生成さ
せる。ここで、変換手段６６には、印加電圧が滑らかに
つながる変換指令値Ｄｔａを算出するように、適正な所
定関数が設定されている。

【００８２】それゆえ、図１３に示すように、デューテ
ィ比信号Ｄｔは適正にステップ状に切替えられ、電流指
令値Ｉｃに大きな不連続はなくなり、直流モータ１１へ
の印加電圧にも急変が生じることがなくなる。すると、
直流モータ１１に流れる駆動電流にも急変がなくなり、
操舵トルクにもハンチングはなくなって、直流モータ１
１の動作は滑らかになる。（図１３では、０秒から２．
５秒程度までは一方に操舵し、２．５秒程度以降は手を
緩めて地面反力によって自然に中立位置へと操舵を戻し
ている。それゆえ、深く操舵した１．６秒付近から２．
５秒程度までは高負荷となり、片側駆動モードに切り替
わっている。すなわち、駆動モードは、１．６秒程度で
上下駆動モードから片側駆動モードに切り替わってお
り、それから１秒弱を経た後、２．５秒付近で片側駆動
モードから上下駆動モードへと切り替わっている。） しかも、演算値選択手段６２によって、その後に変換手
段６６からフィードバック制御演算手段６１に演算手段
が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜ
ならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデ
ューティ比信号Ｄｔ（ｎ−１）は、変換手段６６によっ
て適正に変換されており、直流モータ１１への印加電圧
に大きな不連続が生じないように設定されてしまってい
るからである。それゆえ、駆動モードの切替え直後に
も、印加電圧が滑らかに変化して大きな不連続を生じな
いだけではなく、その後に通常のフィードバック制御に
戻る瞬間にも、印加電圧および駆動電流は滑らかに連続
する。

【００８３】その結果、駆動モードの切替えに伴う大き
な不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比
Ｄｔが適正に切替えられるので、直流モータ１１を駆動
する駆動電流に振動はなくなってフィードバックループ
中から振動現象がなくなる。そればかりではなく、変換
手段６６によって関数演算が行われている間には、フィ
ードバック制御演算が行われないので、駆動モードの切
替え直後にも演算負荷が増大することがない。また、変
換手段６６による関数演算が終わり新たなデューティ比
信号Ｄｔが駆動手段に供給された後、ＰＩ制御演算手段
６１によるフィードバック制御演算に復帰すると、もは
や変換手段６６による関数演算は行われなくなる。

【００８４】すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバ
ック制御演算手段６１による制御演算と変換手段６６に
よる変換演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の
演算が一つの演算周期のうちに行われることはない。そ
れゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１
０には高速演算処理能力は要求されないので、演算速度
が遅く安価なマイクロコンピュータを採用することがで
きる。その結果、本実施例の電動パワーステアリング制
御装置１０は、前述の従来技術よりも安価に製造するこ
とができるようになる。

【００８５】したがって、本実施例の電動パワーステア
リング制御装置１０によれば、駆動モードの切替え時に
もハンチングの発生を防ぐことができ高い操舵感覚が得
られながら、より安価に提供することができるようにな
るという効果がある。すなわち、操舵感覚について高い
評価が得られ、かつ、電動パワーステアリング装置全体
の耐久性を保つことができながら、電動パワーステアリ
ング制御装置１０の価格を従来技術よりも低減すること
ができるという効果がある。

【００８６】（実施例１の変形態様１）本実施例の変形
態様１として、片側駆動モードにおいて、Ｈブリッジ回
路７２のパワートランジスタを実施例１とは上流下流を
逆に駆動する電動パワーステアリング制御装置の実施が
可能である。あるいは、実施例１の片側駆動モードと本
変形態様の片側駆動モードとを使い分ける電動パワース
テアリング制御装置の実施も可能である。これらの変形
態様によっても、前述の実施例１と同様の作用効果が得
られる。

【００８７】（実施例１の変形態様２）本実施例の変形
態様２として、直流モータ１１にＨブリッジ回路７２が
内蔵されているスマートモータを採用し、Ｈブリッジ回
路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実
施が可能である。また、Ｈブリッジ回路７２だけではな
く駆動手段７１までも直流モータ１１に内蔵させたスマ
ートモータを開発し、駆動手段７１およびＨブリッジ回
路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実
施も可能である。

【００８８】同様に、駆動手段７１、Ｈブリッジ回路７
２、電流検出手段８および電解コンデンサ９のうちいく
つかを直流モータ１１に付帯させ、電動パワーステアリ
ング制御装置にもたない構成とすることも可能である。
逆に、リレースイッチ１３を内蔵してリレースイッチ１
３を自動制御する手段をも備えた電動パワーステアリン
グ制御装置の実施も可能である。

【００８９】以上のいずれの電動パワーステアリング制
御装置によっても、前述の実施例１の電動パワーステア
リング制御装置１０と同様の作用効果が得られる。

【００９０】［実施例２］ （実施例２の構成）本発明の実施例２としての電動パワ
ーステアリング制御装置は、図９に信号線Ａで示す信号
経路をもち、フィードバック制御演算手段６１は、駆動
モード信号Ｍｄに応じて適正にフィードバックゲインを
切替えることを特徴とする。その他の構成は、実施例１
と同様である。

【００９１】通常、片側駆動モードと上下駆動モードと
の間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一
般論として述べたように、デューティ比信号Ｄｔに対す
る印加電圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、
フィードバック制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段
６１を含むフィードバックループのゲインは、駆動モー
ドによって異なる。すなわち、デューティ比信号Ｄｔが
高い領域では、フィードバックゲインが勾配の差（図６
および図７参照）だけ異なり、片側駆動モードでのゲイ
ンは上下駆動モードでのゲインの半分程度でしかない。
つまり、上下駆動モードにおいて適正なフィードバック
ゲインが、ＰＩ制御演算手段６１に設定されている場合
には、片側駆動モードでは駆動電流の応答性が低下し、
ハンドル操作が重くなるという不都合が生じる。そし
て、逆の場合には逆の不都合が発生する。

【００９２】すなわち、前述の実施例１において、電流
偏差Ｉｄから駆動手段７１に至る系全体の動作点でのＰ
Ｉゲインは、次のように駆動モードによって異なる。先
ず、上下駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（上下駆
動モードの駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×
（上下駆動モードの駆動特性勾配）である。次に、片側
駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（片側駆動モード
の駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×（片側駆
動モードの駆動特性勾配）である。ただしここで、駆動
特性勾配とは、図１２の右半面での各特性曲線の勾配
（傾斜）を示すものとする。

【００９３】このように、厳密には駆動モードによって
ＰＩゲインが駆動特性の勾配の差だけ異なり、この差
は、片側駆動モードでのＰＩゲインが上下駆動モードで
のＰＩゲインに比べておおよそ半分になる程度の差であ
る。すなわち、上下駆動モードに適合するようにＰＩゲ
インの設定を行った場合には、片側駆動モードでは駆動
電流の応答特性が低下して不都合である。そして、逆の
場合には、逆の不都合が生じる。

【００９４】そこで、本実施例では、前述のように新た
な信号経路Ａを作り、駆動モード信号Ｍｄに応じて、Ｐ
Ｉ制御演算手段６１は、それぞれの駆動モードに最適な
値のＰＩゲインに切替える構成を取っている。

【００９５】（実施例２の作用効果）本実施例の電動パ
ワーステアリング制御装置１０では、駆動モードを定め
る駆動モード信号Ｍｄに応じて、ＰＩ制御演算手段６１
が適正にフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを切替える。
それゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置
１０は、駆動モードが切り替わっても、操舵感覚がほと
んど変動しないようになっている。すなわち、駆動モー
ドの切替えによって生じるフィードバックループのゲイ
ン変動が自動的に補正され、フィードバックループのゲ
インが駆動モードの切替え前後でほぼ一定に保たれる。

【００９６】したがって、本実施例の電動パワーステア
リング制御装置１０によれば、前述の実施例１の効果に
加えて、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとん
ど変動しないようにすることができ、操舵感覚をさらに
向上させることができるという効果がある。

【００９７】（実施例２の変形態様）本実施例において
も、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する
変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各
変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られ
る。

【００９８】［実施例３］ （実施例３の構成）本発明の実施例３としての電動パワ
ーステアリング制御装置は、図１４に示すように、デュ
ーティ比演算手段６の内部に、駆動モードに応じてフィ
ードバック指令値Ｄｔａおよび変換指令値Ｄｔａに補正
を施す補正手段６３をもつ。また、ＰＩ制御演算手段６
１は、デューティ比Ｄｔａからのマイナー・フィードバ
ックループをもっている。本実施例では、これらの点と
変換手段６６の構成とだけが実施例１の構成と異なり、
その他の点は実施例１の構成と同様である。

【００９９】（実施例３の作用効果）本実施例の電動パ
ワーステアリング制御装置では、駆動モード切替えのな
い通常時には、ＰＩ制御演算手段６１が、実施例１と同
様のＰＩフィードバック制御演算（数１）を行い、フィ
ードバック指令値Ｄｔａを算出する。すると、補正手段
６３が図１５に示す補正処理を行ってフィードバック指
令値Ｄｔａを補正し、補正後指令値Ｄｔｃを算出してガ
ード手段６４に供給する。ここで、同じく図１５に示す
ように、片側駆動モードでは補正処理を行わなくて良
い。なぜならば、片側駆動モードでは、再び図６に示す
ように、デューティ比信号Ｄｔから印加電圧に至る関係
のリニアリティが高いので、補正の必要がないからであ
る。

【０１００】さて、駆動モード信号Ｍｄが０から１へ切
り替わり、駆動モードが上下駆動モードから片側駆動モ
ードへと切り替わった場合には、演算値選択手段６２は
変換手段６６に関数演算を行わせる。この際に使用され
る所定関数は、図１６に示すように、上下駆動モードの
駆動特性に対応する関数であって、この所定関数によっ
て変換手段６６は関数演算を行い、変換指令値Ｄｔａを
算出して補正手段６３に供給する。この変換指令値Ｄｔ
ａは、補正手段６３を通る際に、片側駆動モードでの補
正処理（つまり何も補正しない）により特に変化しな
い。それゆえ、補正手段６３からは、前述の所定関数
（図１６参照）で小さく変換された分だけ、前回に上下
駆動モードであった時より小さな補正後指令値Ｄｔｃが
算出される。その結果、前回に上下駆動モードであった
時の印加電圧と同等の印加電圧が、駆動モード切り替わ
り後の片側駆動モードでも直流モータ１１に印加される
ようになることに他ならない。

【０１０１】逆に、駆動モード信号Ｍｄが１から０へ切
り替わり、片側駆動モードから上下駆動モードへと切り
替わった場合にも、演算値選択手段６２は変換手段６６
に関数演算を行わせる。ただし、この際に使用される所
定関数は、図１７に示すように、上下駆動モードの駆動
特性に対応する関数の逆関数であって、この所定関数に
よって変換手段６６は関数演算を行い、中間変数Ｄｔｘ
を算出して補正手段６３に供給する。中間変数Ｄｔｘ
は、これに対応するデューティ比信号Ｄｔを駆動手段７
１に与えれば、印加電圧が前回の印加電圧とほとんど道
都になるような値である。しかし、この中間変数Ｄｔｘ
をそのまま演算値選択手段６２で変換指令値Ｄｔａとし
て採用すると、直後に補正手段６３で再び図１５に示す
上下駆動モードでの補正がなされてしまい、印加電圧の
連続性が保たれなくなってしまう。そこで、変換手段６
６は、中間変数Ｄｔｘに対し、さらに図１８に示すよう
に、上下駆動モードでの補正の逆関数を通して変換指令
値Ｄｔａを算出し、補正手段６３に供給する。その結
果、前回に片側駆動モードであった時の印加電圧と同等
の印加電圧が、駆動モード切り替わり後の上下駆動モー
ドでも直流モータ１１に印加されるようになる。

【０１０２】こうして駆動モード切替えに伴う変換手段
６６の演算が終わってしまえば、デューティ比信号Ｄｔ
は、変換手段６６によって印加電圧に大きな不連続が生
じないように調整されている。それゆえ、ワンステップ
だけ変換手段６６による関数演算が行われた後、ＰＩ制
御演算手段６１による制御演算に復帰しても、印加電圧
に大きな不連続は生じないようになっており、ハンチン
グが有効に防止されている。

【０１０３】したがって、本実施例の電動パワーステア
リング制御装置によれば、前述の実施例２と同様の効果
が得られる。なお、本実施例の作用は、実質的におおむ
ね実施例２のそれと等しく、本実施例は前述の実施例２
の変形態様として捉えることもできる。

【０１０４】（実施例３の変形態様）本実施例において
も、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する
変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各
変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 一般的な電動パワーステアリング装置の構成
を示す模式図

【図２】 公知の電流指令値演算手段の構成を示すブロ
ック図

【図３】 公知の電流制御演算手段の構成を示すブロッ
ク図

【図４】 Ｈブリッジ回路の片側駆動モードでの作用を
示す回路図

【図５】 Ｈブリッジ回路の上下駆動モードでの作用を
示す回路図

【図６】 片側駆動モードでの印加電圧特性を示すグラ
フ

【図７】 上下駆動モードでの印加電圧特性を示すグラ
フ

【図８】 公知の単純な駆動モード切替えに伴う不都合
を示すグラフ

【図９】 実施例１としての電動パワーステアリング制
御装置の要部構成を示すブロック図

【図１０】実施例１でのＨブリッジ回路の制御方法を示
す一覧表

【図１１】実施例１での電流制御演算手段の作用を示す
フローチャート

【図１２】実施例１での両駆動モードの間の移行を示す
グラフ

【図１３】実施例１での実車試験の制御結果で効果を示
すグラフ

【図１４】実施例３のデューティ比演算手段の構成を示
すブロック図

【図１５】実施例３での補正手段の補正関数を示すグラ
フ

【図１６】実施例３での変換手段の一方の所定関数を示
すグラフ

【図１７】実施例３での変換手段の他方の所定関数の一
部を示すグラフ

【図１８】実施例３での変換手段の他方の所定関数の残
部を示すグラフ

【符号の説明】

１０：電動パワーステアリング制御装置 １０１：Ａ／Ｄ変換器 １０２：パルス計測手段 １：電流指令値演算手段（マイクロコンピュータの前半
ロジックによる） １０３：位相進み手段 １０４：マップ関数手段 １０５：疑似微分手段 １０６：ゲイン手段 １０７：加算手段 ２：電流制御演算手段（マイクロコンピュータの後半ロ
ジックによる） ３：駆動モード演算手段 ４：方向指令演算手段 ５：絶対値演算手段 ６，６’：デューティ比演算手段 ６１：ＰＩ制御演算手段（フィードバック制御演算手段
として） ６２：演算値選択手段 ６３：補正手段 ６４：ガード手段 ６６：変換手段 ６５，６７：ワンステップ遅れ要素 ７１：駆動手段（デジタル回路） ７２：Ｈブリッジ回路 Ｑ１，Ｑ２：上流側のパワートランジスタ（パワーＭＯ
ＳＦＥＴ） Ｑ３，Ｑ４：下流側のパワートランジスタ（パワーＭＯ
ＳＦＥＴ） ８：電流検出手段 Ｒ：シャント抵抗 ９：電解コンデンサ １１：直流モータ １２：バッテリ １３：リレー
スイッチ Ｄｉｒ：方向指令信号 Ｄｔ：デューティ比信号（０〜１００％） Ｄｔａ：デューティ比信号（フィードバック指令値また
は変換指令値） Ｉｃ：電流指令値 Ｉｃａ：電流指令値の絶対値 Ｉｄ：電流偏差（Ｉｃａ−Ｉｍａ） Ｉｍａ：電流検
出値 Ｍｄ：駆動モード信号 Ｔｑ：操舵トルク信号 Ｖ：車速信号

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ステアリングコラムにかかる操舵トルクの
   検出信号である操舵トルク信号と、自動車の速さの検出
   信号である車速信号とに応じ、操舵機構を駆動する直流
   モータに流すべき電流の指令値である電流指令値を算出
   する電流指令値演算手段と、 この電流指令値と、この直流モータに流れている電流の
   検出信号である電流検出値のこの電流指令値に対する偏
   差とに応じ、この直流モータを駆動するＨブリッジ回路
   を制御する駆動手段に方向指令信号およびデューティー
   比信号に相当する信号を与える電流制御演算手段と、を
   有する電動パワーステアリング制御装置において、 前記電流制御演算手段は、 前記Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子の上流
   側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆
   動モードと、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとの
   うち、いずれの駆動モードでこのＨブリッジ回路を制御
   すべきかを指示する駆動モード信号を前記駆動手段に与
   える駆動モード演算手段と、 この駆動モード信号が切り替わらない通常時には、前記
   電流指令値と前記電流検出値との偏差に基づいて、前記
   デューティ比信号をフィードバック制御するフィードバ
   ック制御演算手段と、 この駆動モード信号の切替え時に、前記直流モータにか
   かる印加電圧の不連続が低減されるように、このデュー
   ティ比信号に基づいて適正な所定関数による演算を行
   い、新たなこのデューティ比信号を算出する変換手段
   と、 この通常時にはこのフィードバック制御演算手段に制御
   演算させ、この切替え時にはこの変換手段に関数演算さ
   せるように、この駆動モード信号に基づいてこのフィー
   ドバック制御演算手段とこの変換手段とのうち一方を選
   択する演算値選択手段と、をもつことを特徴とする、 電動パワーステアリング制御装置。
2. 【請求項２】前記所定関数は、前記駆動モードの前記切
   替え時のうち、 前記上下駆動モードから前記片側駆動モードへの切替え
   時には、切替え前の前記デューティ比信号から２０％〜
   ８０％に相当する所定オフセットを引いた値に、一倍〜
   三倍の所定倍数をかける関数であり、 逆にこの片側駆動モードからこの上下駆動モードへの切
   替え時には、切替え前のこのデューティ比信号に一倍〜
   三倍の所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当
   する所定オフセットを加える関数である、 請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
3. 【請求項３】前記フィードバック制御演算手段は、前記
   駆動モード信号に応じて適正にフィードバックゲインを
   切替える、 請求項１〜２のうちいずれかに記載の電動パワーステア
   リング制御装置。