JP2017163637A

JP2017163637A - モータ制御装置

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Publication number: JP2017163637A
Application number: JP2016043783A
Authority: JP
Inventors: 智章隅; Tomoaki Sumi
Original assignee: Asmo Co Ltd
Current assignee: Asmo Co Ltd
Priority date: 2016-03-07
Filing date: 2016-03-07
Publication date: 2017-09-14
Anticipated expiration: 2036-03-07
Also published as: JP6693178B2

Abstract

【課題】電磁ノイズの発生を抑制可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】マイコンは、片側ＰＷＭ駆動出力７４の際に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴA以上になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比を対応値ＴC以上に変換して平衡駆動出力７６を実行する。また、マイコンは、平衡駆動出力７６の際に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値ＴB以下になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比を対応値ＴD以下に変換して片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

ブラシレスＤＣモータ（以下、「モータ」と称する）等の同期モータの巻線に印加する電圧を生成するための制御には種々の方式が存在する。

特許文献１には、例えば、Ｕ相コイルに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル通電するためのスイッチングを行うＦＥＴを断続的にオンオフさせてモータを駆動させる電圧を生成するモータ駆動装置が開示されている。

特許文献１に開示されたモータを駆動させる電圧の生成は、２つの通電相のうち、一方の通電相のＦＥＴのみをオンオフさせるパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うので、片側ＰＷＭ駆動と呼ばれている。

特開２００４−３５０４４６号公報

しかしながら、特許文献１に開示された片側ＰＷＭ駆動では、無通電相が、通電相の電流の影響を受けやすいという問題があった。同期モータでは、回転するロータの位置を検出して、ロータの位置変化に応じた位相の電圧をモータに印加することを要する。ロータの位置は、一例として、回転するロータの磁界によって無通電相に生じた誘起電圧に基づいて検出するが、無通電相が、通電相の電流の影響を受けると、誘起電圧を検出できないおそれがある。

無通電相への通電相の影響を抑制してロータの位置検出に至適な信号の抽出が容易になる平衡駆動と呼ばれる駆動方式がある。平衡駆動では、通電相に通電した後、当該通電とは逆方向の電流が通電相に流れるようにＦＥＴをスイッチングさせることにより、無通電相への通電相の影響を抑制する。

しかしながら、平衡駆動は、片側ＰＷＭ駆動よりも単位時間あたりでＦＥＴをスイッチングさせる回数が多く、電磁ノイズの発生が問題となる。図７は、平衡駆動におけるモータ１１８のコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、ＦＥＴをスイッチングさせる指令信号であるPWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。図７では、特に領域８０で示されたPWM DUTY指令の範囲で、電磁ノイズの発生が大きくなる。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、電磁ノイズの発生を抑制可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、を含んでいる。

このモータ制御装置によれば、電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。

また、このモータ制御装置によれば、切り換え時に生成される電圧が変動しないように一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換えることにより、駆動方式の切り換えに際して、三相モータの回転が変調することを抑制できる。

請求項２に記載のモータ制御装置は、請求項１記載のモータ制御装置において、前記一方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である。

このモータ制御装置によれば、高電圧生成において電磁ノイズの発生が大きい一方の駆動方式から電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に、低電圧生成において電磁ノイズの発生が大きい他方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい一方の駆動方式に、各々電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。

請求項３に記載のモータ制御装置は、請求項１または２記載のモータ制御装置において、前記一方の駆動方式及び前記他方の駆動方式は、前記一方の駆動方式で電圧指令値が第１基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧と、前記他方の駆動方式で電圧指令値が前記第１基準値より大きい第２基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧とが同じになる駆動方式であり、前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である。

このモータ制御装置によれば、電圧指令値に基づいて、電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。

請求項４に記載のモータ制御装置は、請求項３記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記一方の駆動方式で使用する電圧指令値が前記第１基準値以上前記駆動回路制御部は、前記一方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第１基準値以上になった場合に、駆動方式を前記一方の駆動方式の制御から前記他方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記一方の駆動方式での電圧指令値から前記他方の駆動方式での電圧指令値に切り換え、前記他方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第２基準値未満になった場合に、駆動方式を前記他方の駆動方式の制御から前記一方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記他方の駆動方式での電圧指令値から前記一方の駆動方式での電圧指令値に切り換える。

このモータ制御装置によれば、電圧指令値に基づいて、電磁ノイズの発生が大きくなった駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。また、電圧指令値を、駆動方式に応じて切り換えることにより、三相モータの回転が変調することを抑制できる。

請求項５に記載のモータ制御装置は、請求項３記載のモータ制御装置において、前記駆動回路制御部は、前記第１基準値以上となった前記一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第２基準値以上の値に変換すると共に、前記第２基準値以下となった前記他方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第１基準値以下の値に変換する。

このモータ制御装置によれば、電磁ノイズの発生が大きくなった際の駆動方式の切り換えにおいて、電圧指令値を第１基準値から第２基準値以上の値に、または第２基準値から第１基準値以下の値に各々変換する。かかる電圧指令値の変換により、２つの駆動方式で電磁ノイズの発生が大きい領域での動作を回避でき、電磁ノイズの発生を抑制できる。

請求項６に記載のモータ制御装置は、請求項１〜５のいずれか１項記載のモータ制御装置において、前記一方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する。

このモータ制御装置によれば、他の駆動方式では通電した巻線に残留する電流を減衰させる通電をしている。かかる通電により、無通電の相の誘起電圧に生じるノイズを軽減でき、誘起電圧に基づくロータの位置の検出が容易となる。

本発明の実施の形態に係るモータ制御装置の一例を示す概略図である。本発明の実施の形態に係るモータ制御装置におけるPWM DUTY指令、ＦＥＴのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。モータのＵ相コイルからＶ相コイルへの通電におけるインバータ回路の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。本発明の実施の形態に係るモータ制御装置において、モータのコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。本発明の実施の形態に係るモータ制御装置において、モータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの他の例である。本発明の実施の形態に係るモータ制御装置における処理の一例を示したフローチャートである。平衡駆動におけるモータ１１８のコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、ＦＥＴをスイッチングさせる指令信号であるPWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。

図１は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の一例を示す概略図である。モータ制御装置１００は、一例として、エンジンのウォータポンプ１２８を駆動するモータ１１８の制御に用いられる。

図１に示されたインバータ回路１１４は、イグニッションスイッチ１２４がオンになり、車載のバッテリ１２０から供給された電力をスイッチングし、モータ１１８のステータのコイルに印加する電圧を生成する。例えば、ＦＥＴ１１４Ａ、４４ＤはＵ相のコイルに、ＦＥＴ１１４Ｂ、４４ＥはＶ相のコイルに、ＦＥＴ１１４Ｃ、４４ＦはＷ相のコイルに、各々印加する電圧を生成するスイッチングを行う。

ＦＥＴ１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｃの各々のドレインは車載のバッテリ１２０の正極に接続されている。また、ＦＥＴ１１４Ｄ、１１４Ｅ、１１４Ｆの各々のソースはバッテリ１２０の負極に接続されている。

本実施の形態では、モータ１１８のロータが回転によって生じる誘起電圧によりロータの回転速度及び位置（回転位置）を検出する。一般に、ブラシレスＤＣモータは、シャフトと同軸に設けられたロータのマグネット又はセンサマグネットの磁界をホール素子で検出し、検出された磁界に基づいてロータの回転速度及び位置（回転位置）を検出する。しかしながら、本実施の形態に係るモータ１１８は、エンジンのウォータポンプ１２８に用いられる場合があるので、作動時には、エンジンの熱にさらされる。半導体であるホール素子は熱に弱いので、本実施の形態に係るモータ１１８では、ホール素子は使用せず、無通電の相のコイルに生じた誘起電圧によってロータの回転速度及び位置を検出する。

誘起電圧は、ロータの回転に応じて変化する正弦波状のアナログ信号であるが、本実施の形態では、コンパレータを含む位置検出回路１１６により、矩形波状のパルス信号に変換してマイコン１１０に入力する。

マイコン１１０は、位置検出回路１１６から入力された信号からロータの位置を算出し、算出したロータの位置と上位の制御装置であるＥＣＵ１２２から入力された指令信号とに基づいて、インバータ回路１１４のスイッチングの制御に係るＰＷＭ制御のデューティ比を示すPWM DUTY指令を算出する。ＥＣＵ１２２には、エンジンの冷却水の温度を検知する水温センサ１２６が接続されており、冷却水の温度が上昇するに従って、ウォータポンプ１２８の冷却水の吐出量が多くなるようにモータ１１８の回転速度を制御する。水温センサ１２６は、エンジンのウォータジャケット又はラジエータ等の冷却水の流路の一角に設けられている。

マイコン１１０は、算出したPWM DUTY指令に基づいて、インバータ回路１１４のＦＥＴ１１４Ａ〜１１４ＦをスイッチングさせるためのＦＥＴゲート信号を生成してプリドライバ１１２に出力する。プリドライバ１１２は、マイコン１１０から入力されたＦＥＴゲート信号を増幅してインバータ回路１１４に出力する。インバータ回路１１４はプリドライバ１１２から入力されたＦＥＴゲート信号に従ってＦＥＴ１１４Ａ〜１１４Ｆをスイッチングさせることにより、バッテリ１２０の電圧を変調して、モータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する。

本実施の形態では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が同一であっても、ＰＷＭの駆動方式が異なると、ＦＥＴゲート信号の波形は各々異なる。マイコン１１０は、駆動方式に応じた波形のＦＥＴゲート信号をプリドライバ１１２に出力する。

また、本実施の形態では、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０が設けられている。マイコン１１０は、電圧センサ１３０によって検出された電圧も参照して、前述のPWM DUTY指令が示すデューティ比を調整する。

図２は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００におけるPWM DUTY指令、ＦＥＴ１１４Ａ、１１４Ｂ、１１４Ｄ、１１４Ｅのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡駆動の場合を各々示している。図２のＰＷＭ周期Ｔは、１のコイルから他のコイルを介して接地領域への通電するためのＰＷＭ制御に必要な周期で、図２では、Ｕ相コイルからＶ相コイルを介して接地領域に１パルスを通電するためのＰＷＭ制御に要する周期である。本実施の形態では、ＰＷＭ周期Ｔは、略５０μ秒である。

図２（Ａ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」は、ＦＥＴ１１４Ａのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例である。「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」は、Ｕ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ａのゲートには連続的にハイレベルの信号が印加されることを示している。その結果、ＦＥＴ１１４ＡはＰＷＭ周期Ｔにおいて連続的にオンになっている。また、図２（Ａ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」は、ＦＥＴ１１４Ｅのゲートに印加されるＦＥＴゲート信号の波形の一例である。「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」が示すように、Ｖ相コイルの通電に係るＦＥＴ１１４ＥのゲートにはPWM DUTY指令に基づいて周期Ｔ₁のハイレベル信号が印加されてＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電され、周期Ｔ₁において、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶ_b、Ｖ相電圧１５４Ｖは０となってＵ相コイルとＶ相コイルとに電位差が生じる。

図２（Ａ）に示したように、Ｕ相コイル１８Ｕに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴを連続的にオンにする一方で、Ｖ相コイル１８Ｖに通電するためのスイッチングを行うＦＥＴをＰＷＭ制御でオンオフさせているので、本実施の形態では、図２（Ａ）のような場合を片側ＰＷＭ駆動と呼称する。

なお、図２（Ａ）に示したように、ＦＥＴ１１４Ｅのスイッチング動作の影響により、Ｖ相電圧１５４Ｖの波形は完全な矩形波ではなく略台形状を呈する。

周期Ｔ₁経過後の周期Ｔ₂ではＦＥＴ１１４Ｅはオフになるので、Ｕ相電圧１５４Ｕはバッテリ１２０の正極の電圧であるＶ_b、Ｖ相電圧１５４ＶはＶ_b以上の電圧を示す。周期Ｔ₂においてＶ相電圧１５４ＶがＶ_b以上の電圧を示すのは、オフになっているＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオードを介して電流が流れるためである。当該寄生ダイオードの順電圧がＶ_Fであれば、周期Ｔ₂においてＶ相電圧１５４ＶはＶ_bよりも順電圧Ｖ_F高い電圧を示す。

片側ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５４ＵとＶ相電圧１５４Ｖとの差であるから、以下の式（１）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧＝（Ｖ_b×Ｔ₁／Ｔ）＋（−Ｖ_F×Ｔ₂／Ｔ） …（１）

図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、平衡駆動では、PWM DUTY指令のエッジが立ち上がってから周期Ｔ_bのデッドタイム１５２の経過後の周期Ｔ"_１にＵ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ａがオンになる。同時に図２（Ｂ）の「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、Ｖ相コイルへの通電に係るＦＥＴ１１４Ｅのゲートにハイレベル信号が印加されてＦＥＴ１１４Ｅがオンになる。その結果、周期Ｔ"_１において、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖが通電される。なお、デッドタイム１５２は、直列に接続されたＦＥＴが同時にオンにならないようにするために設けられた時間である。

その後、図２（Ｂ）の「Ｕ相上段ＦＥＴゲート波形」及び「Ｖ相下段ＦＥＴゲート波形」に示したように、PWM DUTY指令のエッジが立ち下がるとＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅは同時にオフになる。そして、デッドタイム１５２が経過した後の周期Ｔ"₂に、図２（Ｂ）のＦＥＴ１１４ＤのＦＥＴゲート信号の波形の一例である「Ｕ相下段ＦＥＴゲート波形」及びＦＥＴ１１４ＢのＦＥＴゲート信号の波形の一例である「Ｖ相上段ＦＥＴゲート波形」に示したように、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄのゲートにハイレベル信号が印加されて、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになる。その結果、周期Ｔ"₂において、周期Ｔ"₁の通電によって生じたＵ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖの電流を減衰させる。

図２（Ｂ）の場合は、周期Ｔ"₁で通電した電流を周期Ｔ"₂で減衰させることにより、インバータ回路１１４及びモータ１１８のコイルの電位を平衡にする。本実施の形態では、図２（Ｂ）に示した場合を平衡駆動と呼称する。

図２（Ｂ）の場合において、平衡ＰＷＭ駆動のＰＷＭ周期ＴにおけるＵ−Ｖ線間電圧は、Ｕ相電圧１５６ＵとＶ相電圧１５６Ｖとの差であるから、以下の式（２）によって算出される。
Ｕ−Ｖ線間電圧
＝｛Ｖ_b×（Ｔ"₁−Ｔ"₂−２Ｔ_d/Ｔ）｝＋（−Ｖ_F×２Ｔ_d/Ｔ）…（２）

一般にPWM DUTY指令のデューティ比が同じであれば、図２よりＴ₁＜Ｔ"₁であり、順電圧Ｖ_Fがシリコン系半導体では０．６５Ｖ程度の値であること、及び上記の式（１）、（２）より、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ線間電圧は高くなる。また、片側ＰＷＭ駆動の方がスイッチング素子の動作回数が少なくなるので、インバータ回路１１４の負荷も少なくなる。

また、図２（Ａ）、（Ｂ）に示したように、片側ＰＷＮ駆動と平衡駆動とでは、ＦＥＴゲート信号の波形が異なるので、マイコン１１０は、ＰＷＭの駆動方式に応じた波形のＦＥＴゲート信号を生成する。

図３は、モータ１１８のＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへの通電におけるインバータ回路１１４の動作を示した概略図であり、（Ａ）は片側ＰＷＭ駆動の場合、（Ｂ）は平衡ＰＷＭ駆動の場合を各々示している。

図３（Ａ）に示した片側ＰＷＭ駆動の場合では、バッテリ１２０から供給された電力を、ＦＥＴ１１４ＡをオンにしてＵ相コイル１８Ｕに印加し、Ｖ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地させている。

図３（Ａ）において、電流１４０はＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４０は、連続的にオンになっているＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。

図３（Ａ）において、電流１４２は、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになった場合の電流である。電流１４２は、電流１４０が流れた影響によるものであり、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても、直前に流れた電流１４０の影響により、電流１４０と同一方向、すなわちＵ相コイル１８ＵからＶ相コイル１８Ｖへ電流を流そうとする起電力によるものである。

電流１４２は、ＦＥＴ１１４Ｅがオフになっているので、接地領域には流れず、Ｕ相コイル１８Ｕ、Ｖ相コイル１８Ｖ、ＦＥＴ１１４Ｂの寄生ダイオード、ＦＥＴ１１４Ａで構成された回路を循環するに留まる。しかしながら、電流１４０、１４２によって、無通電相であるＷ相コイル１８Ｗに生じる誘起電圧が影響されるというおそれがある。電流１４０、１４２によって無通電相に生じた誘起電圧の波形が乱れると、ロータの位置検出が困難になる。

図３（Ｂ）に示した平衡ＰＷＭ駆動で、電流１４４はＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオンになった場合の電流である。電流１４４は、ＦＥＴ１１４Ａを介してＵ相コイル１８Ｕに流れ、さらにＶ相コイル１８ＶとＦＥＴ１１４Ｅとを経由して接地領域に流れている。

図３（Ｂ）において、電流１４６は、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合の電流である。電流１４６は、Ｕ相コイル１８Ｕ及びＶ相コイル１８Ｖにおいて電流１４４と順方向の電流である。ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄをオンにする制御は、電流１４４と逆方向の電流を流すものであるが、電流１４４の影響により、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになった場合であっても、なおも電流１４４と順方向の電流が実際には観測される。しかしながら、ＦＥＴ１１４Ｂ及びＦＥＴ１１４Ｄがオンになることで、電流１４４の影響を受けた電流１４６を減衰させる効果がある。

ＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオンになると、前述のように電流１４４が流れ、ＦＥＴ１１４Ａ及びＦＥＴ１１４Ｅがオフになっても電流１４４の影響による電流１４４と順方向の電流が生じる。しかしながら、ＦＥＴ１１４Ｄ及びＦＥＴ１１４Ｂがオンになることで当該電流を減衰させることが可能なので、当該電流による誘起電圧への影響を抑制でき、ロータの位置検出に至適な信号の抽出が容易となる。

図４は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００において、モータ１１８のコイルに印加される実効的な電圧に係るモータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの一例である。図４の領域８０は、電磁ノイズの発生が所定値以上となる領域である。領域８０は、PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合を中心としている。PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合に電磁ノイズのレベルが大きくなることは、実験により確認されたものである。

イグニッションスイッチ１２４がオンになり、ウォータポンプ１２８の作動を開始させる場合には、片側ＰＷＭ駆動でモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。そして、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上となった場合には、平衡駆動でモータ１１８のコイルに印加する電圧を生成する平衡駆動出力７６に切り換える。図４に示したように、片側ＰＷＭ駆動出力７４では、PWM DUTY指令が低く、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが低い場合には電磁ノイズの発生は小さい。しかしながら、PWM DUTY指令が高くなりモータ印加DUTYが高くなると、電磁ノイズの発生が大きな領域８０での電圧生成になるからである。

平衡駆動出力７６によってモータ１１８を駆動させる電圧を生成している場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になった場合には、ＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。図４に示したように、平衡駆動出力７６では、PWM DUTY指令が高く、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが高い場合には電磁ノイズの発生は小さい。しかしながら、PWM DUTY指令が低くなりモータ印加DUTYが低くなると、電磁ノイズの発生が大きな領域８０での電圧生成になるからである。

図４に示した場合では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になった場合にＰＷＭの駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換え、ＰＷＭの駆動方式が平衡駆動出力７６の際にPWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になった場合にＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。かかる駆動方式の切り換えにより、電磁ノイズの発生が大きな領域８０を回避する。

前述のように、PWM DUTY指令のデューティ比が同じであれば、片側ＰＷＭ駆動の方がＵ−Ｖ線間電圧は高くなる。従って、ＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える際には、モータ１１８のコイルに印加される実効電圧を示すモータ印加DUTYが、駆動方式の切り換えに際して変動しないことを要する。

図４に示した場合では、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_BとなるようにPWM DUTY指令を変換し、以後、基準値Ｔ_B以上の平衡駆動出力７６に対応したPWM DUTY指令によって平衡駆動出力７６を実行する。

同様に、図４に示した場合では、平衡駆動出力７６を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になった場合に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_AとなるようにPWM DUTY指令を変換し、以後、基準値Ｔ_A以下の片側ＰＷＭ駆動出力７４に対応したPWM DUTY指令によって片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。

図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００において、モータ印加DUTYと、PWM DUTY指令とを対応付けたグラフの他の例である。図５の領域８０は、図４の場合と同様に、電磁ノイズの発生が大きくなる領域であり、PWM DUTY指令が示すデューティ比が５０％の場合を中心としている。

図５に示した場合も、図４に示した場合と同様に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になった場合にＰＷＭの駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換え、ＰＷＭの駆動方式が平衡駆動出力７６の際にPWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になった場合にＰＷＭの駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える。かかる駆動方式の切り換えにより、電磁ノイズの発生が大きな領域８０を回避する。

しかしながら、図５に示した場合は、図４に示した場合のように、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になった場合に変換されたPWM DUTY指令が示すデューティ比は基準値Ｔ_Bではなく、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になった場合に変換されたPWM DUTY指令が示すデューティ比は基準値Ｔ_Aではない。

図５に示した場合では、基準値Ｔ_Aでの片側ＰＷＭ駆動出力７４とモータ印加DUTYが同じになる平衡駆動出力７６でのPWM DUTY指令が示すデューティ比である対応値Ｔ_Cを予め記憶装置に記憶する。そして、駆動方式を片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える際に、指令値であるPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値Ｔ_Aから対応値Ｔ_Cに変更する。

同様に、基準値Ｔ_Bでの平衡駆動出力７６とモータ印加DUTYが同じになる片側ＰＷＭ駆動出力７４でのPWM DUTY指令が示すデューティ比である対応値Ｔ_Dを予め記憶装置に記憶する。そして、駆動方式を平衡駆動出力７６から片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える際に、指令値であるPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値Ｔ_Bから対応値Ｔ_Dに変更する。

理論的には、片側ＰＷＭ駆動出力７４から平衡駆動出力７６に切り換える場合にはPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値Ｔ_Aから基準値Ｔ_Bに、平衡駆動出力７６から片側ＰＷＭ駆動出力７４に切り換える場合にはPWM DUTY指令が示すデューティ比を基準値Ｔ_Bから基準値Ｔ_Aに、各々変換することで、駆動方式の変更の前後でのモータ印加DUTYの変動を抑制できる。しかしながら、制御の遅れ、制御タイミングのズレ等により、図４に示したような理想的な駆動方式の切り換えが達成できない場合がある。

制御の遅れ、制御タイミングのズレ等を解消するためには、図４に示した場合よりも早いタイミングで駆動方式の切り換えを行うことが考えられる。例えば、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行中、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になる前に、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_BとなるようにPWM DUTY指令を変換して平衡駆動出力７６を実行する。しかしながら、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_BとなるようにPWM DUTY指令を変換するタイミングが早過ぎると、駆動方式の切り換えに際してモータ印加DUTYが不連続に変化し、モータ１１８の挙動が不安定になるおそれがある。

図５に示した場合では、Ｔ_D≦Ｔ_A＜Ｔ_B≦Ｔ_Cとすることで、制御のタイミングに余裕を持たせることができ、駆動方式の切り換えに際してモータ印加DUTYが不連続に変化することを防止している。なお、Ｔ_D＝Ｔ_A＜Ｔ_B＝Ｔ_Cとすると、図４で示した場合になる。

また、図５に示した場合も、図４に示した場合と同様に、マイコン１１０は、駆動方式の切り換えに際して、バッテリ１２０とインバータ回路１１４とモータ１１８とで構成された回路の電圧を計測する電圧センサ１３０によって検出された電圧が変動した場合には、当該電圧の変動を解消するようにPWM DUTY指令のデューティ比を算出する。

図６は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００における処理の一例を示したフローチャートである。図６の処理は、例えば、イグニッションスイッチ１２４がオンになったことで開始される。ステップ５００では、図５に示したように、片側ＰＷＭ駆動出力７４でモータ１１８のコイルに印加する電圧が生成される。

ステップ５０２では、イグニッションスイッチ１２４がオフになった等により、PWM DUTY指令が示すデューティ比が０％になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、処理を終了し、否定判定の場合には、手順をステップ５０４に移行させる。

ステップ５０４では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_A以上になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、ステップ５０６で駆動方式を平衡駆動出力７６に切り換える。ステップ５０４で否定判定の場合には、手順をステップ５００に戻し、片側ＰＷＭ駆動出力７４を継続する。

ステップ５０８では、PWM DUTY指令が示すデューティ比が基準値Ｔ_B以下になったか否かを判定し、否定判定の場合には、手順をステップ５０６に戻し、平衡駆動出力７６を継続し、肯定判定の場合には、手順をステップ５１０に移行させる。

ステップ５１０では、イグニッションスイッチ１２４がオフになった等により、PWM DUTY指令が示すデューティ比が０％になったか否かを判定し、肯定判定の場合には、処理を終了し、否定判定の場合には、手順をステップ５００に戻し、片側ＰＷＭ駆動出力７４を実行する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、片側ＰＷＭ駆動での電圧生成で電磁ノイズの発生が大きくなる場合に、片側ＰＷＭ駆動で生成していた電圧と同じ電圧を平衡駆動で生成する。また、平衡駆動での電圧生成で電磁ノイズの発生が大きくなる場合に、平衡駆動で生成していた電圧と同じ電圧を片側ＰＷＭ駆動で生成する。

電磁ノイズの発生が大きくなった一方の駆動方式から、電磁ノイズの発生が小さい他方の駆動方式に電圧生成の制御を切り換えることにより、電磁ノイズの発生を抑制できる。

１８Ｕ…Ｕ相コイル、１８Ｖ…Ｖ相コイル、１８Ｗ…Ｗ相コイル、７４…片側ＰＷＭ駆動出力、７６…平衡駆動出力、８０…領域、１００…モータ制御装置、１１０…マイコン、１１２…プリドライバ、１１４…インバータ回路、１１４Ａ，１１４Ｂ，１１４Ｃ，１１４Ｄ，１１４Ｅ，１１４Ｆ…ＦＥＴ、１１６…位置検出回路、１１８…モータ、１２０…バッテリ、１２４…イグニッションスイッチ、１２６…水温センサ、１２８…ウォータポンプ、１３０…電圧センサ、１４０，１４２，１４４，１４６…電流、１５２…デッドタイム、１５４Ｕ…Ｕ相電圧、１５４Ｖ…Ｖ相電圧、１５６Ｕ…Ｕ相電圧、１５６Ｖ…Ｖ相電圧、Ｔ₁，Ｔ₂，Ｔ"_１，Ｔ"₂，Ｔ_b…周期、Ｔ_A…第１基準値、Ｔ_B…第２基準値、Ｔ_C，Ｔ_D…対応値、Ｖ_F…順電圧

Claims

異なる２つの駆動方式での制御が可能で、制御されることによって生成した電圧を三相モータの巻線に印加する駆動回路と、
一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成において、大きさが所定値以上の電磁ノイズが発生する場合に、切り換え時に生成される電圧が変動しないように前記一方の駆動方式での制御から他方の駆動方式での制御に切り換え、他方の駆動方式での制御により前記駆動回路に電圧を生成させる駆動回路制御部と、
を含むモータ制御装置。
前記一方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、前記他方の駆動方式は、低電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさが高電圧生成において発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である請求項１記載のモータ制御装置。
前記一方の駆動方式及び前記他方の駆動方式は、前記一方の駆動方式で電圧指令値が第１基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧と、前記他方の駆動方式で電圧指令値が前記第１基準値より大きい第２基準値になった場合に前記駆動回路で生成される電圧とが同じになる駆動方式であり、
前記一方の駆動方式は、電圧指令値が前記第１基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第１基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより小さい駆動方式であり、
前記他方の駆動方式は、電圧指令値が前記第２基準値未満の場合に発生する電磁ノイズの大きさが前記第２基準値以上の場合に発生する電磁ノイズの大きさより大きい駆動方式である請求項１または２記載のモータ制御装置。
前記駆動回路制御部は、前記一方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第１基準値以上になった場合に、駆動方式を前記一方の駆動方式の制御から前記他方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記一方の駆動方式での電圧指令値から前記他方の駆動方式での電圧指令値に切り換え、
前記他方の駆動方式での制御中に電圧指令値が前記第２基準値未満になった場合に、駆動方式を前記他方の駆動方式の制御から前記一方の駆動方式の制御に切り換えると共に、電圧指令値を前記他方の駆動方式での電圧指令値から前記一方の駆動方式での電圧指令値に切り換える請求項３記載のモータ制御装置。
前記駆動回路制御部は、前記第１基準値以上となった前記一方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第２基準値以上の値に変換すると共に、前記第２基準値以下となった前記他方の駆動方式での制御による前記駆動回路の電圧生成のための電圧指令値を前記第１基準値以下の値に変換する請求項４記載のモータ制御装置。
前記一方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電されるように前記駆動回路を制御し、前記他方の駆動方式は、前記三相モータのロータの回転位置に応じていずれか１相の巻線を無通電にし、他の２相の巻線の一方の巻線から他方の巻線に通電された後、前記一方の巻線から前記他方の巻線に流れる電流を減衰させる通電がされるように前記駆動回路を制御する請求項１〜５のいずれか１項記載のモータ制御装置。