JP2010068672A - モータ駆動制御回路及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安価に製造可能なモータ駆動制御回路及び電動パワーステアリング装置の提供を目的とする。
【解決手段】本発明のモータ駆動制御回路４０では、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗにそれぞれ設けられた非常用スイッチ素子５９の両端の電位差からＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｖ１，・・・を検出すると共に、モータ駆動回路４３と直流電源９１の負極（ＧＮＤ）との間に非常用スイッチ素子５９より正確に電流を検出可能なシャント抵抗４５を１つ設けておき、各非常用スイッチ素子５９による電流Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｖ１・・・の検出結果とシャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果とから生成した補正係数Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，・・・によって、各非常用スイッチ素子５９による電流検出結果を補正する。これにより高精度な相電流検出素子を１つだけにすることができ、モータ駆動制御回路４０を安価に製造することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、多相交流モータを駆動制御するモータ駆動制御回路及びそのモータ駆動制御回路を有した電動パワーステアリング装置に関する。

従来のこの種のモータ駆動制御回路には、直流電源の直流出力から多相交流電流を生成して多相交流モータに通電するためのブリッジ回路が備えられ、そのブリッジ回路は、直流電源における正負の電極の間に並列接続される複数のスイッチ直列回路を備えている。そして、多相交流電流をフィードバック制御するために、各スイッチ直列回路に相電流検出素子（例えば、シャント抵抗）を直列に接続して、各相電流を検出していた（例えば、特許文献１参照）。
特開平６−９８５６４号公報（段落［００１３］、第１図）

しかしながら、上述した従来のモータ駆動制御回路では、各相電流を正確に検出するために、高精度な相電流検出素子が相に応じた数だけ設けられていたためにモータ駆動制御回路が高価になっていた。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、安価に製造可能なモータ駆動制御回路及び電動パワーステアリング装置の提供を目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１の発明に係るモータ駆動制御回路（４０）は、直流電源（９１）の正負の電極間に並列接続される複数のスイッチ直列回路（４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ）と、各スイッチ直列回路（４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ）が有する１対のスイッチ素子（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）の間から分岐し、多相交流モータ（１９）の各相巻線（１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ）に接続される複数の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）とからなるブリッジ回路（４３）と、複数の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）に設けられ、各分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）に流れる電流を検出可能な複数の相電流検出素子（５１，５２，５９）と、直流電源（９１）の直流出力から多相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を生成して多相交流モータ（１９）に付与するために、各スイッチ素子（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）をオンオフすると共に、相電流検出素子（５１，５２，５９）にて検出した電流検出結果を取得して多相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）をフィードバック制御する制御回路（４４）とを備えたモータ駆動制御回路（４０）において、一端に直流電源（９１）の正負の一方の電極が接続される一方、他端に複数のスイッチ直列回路（４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ）が共通接続され、相電流検出素子（５１，５２，５９）より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子（４５）と、多相交流モータ（１９）に対する１の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）の電流の向きと、それ以外の他の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）の電流の向きとが逆になる特定位相での補正用電流検出素子（４５）による電流検出結果から、１の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）に備えた相電流検出素子（５１，５２，５９）の電流検出結果を補正するための補正係数（Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，Ｋｖ２，Ｋｗ１，Ｋｗ２）を生成する補正係数生成手段（Ｓ１１３，Ｓ１２３，Ｓ１３３，Ｓ１４３，Ｓ１５３，Ｓ１６３）とを備え、補正係数生成手段（Ｓ１１３，Ｓ１２３，Ｓ１３３，Ｓ１４３，Ｓ１５３，Ｓ１６３）により各相電流検出素子用の補正係数（Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，Ｋｖ２，Ｋｗ１，Ｋｗ２）を生成し、それら補正係数（Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，Ｋｖ２，Ｋｗ１，Ｋｗ２）を用いて特定位相以外の位相における各相電流検出素子（５１，５２，５９）による電流検出結果を補正するところに特徴を有する。

なお、本発明において、「補正係数を用いて特定位相以外の位相における相電流検出素子による電流検出結果を補正する」とは、「補正係数を用いて特定位相における相電流検出素子による電流検出結果を補正する」ことを排除するものではない。

請求項２の発明は、請求項１に記載のモータ駆動制御回路（４０）において、複数の分岐回路（４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ）には、異常発生時に、ブリッジ回路（４３）から多相交流モータ（１９）を切り離すための非常用スイッチ素子（５１，５２，５９）がそれぞれ設けられ、非常用スイッチ素子（５１，５２，５９）を相電流検出素子（５１，５２，５９）に兼用したところに特徴を有する。

請求項３の発明に係る電動パワーステアリング装置（１１）は、請求項１又は２に記載のモータ駆動制御回路（４０）を有し、多相交流モータ（１９）を駆動源として備えたところに特徴を有する。

［請求項１の発明］
本発明のモータ駆動回路では、ブリッジ回路における複数のスイッチ直列回路のスイッチ素子をオンオフすることで、ブリッジ回路における複数の分岐回路及び多相交流モータの相巻線に多相交流電流が流れる。その多相交流電流に含まれる各相電流は、複数の分岐回路に備えた複数の相電流検出素子によって検出されて、フィードバック制御される。また、本発明では、複数の相電流検出素子に対し、それら相電流検出素子より正確に電流を検出可能な１つの補正用電流検出素子がブリッジ回路における複数のスイッチ直列回路の共通接続部分と直流電源との間に設けられている。ここで、モータに対する１の分岐回路とそれ以外の他の分岐回路の電流の向きとが互いに逆向きになる特定位相では、その１の分岐回路に流れる電流とスイッチ直列回路の共通接続部分に流れる電流とが一致する。これにより、同じ電流を、１の分岐回路に備えた相電流検出素子と、補正用電流検出素子とによってそれぞれ検出し、そのズレを補正するための補正係数を生成することができる。そして、複数の分岐回路の間で特定位相になる分岐回路は切り替わるので、１つの補正用電流検出素子で複数の相電流検出素子にそれぞれ固有の補正係数を生成することができる。そして、その補正係数を利用して、特定位相以外の位相における各相電流検出素子の電流検出結果を補正するので、各相電流の検出精度が高くなり、安定したフィードバック制御を行うことができる。

このように、本発明のモータ駆動制御回路では、直流電源とブリッジ回路との間に、相電流検出素子より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子を設けておき、複数の相電流検出素子による電流検出結果を、その１つの補正用電流検出素子の電流検出結果に基づいて補正するように構成したので、補正用電流検出素子の電流検出精度が高精度であれば、複数の分岐回路に設けられた複数の相電流検出素子は、精度の低い廉価なものにすることができる。つまり、従来はブリッジ回路の相に応じた数だけ必要であった高精度な電流検出素子を、相の数とは関係なく１つだけにすることができるので、モータ駆動制御回路を従来よりも安価に製造することができる。

［請求項２の発明］
請求項２の発明によれば、複数の分岐回路には、異常発生時に、ブリッジ回路から多相交流モータを切り離すための非常用スイッチ素子がそれぞれ設けられ、それら非常用スイッチ素子を相電流検出素子に兼用したので、非常用スイッチ素子とは別に相電流検出素子を各分岐回路に設けた場合に比較して、更なるコストダウンを図ることができかつ、モータ駆動制御回路を小型化することができる。

［請求項３の発明］
請求項３の電動パワーステアリング装置によれば、請求項１又は２に記載のモータ駆動制御回路を有したので、電動パワーステアリング装置を安価に製造することができる。

［第１実施形態］
以下、本発明の第１実施形態を図１〜図５に基づいて説明する。図１に示された車両１０は、電動パワーステアリング装置１１を備え、運転者によるステアリング操作を操舵アシストモータとしての三相交流モータ１９（以下、単に「モータ１９」という）で補助して転舵輪１２，１２を転舵することができる。具体的には、１対の転舵輪１２，１２の間には、転舵輪間シャフト１３が差し渡され、その転舵輪間シャフト１３は、筒形ハウジング１５の内部に挿通されている。転舵輪間シャフト１３の両端は、タイロッド１４，１４を介して各転舵輪１２，１２に連結され、筒形ハウジング１５は、車両１０の本体１０Ｈに固定されている。また、筒形ハウジング１５の軸方向の中間部分には大径部が備えられ、その大径部にモータ１９が内蔵されている。モータ１９は、筒形ハウジング１５の内面に嵌合固定されたステータ２０と、ステータ２０の内側に遊嵌された筒状のロータ２１とを備えてなる。そして、転舵輪間シャフト１３がロータ２１の内側を貫通している。また、筒形ハウジング１５のうち大径部の一端には、ロータ２１の回転位置θ１を検出するための回転位置センサ２５（例えば、レゾルバ）が設けられている。

ロータ２１の内面には、ボールネジナット２２が組み付けられている。また、転舵輪間シャフト１３の軸方向の中間部分にはボールネジ部２３が形成されている。これらボールネジナット２２とボールネジ部２３とからボールネジ機構が構成され、ロータ２１と共にボールネジナット２２が回転すると、筒形ハウジング１５に対してボールネジ部２３が直動し、これにより転舵輪１２，１２が転舵する。

転舵輪間シャフト１３の一端部側には、ラック２４が形成され、ステアリングシャフト１６の下端部に備えたピニオン１８がこのラック２４に噛合している。ステアリングシャフト１６の上端部には、ステアリング１７が取り付けられている。

ステアリングシャフト１６には、舵角センサ３４とトルクセンサ３５とが取り付けられ、ステアリング１７の操舵角θ２を検出すると共に、ステアリングシャフト１６にかかる操舵トルクＴｆを検出している。また、転舵輪１２の近傍には、転舵輪１２の回転に基づいて車速Ｖを検出するための車速センサ３６が設けられている。

上記モータ１９を駆動制御するために、本発明に係るモータ駆動制御回路４０が車両１０に搭載されている。図２に示すように、モータ駆動制御回路４０は、イグニッションスイッチ９４のオンにより、バッテリ９２に導通接続されて起動する。モータ駆動制御回路４０は、モータ駆動回路４３（本発明の「ブリッジ回路」に相当する）とモータ制御回路４４（本発明の「制御回路」に相当する）とを有している。また、モータ制御回路４４は、指令値決定部４１とインバータ制御部４２とからなる。

直流電源９１は、バッテリ９２に昇圧回路９３を接続してなり、バッテリ９２の出力電圧を昇圧回路９３で昇圧してモータ駆動回路４３に付与している。また、バッテリ９２は、エンジンに連動するオルタネータ（図示せず）から受電している。

モータ駆動回路４３は、バッテリ９２に接続された昇圧回路９３の正極と負極（ＧＮＤ）との間に、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各スイッチ直列回路４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗが並列接続された三相ブリッジ回路になっている。Ｕ相のスイッチ直列回路４３Ｕには、上段側のスイッチ素子ＵＨ、下段側のスイッチ素子ＵＬとが直列接続して備えられ、それら両スイッチ素子ＵＨ，ＵＬの中間から分岐した給電ライン４２Ｕにモータ１９のＵ相巻線１９Ｕが接続されている。これと同様に、Ｖ相のスイッチ直列回路４３Ｖには、上段側のスイッチ素子ＶＨ及び下段側のスイッチ素子ＶＬが備えられ、それらの中間から分岐した給電ライン４２Ｖにモータ１９のＶ相巻線１９Ｖが接続されており、Ｗ相のスイッチ直列回路４３Ｗには、上段側のスイッチ素子ＷＨ及び下段側のスイッチ素子ＷＬが備えられ、それらの中間から分岐した給電ライン４２Ｗにモータ１９のＷ相巻線１９Ｗが接続されている。また、スイッチ素子群ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・は、例えば、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで構成され、それらＭＯＳＦＥＴのゲートがモータ制御回路４４（インバータ制御部４２）に接続されている。なお、給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗは、それぞれ本発明の「分岐回路」に相当する。

モータ制御回路４４のうち、指令値決定部４１は、トルクセンサ３５、舵角センサ３４及び車速センサ３６から各検出結果（操舵トルクＴｆ、ステアリング１７の操舵角θ２、車速Ｖ）を取得し、モータ１９に対するモータ駆動電流の指令値Ｉｑ１＊を決定する。

インバータ制御部４２は、指令値決定部４１からモータ駆動電流の指令値Ｉｑ１＊を取得して、モータ駆動回路４３のスイッチ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・をオンオフ駆動する。そのためにインバータ制御部４２では、図４（Ａ）に示した三角波Ｋを生成すると共に、指令値Ｉｑ１＊に基づいて指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を生成する。なお、モータ駆動電流の指令値Ｉｑ１＊から指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊を生成する方法については公知であるので（例えば、特開２００６−３４０５５１号公報を参照）、詳細な説明は省略する。

モータ制御回路４４は、指令値Ｖｕ１＊，Ｖｖ１＊，Ｖｗ１＊と三角波Ｋとに基づいて、所謂、「三角波比較方式」のＰＷＭ制御を行う。これにより、図４（Ｂ）に示すように、例えば、互いに１２０度ずつ位相がずれた正弦波形で示される三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗを介してモータ駆動回路４３からモータ１９の各相巻線１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗへと出力される。なお、本実施形態のモータ１９は、図２に示すようにＹ結線（スター結線）になっている。

各種センサ２５，３４〜３６やスイッチ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・等の異常により、モータ１９に給電不可能な場合には、ハンドル１７の操舵によりモータ１９が連れ回りして発電機として機能し、直流電源９１がモータ１９に接続された状態のままであると、直流電源９１を充電するために、ハンドル１７の操舵抵抗が増すことになる。これに対し、本実施形態のモータ駆動回路４３では、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗの全てに１つずつ非常用スイッチ素子５９が設けられ、非常時に、モータ１９から直流電源９１を切り離す構成になっている。具体的には、非常用スイッチ素子５９は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであり、全ての非常用スイッチ素子５９の寄生ダイオード５９Ｄが、モータ１９に対して同じ向きに配置されている。即ち、図２に示すように、非常用スイッチ素子５９としてのＭＯＳＦＥＴのドレインがモータ１９の相巻線１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗにそれぞれ接続され、寄生ダイオード５９Ｄには、モータ１９へと流れ込む電流のみが通電可能な配置になっている。

各非常用スイッチ素子５９は、イグニッションスイッチ９４のオンと共にモータ制御回路４４からゲート電圧を受けてオン状態に保持される。これにより、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに電流を通電することが可能になる。また、イグニッションスイッチ９４がターンオフされると非常用スイッチ素子５９もターンオフされる。さらに、各種センサ２５，３４〜３６やスイッチ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・等の異常時には、イグニッションスイッチ９４がオン状態であっても、所定のタイミングで全ての非常用スイッチ素子５９にモータ制御回路４４からゲート電圧が付与されなくなり、全ての非常用スイッチ素子５９がターンオフされる。

以下、非常用スイッチ素子５９を区別する場合には、Ｕ相の給電ライン４２Ｕに設けられたものを「非常用スイッチ素子５９Ｕ」といい、Ｖ相の給電ライン４２Ｖに設けられたものを「非常用スイッチ素子５９Ｖ」といい、Ｗ相の給電ライン４２Ｗに設けられたものを「非常用スイッチ素子５９Ｗ」という。

モータ制御回路４４は、全ての非常用スイッチ素子５９をオンした後、図示しないメモリに記憶された操舵制御プログラム（図示せず）を繰り返して実行し、車速センサ３６、舵角センサ３４、回転位置センサ２５及びトルクセンサ３５の各検出結果（Ｖ，θ２，θ１，Ｔｆ）に基づいて、モータ駆動電流の指令値（ｑ軸電流指令値）Ｉｑ１＊を決定する。そして、指令値Ｉｑ１＊に応じた三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、回転位置センサ２５の検出結果に基づいて決定し、その三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがモータ駆動回路４３の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに通電されるように、モータ駆動回路４３のスイッチ素子群ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・をオンオフ制御する。

ここで、モータ駆動回路４３とモータ１９との間で流れる電流の通電パターンには、以下の２つのパターンがある。即ち、Ｕ，Ｖ，Ｗの３相のうち何れか１相から他の２相へと電流が流れる第１の通電パターン（本実施形態ではロータ２１の電気角θ１が、６０＜θ１＜１２０［ｄｅｇ］、１８０＜θ１＜２４０［ｄｅｇ］、３００＜θ１＜３６０［ｄｅｇ］のとき）と、３相のうちの何れか２相から他の１相へと電流が流れる第２の通電パターン（本実施形態では電気角θ１が、０＜θ１＜６０［ｄｅｇ］、１２０＜θ１＜１８０［ｄｅｇ］、２４０＜θ１＜３００［ｄｅｇ］のとき）である。

図３は第１の通電パターンの一例であり、同図における破線矢印は、ロータ２１の電気角θ１が、３００＜θ１＜３６０［ｄｅｇ］の場合の三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの流れを示している。この場合、Ｕ相のスイッチ直列回路４３Ｕから給電ライン４２Ｕを通ってモータ１９のＵ相巻線１９Ｕに電流Ｉｕが流れ込み、その電流Ｉｕが、Ｕ相電流になる。また、Ｕ相巻線１９Ｕを流れる電流Ｉｕがモータ１９のＶ，Ｗの相巻線１９Ｖ，１９Ｗに分かれてそれぞれＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗになる。相巻線１９Ｖ，１９Ｗを流れる電流Ｉｖ，Ｉｗは、給電ライン４２Ｖ，４２Ｗを通ってＶ，Ｗ相のスイッチ直列回路４３Ｖ，４３Ｗへと流れ込み、途中で合流して直流電源９１の負極（ＧＮＤ）へと流れる。

以下、モータ駆動回路４３から給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗを通ってモータ１９へと向かう電流を「正の電流」といい、モータ１９から給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗを通ってモータ駆動回路４３へと向かう電流を「負の電流」という。

ところで、モータ駆動制御回路４０は、モータ１９に出力する三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御する。そのために、本実施形態では、図２に示すように、各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに接続された非常用スイッチ素子５９Ｕ，５９Ｖ，５９Ｗの両端における電位差Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが、モータ駆動回路４３に備えた増幅回路４４Ｐ，４４Ｐ，４４Ｐを通してモータ制御回路４４に入力されている。モータ制御回路４４は、これら電位差Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと非常用スイッチ素子５９Ｕ，５９Ｖ，５９Ｗのオン抵抗値Ｒｏｎとから、各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに実際に流れたＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算する。

ここで、ＭＯＳＦＥＴである非常用スイッチ素子５９Ｕ，５９Ｖ，５９Ｗのオン抵抗値Ｒｏｎは、温度による変動が比較的大きく、同じ製品間でもオン抵抗値Ｒｏｎのばらつきがあるため、非常用スイッチ素子５９Ｕ，５９Ｖ，５９Ｗによる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果には誤差が生じ易い。

そこで本実施形態では、非常用スイッチ素子５９Ｕ，５９Ｖ，５９Ｗによる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果を補正するために、モータ駆動回路４３と直流電源９１の負極（ＧＮＤ）との間に、電流検出精度の高いシャント抵抗４５（本発明の「補正用電流検出素子」に相当する）が１つ設けられ、そのシャント抵抗４５の両端における電位差Ｖｓがモータ駆動回路４３に備えた増幅回路４５Ｐを通してモータ制御回路４４に入力されている（図２参照）。このシャント抵抗４５は、各非常用スイッチ素子５９よりも抵抗の温度係数が小さくなっており、正確に電流を検出することが可能である。

本実施形態の構成に関する説明は以上である。次に、本実施形態の作用効果について説明する。本実施形態のモータ駆動制御回路４０では、通常、車両１０の走行中は、モータ駆動回路４３で生成したＵ，Ｖ，Ｗ相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからなる三相交流電流をフィードバック制御しながら各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗを通してモータ１９に通電することでモータ１９を駆動し、操舵を補助する。

具体的には、モータ制御回路４４は、図示しないＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭを備え、そのＲＯＭに記憶された電流検出プログラムＰＧ１（図５参照）をＣＰＵが所定周期で実行する。電流検出プログラムＰＧ１が実行されると、まず、モータ１９に備えた回転位置センサ２５からロータ２１の電気角θ１を取得する（Ｓ１００）。

次いで、電気角θ１が０＜θ１＜６０［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１１０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖに前記「正の電流」が流れかつ、給電ライン４２Ｗに他の２相とは逆向きの「負の電流」が流れる「Ｗ相にとっての特定位相」であるか否かを判別する。

電気角θ１が０＜θ１＜６０［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１１０：ＮＯ）には、ステップＳ１２０に移行する。一方、電気角θ１が０＜θ１＜６０［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１１０：ＹＥＳ）には、Ｗ相の給電ライン４２Ｗに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｗの電位差Ｖｗを取得し、その電位差Ｖｗと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｗのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｗ（Ｗ相巻線１９Ｗ）に流れる電流Ｉｗ１を演算する（Ｓ１１１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｗ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１１２）。シャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果は、非常用スイッチ素子５９Ｗの電位差Ｖｗとオン抵抗値Ｒｏｎとから演算された電流Ｉｗ１の検出結果よりも正確である。また、「Ｗ相にとっての特定位相」では、Ｗ相の給電ライン４２Ｗ（非常用スイッチ素子５９Ｗ）に流れる電流とシャント抵抗４５に流れる電流とが一致する。つまり、上記ステップＳ１１１，Ｓ１１２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｗとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、それら電流Ｉｗ１，Ｉｓの検出結果から、非常用スイッチ素子５９Ｗによる電流Ｉｗ１の検出結果を補正するための補正係数を生成する（Ｓ１１３）。具体的には、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｗの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｗに「負の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｗ用の補正係数Ｋｗ１（以下「負電流補正係数Ｋｗ１」という）とする。

ステップＳ１１０でＮＯの場合には、電気角θ１が６０＜θ１＜１２０［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１２０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｗに負の電流が流れかつ、給電ライン４２Ｖに他の２相とは逆向きの正の電流が流れる「Ｖ相にとっての特定位相」であるか否かを判別する。

電気角θ１が、６０＜θ１＜１２０［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１２０：ＮＯ）には、ステップＳ１３０に移行する。一方、電気角θ１が、６０＜θ１＜１２０［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１２０：ＹＥＳ）には、Ｖ相の給電ライン４２Ｖに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｖの電位差Ｖｖを取得し、その電位差Ｖｖと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｖのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｖ（Ｖ相巻線１９Ｖ）に流れる電流Ｉｖ２を演算する（Ｓ１２１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｖ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１２２）。シャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果は、非常用スイッチ素子５９Ｖの電位差Ｖｖとオン抵抗値Ｒｏｎとから演算された電流Ｉｖ２の検出結果よりも正確である。また、「Ｖ相にとっての特定位相」では、Ｖ相の給電ライン４２Ｖ（非常用スイッチ素子５９Ｖ）に流れる電流とシャント抵抗４５に流れる電流とが一致する。つまり、上記ステップＳ１２１，Ｓ１２２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｖとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｖの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｖに「正の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｖ用の補正係数Ｋｖ２（以下、「正電流補正係数Ｋｖ２」という）とする（Ｓ１２３）。

ステップＳ１２０でＮＯの場合には、電気角θ１が１２０＜θ１＜１８０［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１３０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｖ，４２Ｗに正の電流が流れかつ、給電ライン４２Ｕに他の２相とは逆向きの負の電流が流れる「Ｕ相にとっての特定位相」であるか否かを判別する。

電気角θ１が、１２０＜θ１＜１８０［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１３０：ＮＯ）には、ステップＳ１４０に移行する。一方、電気角θ１が、１２０＜θ１＜１８０［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１３０：ＹＥＳ）には、Ｕ相の給電ライン４２Ｕに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｕの電位差Ｖｕを取得し、その電位差Ｖｕと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｕのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｕ（Ｕ相巻線１９Ｕ）に流れる電流Ｉｕ１を演算する（Ｓ１３１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｕ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１３２）。シャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果は、非常用スイッチ素子５９Ｕの電位差Ｖｕとオン抵抗値Ｒｏｎとから演算された電流Ｉｕ１の検出結果よりも正確である。また、「Ｕ相にとっての特定位相」では、Ｕ相の給電ライン４２Ｕ（非常用スイッチ素子５９Ｕ）に流れる電流とシャント抵抗４５に流れる電流とが一致する。つまり、上記ステップＳ１３１，Ｓ１３２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｕとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｕの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｕに「負の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｕ用の補正係数Ｋｕ１（以下、「負電流補正係数Ｋｕ１」という）とする（Ｓ１３３）。

ステップＳ１３０でＮＯの場合には、電気角θ１が１８０＜θ１＜２４０［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１４０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖに負の電流が流れかつ、給電ライン４２Ｗに他の２相とは逆向きの正の電流が流れる「Ｗ相にとっての特定位相」か否かを判別する。

電気角θ１が１８０＜θ１＜２４０［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１４０：ＮＯ）には、ステップＳ１５０に移行する。一方、電気角θ１が１８０＜θ１＜２４０［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１４０：ＹＥＳ）には、Ｗ相の給電ライン４２Ｗに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｗの電位差Ｖｗを取得し、その電位差Ｖｗと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｗのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｗ（Ｗ相巻線１９Ｗ）に流れる電流Ｉｗ２を演算する（Ｓ１４１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｗ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１４２）。つまり、上記ステップＳ１４１，Ｓ１４２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｗとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｗの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｗに「正の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｗ用の補正係数Ｋｗ２（以下、「正電流補正係数Ｋｗ２」という）とする（Ｓ１４３）。

ステップＳ１４０でＮＯの場合には、電気角θ１が２４０＜θ１＜３００［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１５０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｗに正の電流が流れかつ、給電ライン４２Ｖに他の２相とは逆向きの負の電流が流れる「Ｖ相にとっての特定位相」か否かを判別する。

電気角θ１が、２４０＜θ１＜３００［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１５０：ＮＯ）には、ステップＳ１６０に移行する。一方、電気角θ１が、２４０＜θ１＜３００［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１５０：ＹＥＳ）には、Ｖ相の給電ライン４２Ｖに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｖの電位差Ｖｖを取得し、その電位差Ｖｖと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｖのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｖ（Ｖ相巻線１９Ｖ）に流れる電流Ｉｖ１を演算する（Ｓ１５１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｖ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１５２）。つまり、上記ステップＳ１５１，Ｓ１５２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｖとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｖの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｖに「負の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｖ用の補正係数Ｋｖ１（以下、「負電流補正係数Ｋｖ１」という）とする（Ｓ１５３）。

ステップＳ１５０でＮＯの場合には、電気角θ１が３００＜θ１＜３６０［ｄｅｇ］であるか否かを判別する（Ｓ１６０）。即ち、２相の給電ライン４２Ｖ，４２Ｗに負の電流が流れかつ、給電ライン４２Ｕに他の２相とは逆向きの正の電流が流れる「Ｕ相にとっての特定位相」か否かを判別する。

電気角θ１が、３００＜θ１＜３６０［ｄｅｇ］ではない場合（Ｓ１６０：ＮＯ）には、ステップＳ１７０に移行する。一方、電気角θ１が、３００＜θ１＜３６０［ｄｅｇ］である場合（Ｓ１６０：ＹＥＳ）には、Ｕ相の給電ライン４２Ｕに設けられた非常用スイッチ素子５９Ｕの電位差Ｖｕを取得し、その電位差Ｖｕと、所定の基準条件における非常用スイッチ素子５９Ｕのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｕ（Ｕ相巻線１９Ｕ）に流れる電流Ｉｕ２を演算する（Ｓ１６１）。

次いで、シャント抵抗４５の電位差Ｖｓを取得し、その電位差Ｖｓとシャント抵抗４５の抵抗値Ｒｓとから、「Ｕ相にとっての特定位相」でシャント抵抗４５に流れる電流Ｉｓを演算する（Ｓ１６２）。つまり、上記ステップＳ１６１，Ｓ１６２では、同じ電流を非常用スイッチ素子５９Ｕとシャント抵抗４５とによってそれぞれ検出する。

そして、シャント抵抗４５による電流検出結果を非常用スイッチ素子５９Ｕの電流検出結果で除した比を演算し、その演算結果を給電ライン４２Ｕに「正の電流」が流れている場合の非常用スイッチ素子５９Ｕ用の補正係数Ｋｕ２（以下、「正電流補正係数Ｋｕ２」という）とする（Ｓ１６３）。ここで、上記したステップＳ１１３，Ｓ１２３，Ｓ１３３，Ｓ１４３，Ｓ１５３，Ｓ１６３の処理は、本発明の「補正係数生成手段」に相当する。

続くステップＳ１７０では、Ｗ相の給電ライン４２Ｗに接続された非常用スイッチ素子５９Ｗの電位差Ｖｗを取得し、その電位差Ｖｗと非常用スイッチ素子５９Ｗのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｗに流れる電流Ｉｗを演算する。次いで、検出された電流Ｉｗが「正の電流」か否かを判定し（Ｓ１７１）、正の電流である場合（Ｓ１７１：ＹＥＳ）には、検出された電流Ｉｗに正電流補正係数Ｋｗ２を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｗによる電流Ｉｗの検出結果を補正する（Ｓ１７３）。一方、正の電流ではない場合（Ｓ１７１：ＮＯ）には、検出された電流Ｉｗに負電流補正係数Ｋｗ１を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｗによる電流Ｉｗの検出結果を補正する（Ｓ１７２）。

次いで、Ｖ相の給電ライン４２Ｖに接続された非常用スイッチ素子５９Ｖの電位差Ｖｖを取得し、その電位差Ｖｖと非常用スイッチ素子５９Ｖのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｖに流れる電流Ｉｖを演算する（Ｓ１８０）。検出された電流Ｉｖが「正の電流」か否かを判定し（Ｓ１８１）、正の電流である場合（Ｓ１８１：ＹＥＳ）には、検出された電流Ｉｖに正電流補正係数Ｋｖ２を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｖによる電流Ｉｖの検出結果を補正する（Ｓ１８３）。一方、正の電流ではない場合（Ｓ１８１：ＮＯ）には、検出された電流Ｉｖに負電流補正係数Ｋｖ１を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｖによる電流Ｉｖの検出結果を補正する（Ｓ１８２）。

次いで、Ｕ相の給電ライン４２Ｕに接続された非常用スイッチ素子５９Ｕの電位差Ｖｕを取得し、その電位差Ｖｕと非常用スイッチ素子５９Ｕのオン抵抗値Ｒｏｎとから給電ライン４２Ｕに流れる電流Ｉｕを演算する（Ｓ１９０）。検出された電流Ｉｕが「正の電流」か否かを判定し（Ｓ１９１）、正の電流である場合（Ｓ１９１：ＹＥＳ）には、検出された電流Ｉｕに正電流補正係数Ｋｕ２を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｕによる電流Ｉｕの検出結果を補正する（Ｓ１９３）。一方、正の電流ではない場合（Ｓ１９１：ＮＯ）には、検出された電流Ｉｕに負電流補正係数Ｋｕ１を乗じて、非常用スイッチ素子５９Ｕによる電流Ｉｕの検出結果を補正する（Ｓ１９２）。

以上が電流検出プログラムＰＧ１の説明であり、モータ制御回路４４は、非常用スイッチ素子５９により実際に検出されかつ、電流検出プログラムＰＧ１により補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果に基づいて、３相の各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ、即ち、モータ１９の相巻線１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗに流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御する。

このように、本実施形態のモータ駆動制御回路４０では、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗにそれぞれ設けられた非常用スイッチ素子５９の両端の電位差からＵ，Ｖ，Ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出すると共に、モータ駆動回路４３と直流電源９１の負極との間に非常用スイッチ素子５９より正確に電流を検出可能なシャント抵抗４５を１つ設けておき、各非常用スイッチ素子５９による電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果とシャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果とから生成した補正係数Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，Ｋｖ２，Ｋｗ１，Ｋｗ２によって、各非常用スイッチ素子５９による電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果を補正するので、シャント抵抗４５の電流検出精度が高精度であれば、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗにそれぞれ接続された相電流検出素子としての非常用スイッチ素子５９は、電流検出精度の低い廉価なものにすることができる。つまり、従来はモータ駆動回路４３の相に応じた数だけ必要であった高精度な相電流検出素子を、相の数とは関係なく１つだけにすることができるので、モータ駆動制御回路４０及び電動パワーステアリング装置１１を安価に製造することができる。

また、異常発生時に、モータ駆動回路４３からモータ１９を切り離すための非常用スイッチ素子５９が、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するための相電流検出素子を兼ねているので、非常用スイッチ素子５９とは別に相電流検出素子を設けた場合に比較して、更なるコストダウンを図ることができかつ、モータ駆動制御回路４０を小型化することができる。

つまり、本実施形態によれば、モータ１９に実際に流れる三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを正確に検出することができかつ、異常時にモータ駆動回路４３とモータ１９との間を切り離すことが可能なモータ駆動制御回路４０及び電動パワーステアリング装置１１を低コストで提供することができる。

［第２実施形態］
本実施形態は、図６〜図７に示されており、モータ駆動回路４３のうちＶ相とＷ相の各給電ライン４２Ｖ，４２Ｗの途中には、それぞれ非常スイッチ直列回路５３が設けられている。各非常スイッチ直列回路５３は、１対の非常用スイッチ素子５１，５２を直列接続してなる。非常用スイッチ素子５１，５２としては、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴが用いられており、例えば、両非常用スイッチ素子５１，５２のソース同士が接続されて、寄生ダイオード５１Ｄ，５２Ｄが互いに逆向きになっている。

非常用スイッチ素子５１，５２は、イグニッションスイッチ９４のオンと共にモータ制御回路４４からゲート電圧を受けてオン状態に保持される。これにより、各給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに電流を通電することが可能になる。また、イグニッションスイッチ９４がターンオフされると非常用スイッチ素子５１，５２もターンオフされる。これに対し、異常発生時には、イグニッションスイッチ９４がオン状態であっても、所定のタイミングで非常用スイッチ素子５１，５２にモータ制御回路４４からゲート電圧が付与されなくなり、両非常用スイッチ素子５１，５２がターンオフされる。

ここで、非常スイッチ直列回路５３が仮に１つの非常用スイッチ素子しか備えていないとすると、その非常用スイッチ素子をオフしていてもその寄生ダイオードを介して給電ライン４２Ｖ（４２Ｗ）の一方向に電流が流れ得る。これに対し、本実施形態では、各給電ライン４２Ｖ，４２Ｗ毎に１対の非常用スイッチ素子５１，５２を備え、それらの寄生ダイオード５１Ｄ，５２Ｄを互いに逆向きにしたので、両非常用スイッチ素子５１，５２が共にオフになると、給電ライン４２Ｖ，４２Ｗが完全に非導通状態になる。これにより、モータ１９におけるＵ，Ｖ，Ｗの相巻線１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗのうち２相の相巻線１９Ｖ，１９Ｗが通電不能に遮断され、モータ１９とモータ駆動回路４３とが電気的に切り離される。

ところで、本実施形態では、各給電ライン４２Ｖ，４２Ｗに接続された非常スイッチ直列回路５３，５３の両端における電位差Ｖｖ，Ｖｗが、モータ駆動回路４３に備えた増幅回路４４Ｐ，４４Ｐを通してモータ制御回路４４に入力されている。モータ制御回路４４は、電位差Ｖｖ，Ｖｗから２相の給電ライン４２Ｖ，４２Ｗに実際に流れたＶ，Ｗ相の電流Ｉｖ，Ｉｗを演算し、さらにその演算結果に基づいて、残りの１相の給電ライン４２Ｕに流れたＵ相の電流Ｉｕを演算して、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをフィードバック制御する。

本実施形態の構成に関する説明は以上である。次に、本実施形態の作用効果について説明する。本実施形態のモータ制御回路４４が実行する電流検出プログラムＰＧ２は、図７に示されている。この電流検出プログラムＰＧ２は、前記第１実施形態で説明した電流検出プログラムＰＧ１におけるステップＳ１３０〜Ｓ１３３、ステップＳ１６０〜Ｓ１６３、ステップ１９０〜Ｓ１９３の処理を無くした上で、ステップＳ１８２，Ｓ１８３に続くステップＳ２００を追加したものである。

このステップＳ２００では、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和は「０」（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）になるという関係を利用して、Ｗ相の電流Ｉｗの検出結果とＶ相の電流Ｉｖの検出結果とから、Ｕ相の電流Ｉｕを演算により求める。

その他の構成に関しては、第１実施形態と同様であるので、重複部分に関しては第１実施形態と同一符号を付して重複した説明は省略する。本実施形態の構成によっても、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

［他の実施形態］
本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に説明するような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれ、さらに、下記以外にも要旨を逸脱しない範囲内で種々変更して実施することができる。

（１）前記第１及び第２実施形態では、ボールネジ機構で筒型のモータ１９と転舵輪間シャフト１３とを連結した所謂ラック電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路４０に本発明を適用した例を示したが、ラックアンドピニオン機構でモータを転舵輪間シャフトに連結したピニオン電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよいし、ステアリングシャフトの途中にモータをギヤ連結したコラム電動パワーステアリング装置用のモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよい。

（２）前記第１及び第２実施形態において、モータ駆動回路４３のスイッチ素子群ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，・・・及び非常用スイッチ素子５１，５２，５９は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであったが、Ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴであってもよい。

（３）前記第１及び第２実施形態では、補正用電流検出素子としてシャント抵抗４５を用いていたが、ＭＯＳＦＥＴである非常用スイッチ素子５１，５２，５９より正確に電流を検出可能であればシャント抵抗に限定するものではなく、その他の電流検出素子（例えば、ホール素子やカレント・トランス）でもよい。

（４）前記第２実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗのうち、Ｖ相とＷ相の給電ライン４２Ｖ，４２Ｗに非常スイッチ直列回路５３を設けていたが、他の２相（Ｕ相とＶ相又は、Ｕ相とＷ相）の給電ラインに非常スイッチ直列回路５３を設けてもよいし、全部の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに非常スイッチ直列回路５３を設けてもよい。

（５）前記第２実施形態では、１対の非常用スイッチ素子５１，５２を直列接続した非常スイッチ直列回路５３の両端における電位差を取得していたが、１対の非常用スイッチ素子５１，５２の何れか一方における電位差を取得するようにしてもよい。

（６）前記第１及び第２実施形態では、異常時に、モータ駆動回路４３とモータ１９との間を断絶するための非常用スイッチ素子５０及び非常スイッチ直列回路５３（非常用スイッチ素子５１，５２）が、給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗを流れる電流を検出するための相電流検出素子に兼用されていたが、非常用スイッチ素子５０及び非常スイッチ直列回路５３とは別に、相電流検出素子を各給電ライン（詳細には、３つの給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗのうちの少なくとも２つ）に設けてもよい。また、非常用スイッチ素子５０及び非常スイッチ直列回路５３を設けずに、シャント抵抗４５より電流検出精度の低い廉価な相電流検出素子だけを各給電ラインに設けてもよい。

（７）前記第１実施形態では、非常用スイッチ素子５９をＭＯＳＦＥＴとしていたが、メカニカルスイッチでもよい。この場合、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗのうち、何れか２相にメカニカルスイッチを設ければ、異常発生時に、モータ１９とモータ駆動回路４３とを電気的に切り離すことができかつ、３相の給電ライン４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗに流れる電流を直接及び演算により検出することができる。

（８）前記第１及び第２実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相にとっての特定位相のときは、補正係数により補正された電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果が、シャント抵抗４５による電流Ｉｓの検出結果と一致するので、シャント抵抗４５による検出結果を、そのまま特定位相である相に流れる電流の検出結果としてもよい。即ち、相電流検出素子（非常用検出素子５９、非常スイッチ直列回路５３）による電流検出結果に補正係数を乗じて電流検出結果を補正するという処理（図５及び図７におけるステップＳ１７２，Ｓ１７３，Ｓ１８２，Ｓ１８３，Ｓ１９２，Ｓ１９３）を省いてもよい。

（９）前記第１及び第２実施形態では、モータ１９の結線がスター結線であったが、デルタ結線でもよい。

（１０）前記第１及び第２実施形態では、三相交流モータ１９のモータ駆動制御回路４０に本発明を適用していたが、三相以外の多相交流モータのモータ駆動制御回路に本発明を適用してもよい。

本発明の第１実施形態に係る電動パワーステアリング装置を搭載した車両の概念図 電動パワーステアリング装置の回路図 モータ駆動回路とモータとの結線を示した回路図 （Ａ）正弦波状の指令値と三角波とを示したグラフ、（Ｂ）ＰＷＭ制御によって生成される電流の波形を示したグラフ 電流検出プログラムのフローチャート 第２実施形態の電動パワーステアリング装置の回路図 電流検出プログラムのフローチャート

符号の説明

１１ 電動パワーステアリング装置
１９ 三相交流モータ（多相交流モータ）
１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ 相巻線
４０ モータ駆動制御回路
４２Ｕ，４２Ｖ，４２Ｗ 給電ライン（分岐回路）
４３ モータ駆動回路（ブリッジ回路）
４３Ｕ，４３Ｖ，４３Ｗ スイッチ直列回路
４４ モータ制御回路（制御回路）
４５ シャント抵抗（補正用電流検出素子）
５１，５２，５９ 非常用スイッチ素子（相電流検出素子）
９１ 直流電源
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 三相交流電流
Ｋｕ１，Ｋｕ２，Ｋｖ１，Ｋｖ２，Ｋｗ１，Ｋｗ２ 補正係数
ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ スイッチ素子

Claims (3)

1. 直流電源の正負の電極間に並列接続される複数のスイッチ直列回路と、前記各スイッチ直列回路が有する１対のスイッチ素子の間から分岐し、多相交流モータの各相巻線に接続される複数の分岐回路とからなるブリッジ回路と、
   前記複数の分岐回路に設けられ、前記各分岐回路に流れる電流を検出可能な複数の相電流検出素子と、
   前記直流電源の直流出力から多相交流電流を生成して前記多相交流モータに付与するために、前記各スイッチ素子をオンオフすると共に、前記相電流検出素子にて検出した電流検出結果を取得して前記多相交流電流をフィードバック制御する制御回路とを備えたモータ駆動制御回路において、
   一端に前記直流電源の正負の一方の電極が接続される一方、他端に前記複数のスイッチ直列回路が共通接続され、前記相電流検出素子より正確に電流を検出可能な補正用電流検出素子と、
   前記多相交流モータに対する１の前記分岐回路の電流の向きと、それ以外の他の前記分岐回路の電流の向きとが逆になる特定位相での前記補正用電流検出素子による電流検出結果から、前記１の分岐回路に備えた前記相電流検出素子の電流検出結果を補正するための補正係数を生成する補正係数生成手段とを備え、
   前記補正係数生成手段により前記各相電流検出素子用の前記補正係数を生成し、それら補正係数を用いて前記特定位相以外の位相における前記各相電流検出素子による電流検出結果を補正することを特徴とするモータ駆動制御回路。
2. 前記複数の分岐回路には、異常発生時に、前記ブリッジ回路から前記多相交流モータを切り離すための非常用スイッチ素子がそれぞれ設けられ、
   前記非常用スイッチ素子を前記相電流検出素子に兼用したことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御回路。
3. 請求項１又は２に記載の前記モータ駆動制御回路を有し、前記多相交流モータを駆動源として備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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