JP2006020381A - モータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能なモータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【解決手段】
制御器３は、バッテリーの電圧Ｅｄに基づいて、インバータ１の出力電圧の飽和度Ｗ０を検知する電圧飽和度検知手段５２と、インバータ１の駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、電圧飽和度検知手段５２によって検知された電圧飽和度Ｗ０に応じて、この高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させる波形制御手段５１とを備える。これにより、制御器３は、インバータ１の駆動波形を、連続的に変化させることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置に係り、特に、急加減速する用途に用いるに好適なモータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置に関する。

近年、パワーステアリング装置としては、車両の操舵力を検知してモータ制御により運転者の操舵力（操作力）を軽減する電動パワーステアリング装置が開発されている。電動パワーステアリング装置用のモータには、ブラシレスモータが注目されている。ブラシレスモータは、ロータに永久磁石を備え、ロータの永久磁石の磁極位置である回転位置の検出信号に基づいて、インバータ回路を駆動することによりステータに回転磁界を発生させて高効率な出力を得ることができるとともに、ブラシがないことから長寿命であるという利点を備えている。

ブラシレスモ−タのモータ制御方式としては、駆動装置の構成が比較的容易な１２０度駆動方式と、より滑らかな出力トルクが得られる１８０度駆動方式とが知られているが、モータの出力トルク（以後、「モータトルク」と称する）の脈動が問題となる電動パワーステアリング装置などの用途には、１８０度駆動方式が一般的となっている。

また、ブラシレスモータの低振動及び低騒音を実現するため、正弦波駆動が一般的に用いられているが、モータの印加電圧の最大値は電源電圧Ｅｄの√３／２（約８６．６％）となる。しかしながら、電動パワーステアリング装置などでは急なハンドル操作にも追従するために電動アクチュエータのアシスト力（モータ回転速度とモータトルク）が要求され、インバータ回路からブラシレスモータにより大きな印加電圧を出力する必要が生じることがある。

そのため、例えば、特開２００２−３４５２８３号公報に記載ように、通常は正弦波駆動にてモータ制御し、高回転，高トルク領域の動作が必要となった場合（トルク優先モード）では、台形波や矩形波の駆動に切り替えることが知られている。

ここで、正弦波から矩形波駆動に切替処理を行うと、切替時の波形成分の違いによる印加電圧の変動幅が大きく、モータの出力トルクに変動となって現れる。そこで、例えば、特開平１１−２８５２８８号公報に記載のように、ＰＷＭ変調波に対して変調波の振幅を大きくすることで電圧を飽和させながら、正弦波から台形波の中間波形を経て１パルスの矩形波駆動に切り替えると共に位相を制御することにより、切り替え時のトルク変動を小さく抑える制御方式が知られている。

特開２００２−３４５２８３号公報 特開平１１−２８５２８８号公報

しかしながら、モータの運転状態を判断して駆動波形を正弦波から矩形波への切り替えを必要とするため、（１）切り替え時にはトルク変動が生じる、（２）切り替え時間または切り替え領域の幅を要する（特に、モータへの印加電圧の位相は瞬時には変えられない）、（３）切り替え時の制御が不連続となり制御の安定性が低下するなど、高トルク領域まで急加減速するアクチュエータでは切り替え処理部のハンチングが生じ易いなどの問題があり、滑らかなトルク制御が得られないという問題があった。

また、高回転，高トルク領域まで滑らかなトルク制御をするためには複数の電流センサが不可欠であり、これら複数の電流センサの検出値に異常を生じた場合には、トルク制御が困難となり、モータ駆動を停止（フェール）しなければならず、モータ駆動を継続できないという問題があった。

本発明の目的は、急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能なモータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、電流センサの検出値に異常が生じた場合にもフェールすることなく高回転、高トルク領域まで継続してトルク制御を可能なモータ駆動装置，電動アクチュエータおよび電動パワーステアリング装置を提供することにある。

（１）上記第１の目的を解決するために、本発明は、３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器とを有するモータ駆動装置において、前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させるようにしたものである。
かかる構成により、急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能となる。

（２）上記（１）において、好ましくは、前記制御器は、前記バッテリーの電圧に基づいて、前記インバータの出力電圧の飽和度を検知する電圧飽和度検知ユニットと、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、前記電圧飽和度検知ユニットによって検知された電圧飽和度に応じて、この高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させる波形制御ユニットとを備えるようにしたものである。

（３）上記（１）において、好ましくは、前記制御器は、トルク指令値に基づいて求められた電流指令値と前記第１及び／又は第２の電流検出器によって検出された電流値とによって求められた電流指令値に対して、基本波となる正弦波と奇数の高次高調波とを重畳する割合を前記バッテリーの電圧をパラメータとして電圧指令値を求め、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とする波形制御ユニットを備えるようにしたものである。

（４）上記（１）において、好ましくは、前記モータのロータの回転位置を検出する回転位置検出器とを備え、前記制御器は、トルク電流指令（ｑ軸電流指令）と励磁電流指令（ｄ軸電流指令）とによるベクトル制御によりモータ電流を制御するとともに、さらに、前記回転位置検出器によって検出されたロータの回転位置に基づいて、前記モータ電流を制御するようにしたものである。

（５）上記（１）において、好ましくは、前記制御器は、前記第１の電流検出器によって検出された直流電流値と、前記第２の電流検出器によって検出されたモータ電流値とを比較して、前記電流検出器の検出誤差レベルを検知し、３相のモータ電流値の内、ある１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも小さいときは、他の２相のモータ電流を用いて、誤差のある相のモータ電流値を求める電流補正ユニットを備えるようにしたものである。

（６）上記（５）において、好ましくは、前記電流補正ユニットは、さらに、３相のモータ電流値の内、少なくとも１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも大きいときは、他の相のモータ電流及び前記直流電流値を用いて、誤差のある相のモータ電流値を推定するようにしたものである。

（７）上記（５）において、好ましくは、前記波形制御ユニットは、同時に全てのモータ電流値において検出困難な範囲であると検知された検出誤差レベルの場合には、駆動波形を１２０度の矩形波としたものである。

（８）上記（５）において、好ましくは、前記電流補正ユニットは、前記直流電流値の分解能が、前記モータ電流値の分解能と同等以上の分解能である直流電流値を入力とし、前記直流電流値を検出した値のＰＷＭ周期内のピーク値を直流電流瞬時値として保持し、モータの電気角で６０度周期の間隔で、前記直流電流瞬時値と前記モータ電流値とを比較して検出誤差レベルの検知を行うようにしたものである。

（９）上記第２の目的を解決するために、本発明は、３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器とを有するモータ駆動装置において、前記制御器は、前記第１の電流検出器によって検出された直流電流値と、前記第２の電流検出器によって検出されたモータ電流値とを比較して、前記電流検出器の検出誤差レベルを検知し、３相のモータ電流値の内、ある１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも小さいときは、他の２相のモータ電流を用いて、誤差のある相のモータ電流値を求める電流補正ユニットを備えるようにしたものである。
かかる構成により、電流センサの検出値に異常が生じた場合にもフェールすることなく高回転、高トルク領域まで継続してトルク制御可能となる。

（１０）上記第１の目的を解決するために、本発明は、３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器と、前記モータの駆動トルクを被駆動部材に伝達するトルク伝達器とを有する電動アクチュエータにおいて、前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させるようにしたものである。
かかる構成により、急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能となる。

（１１）上記第１の目的を解決するために、本発明は、３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器と、前記モータの駆動トルクを車両のステアリングに伝達するトルク伝達器とを有する電動パワーステアリング装置において、前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させるようにしたものである。
かかる構成により、急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能となる。

本発明によれば、急加減速するアクチュエータの動作領域内において、高回転，高トルク領域まで連続したトルク制御が可能となる。

また、本発明によれば、電流センサの検出値に異常が生じた場合にもフェールすることなく高回転、高トルク領域まで継続してトルク制御を可能とできる。

以下、図１〜図７を用いて、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の構成及びについて説明する。なお、以下の例では、本実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の例について説明する。なお、本発明は以下の例に限定されるものではなく、たとえば、交流駆動されるモータとして、永久磁石同期モータ（ブラシレスＤＣモータ）だけではなく、インダクションモータなど交流駆動できるモータであればよいものである。また、モータ駆動装置を用いた電動アクチュエータとした電動ブレーキ装置にも適用できるものである。

最初に、図１を用いて、本実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
図１は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。

モータ駆動装置は、主として、インバータ回路１と、制御器３とから構成される。電動アクチュエータは、主として、トルク伝達機構２０２と、モータ１００と、上述のモータ駆動装置とから構成される。電動パワーステアリング装置は、主として、上述の電動アクチュエータと、ハンドル２００と、操舵検出器２０１と、操作量指令器２０３とから構成される。

パワーステアリング装置では、運転者が操舵するハンドル２００（ステアリング）の操作力は、電動アクチュエータの駆動力によりトルクアシストされる。電動アクチュエータに対するトルク指令τｏは、操作量指令器２０３によって作成されるステアリングの操舵アシストトルク指令である。パワーステアリング装置は、電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力を軽減するようにしている。

モータ駆動装置の制御器３は、入力指令としてトルク指令τｏが入力され、駆動モータ１００のトルク定数とトルク指令τｏとから電流指令値Ｉｏを作成し、電流指令値Ｉｏとモータ電流値Ｉｓ（Ｉｕｓ，Ｉｖｓ，Ｉｗｓ）とが一致するように、インバータ回路１に印加する電圧波形を制御する。

以下、各部についての詳細を説明する。

インバータ回路１は、バッテリー電圧Ｅｄをスイッチングして、ブラシレスＤＣモータ１００の３相の電機子巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に三相のモータ印加電圧Ｖｓ（Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗ）として印加し、永久磁石のロータを回転駆動する。なお、モータ印加電圧Ｖｓはインバータ回路１の出力電圧と同意である。

回転位置検出器４は、モータ１００のロータＲの回転位置（磁極位置）を検出する。回転位置検出器４としては、レゾルバ，エンコーダ，ホールＩＣ，ホール素子，磁気抵抗素子などを用いることができる。回転位置検出回路６は、回転位置検出器４の検出信号をロータ磁極位置θ（サンプリングされた角度位置Ｐｓ）として出力する。機械角度（機械角）は、ロータ１回転を３６０度として扱うが、電気角度（電気角）はロータ磁極（極対）が３６０度となり、機械角３６０度／極対数が電気角の３６０度に相当する。ブラシレスＤＣモータ１００として、１０極１２スロットのモータを用いた場合、機械角３６度が電気角３６０度に相当する。

モータ（ブラシレスＤＣモータ）２のロータＲに直結された出力軸から出力されるモータ出力τｍは、ウォーム，ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構２０２を介して、ステアリング装置のラック２１０にトルクを伝達して運転者のハンドル２００の操舵力（操作力）を電動力にて軽減（アシスト）し、車輪２２０，２２１を操作する。このアシスト量は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器２０１により、操舵角や操舵トルクとして操作量を検出される。操作量指令器２０３は、車両速度や路面状態などの状態量を加味して、トルク指令τｏとして出力する。

インバータ回路１を構成する６個のスイッチング素子ＳＷUH，ＳＷUL，ＳＷVH，ＳＷVL，ＳＷWH，ＳＷWLは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などにより構成される。スイッチング素子ＳＷUH，…，ＳＷWLのゲート端子には、ドライバ回路７からドライブ信号が供給され、それぞれのスイッチング素子ＳＷUH，…，ＳＷWLがオンオフ駆動される。なお、ドライブ信号には、上下アームのスイッチング素子を同時にオン駆動しないように、デッドタイムが含まれている。ＦＥＴは、ハイサイドＨ（バッテリーＢの正極側）とロウサイドＬ（バッテリーＢの負極側）に接続され、１対のアームの中点は、モータ１００の電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに接続される。

各電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを流れるモータ電流は、ロウサイドのＦＥＴとバッテリーＢの負極との間に接続されたシャント抵抗（Ｎシャント）１２，１３，１４の端子電圧として検出される。また、インバータ回路１に流入する直流電流は、ロウサイドのＦＥＴとバッテリーＢの正極との間に接続されたシャント抵抗（Ｐシャント）１１の端子電圧として検出される。各シャント抵抗１１，１２，１３，１４によって検出された電圧は、電流検出回路５の内部の差動増幅器などの電子回路によりノイズ成分の除去と信号増幅がされ、モータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓおよび直流電流検出値ＩＰｓとして出力される。ここで、電流検出器にシャント抵抗を用いているが、非接触のカレントトランス（ＣＴ），ホールＣＴなどの電流を検出するための他の素子を用いてもよいものである。

制御器３は、操作量指令器２０３からのトルク指令τｏを入力指令として受け、モータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓと直流電流値ＩＰｓおよび角度位置Ｐｓとを用いて、トルク指令τｏに一致するようにＰＷＭ変調したドライブ信号ＰＷＭ（制御信号）をドライバ回路７に出力してインバータ回路１をドライブし、ブラシレスＤＣモータ１００を駆動制御する。
制御器３は、電流指令器３１と、電流制御器３２と、ＰＷＭ変調器３４と、波形制御手段５１と、電圧飽和度検知手段５２と、電流補正手段５３とを備えている。電流指令作成器３１は、入力したトルク指令τｏに対して、モータのトルク定数などを用いてベクトル制御をすべく、電流指令値Ｉｏ（トルク電流指令（ｑ軸電流指令）と励磁電流指令（ｄ軸電流指令））に変換する。

電流補正手段５３は、電流検出回路５によって検出されたモータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓと直流電流検出値ＩＰｓと、回転位置検出回路６によって検出された角度位置Ｐｓとから、各モータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓと直流電流検出値ＩＰｓとを比較して、複数個の電流検出器の検出誤差レベルとして検知し、検出誤差レベルに応じたモータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓに補正を行い、補正後のモータ電流値Ｉｐ（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を出力する。なお、電流補正手段５３の詳細については、後述する。

電流制御器３２は、電流指令器３１が出力する電流指令値Ｉｏと、電流補正手段５３によって補された電流値Ｉｐ（トルク電流値Ｉｑ（ｑ軸電流値）と励磁電流値Ｉｄ（ｄ軸電流値）からなる）とがそれぞれ一致するように、出力電圧指令値Ｖｏ（トルク電圧値Ｖｑ（ｑ軸電圧値）と励磁電圧値Ｖｄ（ｄ軸電圧値））を出力する。

一方、電圧飽和度検知手段５２は、電圧ピーク値Ｖｍａｘを出力電圧指令値Ｖｏの大きさ｜Ｖｏ｜で除した値、あるいはＰＷＭ変調率信号Ｐｍの最大値とから、モータ印加電圧の電圧飽和度Ｗｏを求めて出力する。ここで、電圧ピーク値Ｖｍａｘはバッテリー電圧Ｅｄから決定されるモータ印加電圧のピーク値である。すなわち、電圧飽和度Ｗｏはインバータ回路１の出力電圧（モータ印加電圧波形）がバッテリー電圧Ｅｄの制限を受けながらも、コントロール可能なモータ印加電圧波形のパターンを識別するための検知レベルである。

波形制御手段５１は、出力電圧指令値Ｖｏを二相変換あるいは三相変換した後、Ｖｍａｘ×（１−電圧飽和度Ｗｏ）のレベルで波形クランプすることにより正弦波から矩形波まで波形変形し、さらに、波形クランプした値に、１／（１−電圧飽和度Ｗｏ）を掛けて波高値を修正してＰＷＭ変調波Ｗｖを出力する。但し、電圧飽和度Ｗｏ＜１である。これにより、電圧飽和度Ｗｏに連動して連続した波形制御が可能であるとともに、印加電圧のピーク値は飽和電圧に達することなくＰＷＭ変調されて、印加電圧波形が制御可能となる。波形制御手段５１の詳細動作については、図２を用いて後述する。

ＰＷＭ変調器３４は、波形制御手段５１が出力するＰＷＭ変調波Ｗｖと搬送波とを比較してＰＷＭパルスを作成するとともに、三相分のＰＷＭパルス幅のうち常に最大のパルス幅をＰＷＭ変調率信号Ｐｍ（＜１）として出力する。

ここで、図２を用いて、本実施形態によるモータ駆動装置に用いる波形制御手段５１の動作について説明する。
図２は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置に用いる波形制御手段５１の動作を示す波形図である。

図２（Ａ）は、ＰＷＭパルスの搬送波Carryと変調波（正弦波）Ａである。図１の波形制御手段５１から出力されるＰＷＭ変調波Ｗｖが正弦波である場合には、ＰＷＭ変調器３４は、図２（Ｂ）に示すように正弦波変調されたＰＷＭパルス信号ＰＷＭを、ドライバ回路７を介してインバータ１に出力する。

図２（Ｃ）において、実線Ａ１は、波形制御手段５１から出力される正弦波状のＰＷＭ変調波Ｗｖを示している。その波高値をＶｍａｘとする。ここで、バッテリーＢの電圧が標準の１２Ｖ（１４Ｖバッテリーの場合）よりも低くなると、電圧飽和度Ｗ０が１よりも小さくなる。そのとき、波形制御手段５１は、実線Ａ１で示す正弦波に対して、一点鎖線Ｂ１で示すように、（Ｖｍａｘ×（１−Ｗ０））のクランプ値で正弦波を電圧クランプする。さらに、波形制御手段５１は、クランプされた値に対して、（×（１／（１−Ｗ０））を掛けることにより、波高値がＶｍａｘとなるように正規化して、破線Ｂ１で示すＰＷＭ変調波Ｗｖを生成して、ＰＷＭ変調器３４に出力する。

ＰＷＭ変調器３４は、破線Ｂ１で示されるＰＷＭ変調波Ｗｖによって、図２（Ｄ）に示されるＰＷＭ搬送波で変調して、図２（Ｅ）に示すようなＰＷＭパルス信号を生成して、ドライバ回路７を介してインバータ１に出力する。図２（Ｅ）に示すＰＷＭパルス信号は、正弦波に対して、３次，５次，７次等の奇数の高次高調波が重畳された信号となる。

以上のようにして、波形制御手段５１は、電圧飽和度Ｗ０に応じて、ＰＷＭ変調波を電圧クランプすることにより、ＰＷＭ変調器３４から出力されるＰＷＭパルスは、正弦波から正弦波に奇数の高次高調波を重畳した信号に変形できるとともに、このとき、電圧飽和度に応じてクランプ値は連続的に変化されることから、正弦波から正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形に連続的に波形を変えることができる。したがって、急加減速するアクチュエータにおいて、駆動波形の切替をすることなくＰＷＭ変調により連続した波形制御ができ、高回転，高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。

なお、制御器３は、アナログ回路でも、マイコンなどを用いたディジタル回路でも問題ないが、プログラミング可能なマイコンを用いた回路の方が複雑な処理を容易に行うことができる。

次に、図３を用いて、本実施形態による電動アクチュエータの動作範囲について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による電動アクチュエータの動作範囲の説明図である。図３（Ａ）は代表的なＰＷＭ変調波を示しており、図３（Ｂ）はモータ印加電圧波形とモータ特性の関係を示している。

図３（Ａ）は、代表的なＰＷＭ変調波のみを示しており、本実施形態のＰＷＭ変調波Ｗｖでは連続的に波形変化するため図示していない中間的な波形も含まれる。モータの印加電圧波形は、ＰＷＭ変調波Ｗｖに従い定まるものであり、ＰＷＭ変調波Ｗｖを制御すればモータの印加電圧波形も制御されることとなる。

代表的なＰＷＭ変調波Ｗｖは正弦波Ａ（実線）、正弦波に第三高調波が重畳された正弦波＋第三高調波Ｃ（一点鎖線）、台形波Ｄ（二点鎖線）、矩形波Ｅ（波線）、さらには１２０度の区間のみ矩形波である１２０度矩形波Ｂ（点線）があげられる。なお、本実施形態によるＰＷＭ変調波Ｗｖは、正弦波と、正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形である。正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形は、正弦波＋第三高調波Ｃに類似した特性を有する。また、正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形は、波形クランプ値が小さくなると、台形波Ｄに近いものとなる。

各ＰＷＭ変調波の波高値を１として一定（バッテリー電圧が一定のときと等価）にし、基本波成分の大きさを比較すると、正弦波Ａ＝１．００、１２０度矩形波Ｂ＝１．１０、正弦波＋第三高調波Ｃ＝１．１５、台形波Ｄ＝１．２１、矩形波Ｅ＝１．２７、正弦波に高調波を重畳した波形である方が波形に含まれる基本波成分の大きさは大きく、大きな出力トルクを得られることになる。

一方、実効値は、正弦波Ａ＝０．７０７、１２０度矩形波Ｂ＝０．８１６、正弦波＋第三高調波Ｃ＝０．８３４、台形波Ｄ＝０．８８２、矩形波Ｅ＝１であり、モータ出力は得られるものの、高調波成分の含有量が増加し、トルク脈動の要因となる。ただし、第三高調波を初めとする特定の奇数高調波成分においては三相交流のモータ線間電圧として見た場合に打ち消し合うため、モータ電流として流れない。すなわち、正弦波＋第三高調波Ｃは基本波成分のみ大きくなりトルクリプルの要因となる高調波成分の電流は流れず、理想的と言える。

次に、図３（Ｂ）にて、電動パワーステアリング装置の動作領域をカバーするために必要なモータ特性について説明する。電動パワーステアリング装置の動作領域は図中の斜線領域である。各ＰＷＭ変調波（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ）におけるモータ特性は（Ａｃ，Ｂｃ，Ｃｃ，Ｄｃ，Ｅｃ）で、モータ特性Ｆｃは矩形波Ｅにおいて位相制御（弱め界磁制御）を加えたときのモータ特性を示したものである。他のＰＷＭ変調波においても位相制御をすることは可能であり、モータ特性Ｆｃを平行移動したのと同様な曲線特性を得ることができ、必要に応じて位相制御すればよいものである。動作点ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅは各ＰＷＭ変調波（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ）におけるモータ特性（Ａｃ，Ｂｃ，Ｃｃ，Ｄｃ，Ｅｃ）と動作曲線ｓとの交点を示している。

電動パワーステアリング装置としてハンドルに生じる振動は可能な限り小さいことが要求されており、ハンドルに伝搬する振動は主にモータのトルク脈動（変動）に起因する振動成分である。このため、図３に示すＰＷＭ変調波とモータ特性の選択にはモータのトルク脈動を考慮する必要があり、トルク脈動に着目すればＰＷＭ変調波の優先順位は正弦波Ａ、正弦波＋第三高調波Ｃ、台形波Ｄ、矩形波Ｅ、１２０度矩形波Ｂの順である。

一方、モータ特性に着目すればＰＷＭ変調波の優先順位は矩形波Ｅ、台形波Ｄ、正弦波＋第三高調波Ｃ、１２０度矩形波Ｂ、正弦波Ａの順となる。

すなわち、電動パワーステアリング装置の電動アクチュエータならびにそのモータ駆動装置としては、要求されるモータ負荷状態もしくはモータ制御状態に応じて、各ＰＷＭ変調波（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ）を適宜選択することが望ましいが、ＰＷＭ変調波を切り替えて実施する方式では（１）切替点にて制御が不連続となりトルク変動を発生しやすい、（２）切替動作時にハンチング防止などの切替判定時間を要する、という問題が生じる。したがって、ＰＷＭ変調波の種類を正弦波と矩形波の２種を切替える方式では、急加減速する電動パワーステアリング装置の電動アクチュエータには適用が難しいものである。

一方、本実施形態では、正弦波に対して、奇数の高調波を重畳するものとして、この重畳する度合いを電圧飽和度に応じて変えるようにしているので、連続してＰＷＭ変調波を制御することが可能であり、より滑らかな連続したトルク制御が可能となる。

なお、ＰＷＭ変調波の１２０度矩形波Ｂは、電流検出器に異常を来した特別な場合にのみの適用が理想的であり、後述する。

次に、制御器３の動作の一例として、車庫入れなどで車両が停止した状態でハンドル２００を操作し（据え切り操作）、モータ出力として動作領域内におけるトルクτ１を要した場合を想定する。車両が停止している状態で、ハンドル２００の操作開始から回転速度とトルクは急速に立ち上がり、タイヤ２２０，２２１に加わる剪断応力は路面の摩擦係数とハンドル操作スピ−ドの関係で決まり、大きなアシスト力を必要とする。ステアリング切り角を大きくとるために速いスピードでハンドル２００の操作はなおも継続されるため、図３（Ｂ）に示すように、トルクτ１に漸近する動作曲線ｓとなる。ここで、最大回転速度はハンドル２００の操作スピードに依存するが、動作説明のため動作点ａ，ｃ，ｄ，ｅの順に推移したものとする。また、便宜的に動作点ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅのトルク値をトルクτ１とするが、操作量（速度など）の関係から同じトルク値であるとは限らないものである。

電動パワーステアリング装置で最も多い動作領域はモータ特性Ａｃで達成可能な領域で、動作曲線ｓとの交点は動作点ａである。一方、据え切りなどで非常に速いハンドル操作の場合を想定すると、可能な限り大きなモータ出力が期待され、モータ特性Ｅｃと動作曲線ｓとの交点である動作点ｅまで駆動されることが望まれる。ところが、モータ特性Ｅｃはモータ出力が大きいもののトルク脈動も大きく、モータ出力の大きさとトルク脈動の大きさを考慮して、その中間の大きさモータ特性Ｃｃと動作曲線ｓとの交点ｃ、およびモータ特性Ｄｃと動作曲線ｓとの交点ｄとを推移することになる。ここで、ＰＷＭ変調波Ａ，Ｃ，Ｄ，Ｅはその代表的な波形形状を示したもので、モータ特性Ａｃ，Ｃｃ，Ｄｃ，Ｅｃも代表的な特性である。

本実施形態の制御器３では、これら代表的な波形で示される中間的な波形も連続して出力するため、モータ特性もこれに応じたものとなる。すなわち、必要なモータ出力に応じたモータ特性と、最も小さいトルク脈動の関係のトレードオフを連続して推移し、モータの急加減速においても最適なトレードオフ点を連続して滑らかに推移する動作曲線ｓを実現できる。

なお、モータ特性Ｅｃではトルク脈動が最も大きくなるが、モータが高速回転しているためトルク脈動も高周波数となり運転者が振動を感知しても操作異常と認識することがない振動レベルである。中間のモータ特性においても同様である。また、正弦波Ａではなく初めから正弦波＋第三高調波Ｃを用いて、適用するＰＷＭ変調波の種類を少なくして制御を簡素化することも可能である。

一方、正弦波Ａを使用する利点は、小さな出力トルクを得ようとした場合などに平均印加電圧が比較的小さいため、他のＰＷＭ変調波（正弦波＋第三高調波Ｃなど）に対して電流を検出する下アームのＰＷＭパルス幅が広くなり、（１）ＰＷＭパルス幅に同期したモータ電流の検出精度を向上できる、（２）電圧高調波成分が少なくなり放射ノイズを抑えられる、などの利点が期待できる。

すなわち、正弦波Ａと、正弦波＋奇数の高次高調波とを上手に使い分けることが必要で、電圧飽和度が所定のレベル（印加電圧のピーク値が飽和電圧に達することのないレベル）の範囲内において第三高調波を重畳するようにし、第三高調波の大きさは電圧飽和度の大きさにあわせて制御する（注入する）ようにしたのである。連続してＰＷＭ変調波を制御することにより滑らかな連続したトルク制御が可能となる
モータ特性Ｆｃが必要となるのは、タイヤ２２０，２２１と路面との摩擦係数が小さくなる凍結路などで、アシスト力は比較的小さいものの速いハンドル操作をした場合（トルクは小さいが、回転速度が高くなる場合）に必要となる領域であるが、モータ特性Ｅｃに位相制御（弱め界磁制御）を加えることで達成される。この時、印加電圧波形の制御自由度は電圧と位相の２自由度でも良いが、モータ特性Ｆｃの線上であれば電圧が飽和した１パルス状の矩形波でも問題なく、印加電圧波形の制御自由度は位相のみの１自由度となる。また、モータ特性Ａｃ，Ｃｃ，Ｄｃにおいても位相制御することも可能である。

次に、図４及び図５を用いて、本実施形態によるモータ駆動装置における電流検出及び電流検出の異常時の電流検出値の校正若しくは電流検出値の推定方法について説明する。
図４は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置における電流検出の説明図である。図５は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置における電流検出の異常時の電流検出値の校正方法の説明図である。

図４は、図１に示したモータ駆動装置における電流検出の動作を示している。

図４（Ａ）に示すＰＷＭパルスＶｇＨは、ＰＷＭ変調されたパルス信号を示している。このパルス信号は、図２（Ｂ）に示したように、ＰＷＭ変調器３４によって正弦波変調された上で、ブラシレスＤＣモータ１００の電機子巻線Ｖに接続されているインバータ回路１のハイサイド側ＦＥＴ（ＳＷVH）（Ｖ相ハイサイドＦＥＴ））のゲート端子に入力する。なお、電機子巻線Ｖに接続されたロウサイド側のＦＥＴ（ＳＷVL）（Ｖ相ロウサイドＦＥＴ）のゲート信号は、ＰＷＭパルスＶｇＨの反転信号である。なお、インバータ回路１がアーム短絡しないように、Ｖ相ハイサイドＦＥＴとＶ相ロウサイドＦＥＴのゲート信号には、両者が同時にオンしないようにするためのデットタイムが設けられている。

電機子巻線Ｖに流れる電流（Ｖ相モータ電流）はシャント抵抗１３の端子電圧として検出され、図４（Ｂ）に示すように、電流検出回路５にてモータ電流検出値ＩＶｓとして検出される。電流検出はロウサイド側ＦＥＴのソース側で検出するため、Ｖ相ハイサイドＦＥＴがオン（ＰＷＭパルスＶｇＨがＯｎ）している区間の電流はシャント抵抗１３を流れないため、検出できないものである。Ｖ相ハイサイドＦＥＴがオフ（ＰＷＭパルスＶｇＨがＯｆｆ）になるとＶ相のモータ電流はＶ相ロウサイドＦＥＴ（ＦＥＴ内のボディダイオードを含む）とシャント抵抗１３を流れるため、Ｖ相のモータ電流として検出される。

マイコンを用いて制御器３を構成する場合にはシャント抵抗の両端で検出するシャント電圧波形ＩＶｐはパルス状であり、パルス波形の中心に同期するようにしてＡ／Ｄ変換器により検出し、マイコン内でレベル変換してＶ相のモータ電流検出値ＩＶｓを求める。

通常、図４（Ｃ）に示すように、Ｖ相のモータ電流検出値ＩＶｓは、実電流に追従した正しいＶ相モータ電流値ＩＶｔとなり、Ｖ相のモータ電流検出値ＩＶｓをそのままＶ相モータ電流値ＩＶとして制御に使うことができる。しかし、モータ出力が大きくなりハイサイドのＰＷＭパルスＶｇＨのオンＤｕｔｙが１００％（オフＤｕｔｙは０％）に近づき、シャント電圧波形ＩＶｐのパルス幅が０％近くになると、ノイズフィルタや増幅器の応答遅れの関係から正しいピーク値が得られず電流検出誤差ＩＶεを生じた誤差を含んだＶ相モータ電流値ＩＶｅとなり、正しいモータ電流の検出が困難になる。なお、Ｕ相とＷ相のモータ電流値（ＩＵ、ＩＷ）もＶ相と同様である。すなわち、ハイサイドのオンＤｕｔｙが１００％になるような電圧飽和状態では電流検出精度が低下するため、トルク制御精度も低下することとなる。

そこで、本実施形態の電動アクチュエータでは、誤差を含んだ各相モータ電流検出値の範囲のモータ電流値を演算により推定するようにしている。以下、図５を用いて、本実施形態によるモータ駆動装置における電流補正手段５３の動作について説明する。

図５は、図１の実施形態における電流補正手段５３の動作を示しており、３個のＮシャント１２，１３，１４を用いて検出した各相の電流検出値（波形）を示している。なお、ここでは、サンプリングを十分細かくした理想系の電流検出値を示している。

図５（Ａ）は、電流検出誤差範囲が１２０度（電気角）より小さい場合を示している。図示するように、一部を破線で示す正しい各相のモータ電流値（ＩＵｔ，ＩＶｔ，ＩＷｔ）に対して、実線で示すように電流検出誤差を含んだ電流値（ＩＵｅ，ＩＶｅ，ＩＷｅ）となったものとする。

Ｖ相に着目すると１周期の範囲内で電流検出誤差が大きくなる区間ＩＶｅＢと、電流検出誤差が小さい（電流検出誤差を無視できる電流検出精度の確度が高い）区間ＩＶｅＳとに分けられる（Ｕ相、Ｗ相においても同様である）。三相各相の電流検出誤差が大きくなる区間が１２０度より小さければ、１相が電流検出誤差の大きくなる区間である時に、他の２相は電流検出誤差の小さい区間にある。すなわち、Ｖ相が電流検出誤差の大きくなる区間ＩＶｅＢのＶ相モータ電流値ＩＶは、ＩＶ＝ＩＵ＋ＩＷにより演算によって求めることができる。他相のＵ相とＷ相についても同様である。

ここで、電流検出誤差が比較的大きくなる区間の判定は、図示していないが各相の電圧指令値（ＶＵ、ＶＶ、ＶＷ）の大小関係から電圧指令値が最大値となる相とする。すなわち、電圧指令値が最も大きい相のハイサイドＦＥＴのオンＤｕｔｙが最も１００％に近づいているため、電圧指令値が最も大きい相の電流検出誤差が比較的大きくなっていると判断できる。

以上のように、電流検出器の検出誤差レベルを予め把握し、電流検出誤差範囲が小さい場合には、他の電流検出器の検出値を用いて求めるようにしているため、検出誤差レベルの高い範囲の電流検出値を補正できるため適切な電流制御ができる。

次に、図５（Ｂ）は、電流検出誤差が１２０度（電気角）よりも大きい場合での３個のＮシャントを用いた各相の電流検出値（波形）とＰシャントの直流電流値（波形）を示している。一部を破線で示す正しい各相のモータ電流値（ＩＵｔ，ＩＶｔ，ＩＷｔ）に対して、実線で示すように電流検出誤差を含んだ電流値（ＩＵｅ，ＩＶｅ，ＩＷｅ）となったものとする。Ｐシャントの直流電流値Ｉｐには、誤差が含まれていないものとする。

図５（Ｂ）では、図５（Ａ）の電流検出誤差が大きくなる区間ＩＶｅＢの区間が１２０度よりも大きく、１８０度に近づいた場合を示している。この場合、２相の電流検出値の確度が高く、残り１相の電流検出値の電流検出誤差が大きい区間（ＩＣ１，ＩＣ３，ＩＣ４）と、１相の電流検出値の確度が高く、残り２相の電流検出値の電流検出誤差が大きい区間（ＩＣ２，ＩＣ４，ＩＣ６）とに分けられる。

ここで、例えば、区間ＩＣ１ではＶ相の電流検出誤差が大きく、Ｕ相とＷ相のモータ電流値は負の電流値でＮシャントでの電流検出値の確度は高いものである。このとき、直流電流値Ｉｐと各モータ電流値との関係にはＩｐ＝−（ＩＵ＋ＩＷ）＝ＩＶの関係により三相各相のモータ電流値が求まる。

一方、区間ＩＣ２ではＶ相とＷ相の電流検出誤差が大きく、Ｕ相のみの電流検出値の確度は高いものである。このとき、直流電流値Ｉｐと各モータ電流値との関係にはＩｐ＝−ＩＵの関係が成立し、Ｖ相とＷ相のモータ電流値は定まらないことになる。そこで、Ｖ相とＷ相のモータ電流が印加電圧とモータの逆起電圧及びインダクタンスとの関係から推定できる電流波形（正弦波の印加電圧波形であれば電流波形は正弦波）に制御できていると仮定し、ロータの磁極位置（角度）θを用いた波形の形状を示す関数によりＵ相モータ電流値ＩＵ（あるいは直流電流値Ｉｐ）をＶ相とＷ相とに電流分配することにより三相各相のモータ電流を、（表１）に示す演算により求めるようにしている。

（表１）には、図５（Ｂ）における電流波形が正弦波であるときの（角度）区間と各相のモータ電流値（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）との演算式を示している。正弦波の場合にはＴｕ＝ｓｉｎ（θ）、Ｔｖ＝ｓｉｎ（θ−２π／３）、Ｔｗ＝ｓｉｎ（θ＋２π／３）として、各相のモータ電流値（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を求めることができる。また、検出した電流値の確度が高いモータ電流検出値（ＩＵｔ，ＩＶｔ，ＩＷｔ）を使う演算式としているが演算式を限定するものではなく、確度の高い１相のモータ電流値あるいは直流電流値Ｉｐとロータ磁極位置θとからなる電流波形形状を表す式を用いて他の２相のモータ電流値に分配する演算式であってもよいものである。

以上のように、ロータの磁極位置θを用いることで電流検出誤差が大きい角度範囲が１２０度を超えて１８０度に近づいた場合にも、各相の電流検出確度の高いモータ電流検出値（ＩＵｔ，ＩＶｔ，ＩＷｔ）を用いた演算により三相のモータ電流値（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を求めることができ、トルク制御精度を低下することなくモータを駆動できる。

次に、（表２）を用いて、２個の電流センサが異常になった場合について説明する。（表２）は、図５（Ｂ）において同時に２個のＮシャントの電流センサが異常になったと判断したときの電流補正の演算式を示している。ここでは、Ｕ相とＷ相の電流センサが異常になった例について示している。

演算方式については、（表１）と同様であるが、基本的に直流電流値Ｉｐとロータ磁極位置θとからなる電流波形形状を表す式を用いて他の２相のモータ電流値に分配するものとし、電流検出確度の高いモータ電流検出値（図ではＶ相の負のモータ電流値ＩＶｔ）のみ適用する演算式としている。例えば、電流検出確度の高い区間ＩＶｅＳの６０度区間（ＩＣ３，ＩＣ４，ＩＣ５）のＶ相モータ電流ＩＶには、Ｖ相の電流検出器にて検出したモータ電流検出値ＩＶｔをそのまま用いて、他の６０度区間（ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ６）では、ロータ磁極位置θ（角度）と直流電流Ｉｐを用いて演算する点のみ異なる。

さらに、Ｖ相の電流検出器にて検出した電流値も疑わしい（各ＵＶＷ相の電流検出器の動作が疑わしい）場合には全ての６０度区間において磁極位置の角度θと直流電流Ｉｐを用いて演算することも可能である。すなわち、区間ＩＣ３におけるＶ相モータ電流値ＩＶ＝−Ｉｐ・（１＋Ｔｕ／Ｔｗ）とし、区間ＩＣ４ではＩＶ＝−Ｉｐとし、区間ＩＣ５ではＩＶ＝−Ｉｐ・（１＋Ｔｗ／Ｔｕ）とすることが可能である。

次に、（表３）を用いて、１個の電流センサが異常になった場合について説明する。（表３）は、図５（Ｂ）において１個のＮシャントの電流センサが異常になったと判断したときの電流補正の演算式を示している。ここでは、Ｗ相の電流センサが異常になった例について示している。

演算方式については、（表２）と同様であるが、例えば、電流検出確度の高い区間ＩＶｅＳの６０度区間（ＩＣ３，ＩＣ４，ＩＣ５）のＶ相モータ電流ＩＶには、Ｖ相の電流検出器にて検出したモータ電流検出値ＩＶｔをそのまま用いて、他の６０度区間（ＩＣ２，ＩＣ６）では、ロータ磁極位置θ（角度）と直流電流Ｉｐを用いて演算する。また、電流検出確度の高い区間ＩＵｅＳの６０度区間（ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３）のＵ相モータ電流ＩＵには、Ｕ相の電流検出器にて検出したモータ電流検出値ＩＵｔをそのまま用いて、他の６０度区間（ＩＣ４）では、ロータ磁極位置θ（角度）と直流電流Ｉｐを用いて演算する。

また、電流補正手段５３において、同時に全てのモータ電流値が検出困難な範囲（電流検出器の異常）であると検知された検出誤差レベルの場合に、波形制御手段にて駆動波形を１２０度矩形波Ｂとし、直流電流検出値をそのまま２相通電のモータ電流検出値として１２０度通電駆動を適用することにより制御処理を簡素化することも可能である。

以上説明したように、電流検出値に誤差がある場合であって、絶対的なモータ電流の検出精度が低下するもののフェール停止することなく、モータを継続してトルク制御することができる。この場合、モータ駆動装置としては異常（トラブル発生）な状態と考えられることから使用者に対して点検修理の必要性を表示ランプか動作音あるいはモータのトルク変動（モータ振動）によって知らせる。

なお、ここで、Ｔｕ、Ｔｖ，Ｔｗで扱う値（三角関数の値など）はテーブル参照などで実現できるが、６０度周期の周期関数となることに着目し、予めモータ磁極位置（角度）θをアドレスに持つ６０度周期の周期関数テーブルを作成しておき、テーブル参照することにより簡単に各ＵＶＷ相のモータ電流値を演算により求めるようにしてもよいものである。

次に、図５（Ｂ）を用いて、Ｐシャントの直流電流値Ｉｐを用いた各Ｎシャントの電流検出器の校正（異常判定）について説明する。

最初に、電源投入時（モータ停止のイニシャル状態）には、モータの回転トルクが最小となるｄｑ軸の＋ｄ軸方向に最も電流が流れるように２相通電する。図示しないが、例えば、Ｖ相ハイサイドＦＥＴをオンにし、Ｗ相ロウサイドＦＥＴをオンにすればＷ相モータ電流検出値ＩＷｓと直流電流検出値ＩＰｓとを検出でき、所定の電流値（またはＰＷＭパルス幅）で数点測定する。

そして、全測定点にてＷ相モータ電流検出値ＩＷｓ＝ＩＰｓの関係があればＷ相の電流検出器は正常と判断できる。もし、ＩＷｓ＝ＩＰｓの関係がなく、ＩＷｓ＝ａ・ＩＰｓ＋ｂの関係にあるときは、オフセットｂとゲインａの補正値を求めることにより、補正することができる。

次に、−ｄ軸方向に最も電流が流れるように２相通電（Ｖ相ロウサイドＦＥＴ：オンで、Ｗ相ハイサイドＦＥＴ：オン）して、Ｖ相モータ電流検出値ＩＶｓと直流電流ＩＰｓとを検出し、所定の電流値（またはＰＷＭパルス幅）で数点測定する。

そして、全測定点にてＶ相モータ電流検出値ＩＶｓ＝ＩＰｓの関係があればＶ相の電流検出器は正常と判断できる。ＩＶｓ＝ＩＰｓの関係がなく、ＩＶｓ＝ａ・ＩＰｓ＋ｂの関係にあるときは、オフセットｂとゲインａの補正値を求めることにより、補正することができる。

ここで、ＩＷｓ≠ＩＰｓ＝ＩＶｓであれば、Ｗ相の電流検出器が異常と判断できる。もし、ＩＷｓ≠ＩＰｓ≠ＩＶｓである場合には、Ｕ相の電流検出器の異常の有無を確認するため、モータの回転角度が最小でかつＵ相モータ電流検出値ＩＵｓが検出できる２相通電パターンを選択して通電確認する。なお、このときモータが電気角で最大６０度回転することとなるが、電流検出器の校正を優先させる。モータの極対数が多い場合には、機械角は６０度／極対数であることから回転による影響を小さくできるためである。

なお、所定の電流値（またはＰＷＭパルス幅）とは、モータ電流値に対し３０％，５０％，８０％などとし、モータ回転及び振動が問題とならない範囲で、可能な限り大きな電流値となるようにモータの巻線抵抗とインダクタンスとから予め求めたものである。もし、検出した電流値が想定電流を大きく上回るか下回る場合にはモータ異常（巻線の地落）やインバータ回路異常（デバイス破壊）が推測できるので、デバイスの許容する電流値以内となるように、ＰＷＭ設定値を補正して電流検出器を校正する。

次に、別の校正方法について説明する。この校正方法は、モータ回転中において、１相のモータ電流が零となる６０度周期にて電流検出器を校正するものである。例えば、電気角で１８０度（π[rad]）のときにはＩＰｓ＝ＩＶｓ＝−ＩＷｓであることが期待される。既に図５（Ａ），（Ｂ）を用いて説明したように、Ｖ相のモータ電流検出値ＩＶｓは誤差を含んだモータ電流検出値ＩＶｅである可能性が高いことから、検出誤差ＩＶε＝ＩＰｓ−ＩＶｓとして誤差の大きさを検出でき、Ｗ相モータ電流検出値ＩＷｓはそのまま校正値として適用できる。校正方法は回転周期毎の学習となる。

さらに、別の校正方法としては、モータ回転中において、１相のモータ電流がピーク値となり他の２相のモータ電流が１／２となる６０度周期にて電流検出器を校正するものである。例えば、電気角で２１０度（π・7/6[rad]）のときにはＩＰｓ＝ＩＶｓ＝−1/2・ＩＷｓ＝−1/2・ＩＵｓであることが期待される。Ｖ相モータ電流検出値ＩＶｓは誤差を含んでいる可能性が高いことから、誤差の大きさを検出でき、Ｕ相モータ電流検出値ＩＵｓとＷ相モータ電流検出値ＩＷｓはそのまま校正値として適用できる。

なお、モータ回転中に２つの校正タイミングにおいて上記の等号関係が崩れた場合には電流検出器の異常と判断でき、上記の等号関係が保たれている時にはモータ異常（巻線の地落）やインバータ回路異常（デバイス破壊）と判定できる。

以上のようにして、モータ回転中においても６０度周期の間隔で電流検出器の検出誤差レベルと電流検出器の異常を検知でき、電流検出器の検出誤差レベルに応じた電流検出値の補正が可能となり適切な電流制御ができる。また、補正困難な場合にも演算によりモータ電流値を推定し、モータ電流の推定値を代替え利用できるので、電流制御を継続できる。すなわち、電流検出器の異常レベルに応じた適切な電流制御が継続できるので、モータ出力の低下を抑制して、高回転、高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。

なお、以上の説明において、電流補正手段５３によって直流電流の検出値を用いるためには直流電流の検出分解能が、モータ電流の検出分解能と同等以上の分解能であることが好ましい。また、直流電流の検出方法（タイミング）としては、ＰＷＭ周期内の直流電流のピーク値を直流電流瞬時値として保持（サンプルホールド）し、直流電流値とすることにより直流電流値（直流電流の瞬時値となる）とモータ電流値とを比較でき、ゲインやオフセットの誤差を含めた検出誤差レベルを検知するようにするのが好ましいものである。

以上説明したように、本実施形態の電動アクチュエータでは、誤差を含んだ各相モータ電流検出値の範囲（検出困難な範囲）のモータ電流値を演算により推定するとともに、さらに、電圧飽和状態を回避するように電流検出誤差（検出誤差レベルの大きさ）に応じて駆動波形を正弦波から矩形波に変化させてＰＷＭ変調し、モータ印加電圧波形を制御（オンＤｕｔｙを制限）しながらモータの高出力化を図るため、トルク制御精度を低下することなくモータを駆動できる。また、電圧利用率が向上した分だけＰＷＭパルスが等価的に細くなるため、電流検出可能な範囲を広げることができる。すなわち、モータ電流の検出困難な範囲のモータ電流値を演算により推定し、モータ電流値を補うことにより適切な電流制御ができる。また、モータ電流の検出誤差が大きくなる場合には、検出誤差の大きさに応じて出力される検出誤差レベルにより、駆動波形を正弦波から矩形波に変化させてＰＷＭ変調し、モータ印加電圧波形を制御することにより、モータ電流の検出誤差を低減する。これにより、モータ電流を正しく検出できない範囲が生じた場合にもトルク制御精度の低下を抑制でき、高回転，高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。

次に、図６及び図７を用いて、本実施形態によるモータ駆動装置に用いるモータ１００の構成について説明する。
図６は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置に用いるモータの構成を示す横断面図である。図７は、図６のＡ−Ａ断面図である。

モータ１００は、ステータ１１０と、このステータ１１０の内側に回転可能に支持されたロータ１３０とを備えた、表面磁石型の同期電動機である。ＥＰＳモータ１００は、車両に積載されたバッテリー、例えば１４Ｖ電源（１２ボルト系電源）あるいは２４ボルト電源、４２ボルト電源（３６ボルト系電源）、４８ボルト電源から供給される電力で駆動される。

ステータ１１０は、珪素鋼板を積層した磁性体で形成されたステータコア１１２と、ステータコア１１２のスロット内に保持されたステータコイル１１４とを備えている。ステータコア１１２は、図２を用いて後述するように、円環状のバックコアと、このバックコアとは分離して作られその後バックコアに機械的に固定された複数のティースとか構成される。複数のティースには、それぞれ、ステータコイル１１４が巻回されている。ステータコイル１１４は分布巻あるいは集中巻の方式で巻かれている。

ステータコイル１１４を分布巻とすると弱め界磁制御に優れ、またリラクタンストルクの発生にも優れる。電動パワーステアリング用のモータとしては、モータの小型化や巻線抵抗の低減がたいへん重要である。ステータコイル１１４を集中巻とすることにより、ステータコイル１１４のコイルエンド長を短くできる。これによりＥＰＳモータ１００の回転軸方向の長さを短くすることができる。また、スタータコイル１１４のコイルエンドの長さを短くできるので、ステータコイル１１４の抵抗を小さくでき、モータの温度上昇を抑えることができる。また、コイル抵抗を小さくできることから、モータの銅損を小さくできる。したがって、モータへの入力エネルギーの内、銅損によって消費される割合を小さくでき、入力エネルギーに対する出力トルクの効率を向上することができる。

電動パワーステアリング用のモータは上述のごとく車両に搭載された電源により駆動される。上記電源は出力電圧が低い場合が多い。電源端子間にインバータを構成するスイッチング素子や上記モータ、その他電流供給回路の接続手段が等価的に直列回路を構成し、上記回路においてそれぞれの回路構成素子の端子電圧の合計が上記電源の端子間電圧になるので、モータに電流を供給するためのモータの端子電圧は低くなる。このような状況でモータに流れ込む電流を確保するにはモータの銅損を低く押えることが極めて重要である。この点から車両に搭載される電源は５０ボルト以下の低電圧系が多く、ステータコイル１１４を集中巻とすることが望ましい。特に１２ボルト系電源を使用する場合は極めて重要である。

またパワーステアリング用のモータはステアリングコラムの近傍に置かれる場合、ラックアンドピニオンの近傍に置かれる場合などがあるが、何れも小型化が要求される。また小型化された構造でステータ巻線を固定することが必要であり、巻線作業が容易なことも重要である。分布巻に比べ集中巻は巻線作業、巻線の固定作業が容易である。

ステータコイル１１４のコイルエンドはモールドされている。パワーステアリング用のモータはコギングトルクなどのトルク変動をたいへん小さく押えることが望ましく、ステータ部を組み上げてからステータ内部を再度切削加工することがある。このような機械加工により、切削紛が発生する。この切削紛がステータコイルのコイルエンド入り込むのを防止することが必要であり、コイルエンドのモールドが望ましい。

ステータコイル１１４は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相から構成され、それぞれ複数のコイルから構成される。複数のコイルは、３相の各相毎に、図示の左側に設けられた結線リング１１６によって結線されている。

電動パワーステアリング用のモータは大きなトルクが要求される。例えば車の走行停止状態、あるいは走行停止に近い運転状態でステアリングホイール（ハンドル）が早く回転されると操舵車輪と地面との間の摩擦抵抗のため、上記モータには大きなトルクが要求される。このときには大電流がステータコイルに供給される。この電流は条件により異なるが５０アンペア以上の場合がある。７０アンペアはるいは１５０アンペアの場合も考えられる。このような大電流を安全に供給でき、また上記電流による発熱を低減するために結線リング１１６を用いることはたいへん重要である。上記結線リング１１６を介してステータコイルに電流を供給することにより接続抵抗を小さくでき、銅損による電圧降下を押えることができる。このことによる大電流の供給が容易になる。またインバータの素子の動作に伴う電流の立ち上がり時定数が小さくなる効果がある。

ステータコア１１２と、ステータコイル１１４とは、樹脂により一体にモールドされ、一体に形成されてステータSubAssyを構成している。この一体成形されたステータSubAssyは、アルミなど金属で形成された円筒状のヨーク１５０の内側に圧入され、固定されている。自動車に搭載されるパワーステアリングモータは色々な振動が加わる。また車輪からの衝撃が加わる。また気温変化の大きい状態で利用される。摂氏マイナス４０度の状態も考えられ、また温度上昇により１００度以上も考えられる。さらにモータ内に水が入らないようにしなければならない。このような条件で固定子がヨーク１５０に固定されるためには、筒状ヨークの少なくともステータ鉄心の外周部には螺子穴以外の穴が設けられていない、円筒金属にステータ部（SubAssy）を圧入することが望ましい。また圧入後さらにヨークの外周から螺子止めしてもよい。圧入に加え回止を施すことが望ましい。

ロータ１３０は、珪素鋼板を積層した磁性体からなるロータコア１３２と、このロータコア１３２の表面に接着剤によって固定された複数の永久磁石であるマグネット１３４と、マグネット１３４の外周に設けられた非磁性体からなるマグネットカバー１３６を備えている。マグネット１３４は、希土類磁石であり、例えば、ネオジウムからなる。ロータコア１３２は、シャフト１３８に固定されている。ロータコア１３２の表面に接着剤により複数のマグネット１３４が固定されるとともに、その外周側をマグネットカバー１３６で覆うことにより、マグネット１３４の飛散を防止している。上記マグネットカバー１３６はステンレス鋼（俗称ＳＵＳ）で構成されているが、テープを巻きつけても良い。ステンレス鋼の方が製造が容易である。上述のごとくパワーステアリング用のモータは振動や熱変化が極めて大きく破損し易い永久磁石を保持するのに優れている。また上述のとおり、仮に破損しても飛散を防止できる。

円筒形状のヨーク１５０の一方の端部には、フロントフランジ１５２Ｆが設けられており、ヨーク１５０とフロントフランジ１５２ＦとはボルトＢ１により固定されている。また、ヨーク１５０の他方の端部には、リアフランジ１５２Ｒが圧入されている。フロントフランジ１５２Ｆ及びリアフランジ１５２Ｒには、それぞれ、軸受１５４Ｆ，１５４Ｒが取り付けられている。これらの軸受１５４Ｆ，１５４Ｒにより、シャフト１３８及び、このシャフト１３８に固定されたステータ１１０が回転自在に支承されている。

シャフト１３８の一方の端部（図示左側の端部）には、レゾルバロータ１５６ＲがナットＮ１によって固定されている。また、リアフランジ１５２Ｒには、レゾルバステータ１５６Ｓが取り付けられている。レゾルバステータ１５６Ｓは、レゾルバ押さえ板１５６ＢをネジＳＣ１によりリアフランジ１５２Ｒに固定することにより、取り付けられる。レゾルバステータ１５６Ｓとレゾルバロータ１５６Ｒによりレゾルバ１５６を構成し、レゾルバロータ１５６Ｒの回転をレゾルバステータ１５６Ｓによって検出することにより、複数のマグネット１３４の位置を検出できる。リアフランジ１５２Ｒの外周には、レゾルバ１５６を覆うようにして、リアホルダ１５８が取り付けられている。

結線リング１１６によって接続されたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相には、パワーケーブル１６２を介して、外部のバッテリーから電力が供給される。パワーケーブル１６２は、グロメット１６４によりヨーク１５０に取り付けられている。レゾルバステータ１５６Ｓから検出された磁極位置信号は、信号ケーブル１６６により外部に取り出される。信号ケーブル１６６は、グロメット１６８により、リアホルダ１５８に取り付けられている。

次に、図７を用いて、ステータ１１０及びロータ１３０の詳細構成について説明する。図７は、図６のＡ−Ａ矢視図である。なお、図６と同一符号は、同一部分を示している。

最初に、ステータ１１０の構成について説明する。図６に示したステータコア１１２は、円環状のバックコア１１２Ｂと、このバックコア１１２Ｂとは分離して構成された複数のティース１１２Ｔとか構成される。バックコア１１２Ｂは、ＳＵＳなどの磁性体の薄板をプレス成形により打ち抜き、それを積層した構成となっている。

本実施形態では、ティース１１２Ｔは、それぞれ独立した１２個のティース１１２Ｔ（Ｕ１＋），１１２Ｔ（Ｕ１−），１１２Ｔ（Ｕ２＋），１１２Ｔ（Ｕ２−），１１２Ｔ（Ｖ１＋），１１２Ｔ（Ｖ１−），１１２Ｔ（Ｖ２＋），１１２Ｔ（Ｖ２−），１１２Ｔ（Ｗ１＋），１１２Ｔ（Ｗ１−），１１２Ｔ（Ｗ２＋），１１２Ｔ（Ｗ２−）から構成されている。それぞれのティース１１２Ｔ（Ｕ１＋），…，１１２Ｔ（Ｗ２−）には、ステータコイル１１４（Ｕ１＋），１１４（Ｕ１−），１１４（Ｕ２＋），１１４（Ｕ２−），１１４（Ｖ１＋），１１４（Ｖ１−），１１４（Ｖ２＋），１１４（Ｖ２−），１１４（Ｗ１＋），１１４（Ｗ１−），１１４（Ｗ２＋），１１４（Ｗ２−）が集中巻で巻回されている。

ここで、ステータコイル１１４（Ｕ１＋）と、ステータコイル１１４（Ｕ１−）とは、コイルを流れる電流の向きが逆方向となるように巻回されている。ステータコイル１１４（Ｕ２＋）と、ステータコイル１１４（Ｕ２−）とも、コイルを流れる電流の向きが逆方向となるように巻回されている。また、ステータコイル１１４（Ｕ１＋）と、ステータコイル１１４（Ｕ２＋）とは、コイルを流れる電流の向きが同一方向となるように巻回されている。ステータコイル１１４（Ｕ１−）と、ステータコイル１１４（Ｕ２−）とも、コイルを流れる電流の向きが同一方向となるように巻回されている。ステータコイル１１４（Ｖ１＋），１１４（Ｖ１−），１１４（Ｖ２＋），１１４（Ｖ２−）の電流の流れ方向の関係、及びステータコイル１１４（Ｗ１＋），１１４（Ｗ１−），１１４（Ｗ２＋），１１４（Ｗ２−）の電流の流れ方向の関係も、Ｕ相の場合と同様である。

１２個のティース１１２Ｔ及びステータコイル１１４は、同様に製作されるため、ここでは、ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）及びステータコイル１１４（Ｕ１＋）を例にして、その組立工程について説明する。ステータコイル１１４（Ｕ１＋）は、ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）に巻回した形状となるように、予め成形されている成形コイルである。この成形コイルとなっているステータコイル１１４（Ｕ１＋）は、ボビン１１２ＢＯとともに、成形されている。ボビン１１２ＢＯと成形されたステータコイル１１４（Ｕ１＋）の一体物を、ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）の後端側からはめ込む。ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）の先端部，すなわち、ロータ１３０と面する側は円周方向に拡大しているため、ボビン１１２ＢＯとステータコイル１１４（Ｕ１＋）は、この拡大部においてストッパとなり、係止される。ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）の後端側には、バックコア１１２Ｂの内周側に形成された凹部１１２ＢＫとハメアイ形状の凸部１１２ＴＴが形成されている。成形されたステータコイル１１４（Ｕ１＋）が巻回されたティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）の凸部１１２ＴＴを、バックコア１１２Ｂの凹部１１２ＢＫに圧入して、ティース１１２Ｔ（Ｕ１＋）がバックコア１１２Ｂに固定される。他のティース１１２Ｔ（Ｕ１−），…，１１２Ｔ（Ｗ２−）に対して、ステータコイル１１４（Ｕ１−），…，１１４（Ｗ２−）を取り付ける工程及び、ティース１１２Ｔ（Ｕ１−），…，１１２Ｔ（Ｗ２−）をバックコア１１２Ｂに固定する工程も同様である。

バックコア１１２Ｂに、１２個のステータコイル１１４及びティース１１２Ｔを固定した状態で、熱硬化性樹脂ＭＲにより一体モールド成形し、ステータSubAssyを構成する。モールド成形したステータSubAssyの内周面，すなわち、ティース１１２Ｔ（Ｕ１−），…，１１２Ｔ（Ｗ２−）の先端部であって、ロータ１３０と面する側を切削加工して、ステータ１１０の内径真円度を向上して、ステータ１１０とロータ１３０のギャップのバラツキを低減する。また、モールド成形により一体化することにより、モールドしない場合に比べて、ステータコイル１１４に通電することにより発生する熱の熱ヒケをよくすることができる。また、モールド成形することにより、ステータコイルやティースの振動を防止することもできる。

例えば、ロータ１３０のロータコアの外周と、ステータ１１０のティースの内周の間のギャップを、３ｍｍ（３０００μｍ）としたとき、バックコア１１２Ｂの制作誤差，ティース１１２Ｔの制作誤差や、バックコア１１２Ｂとティース１１２Ｔと圧入組み立てた時の組み付け誤差等により、内径真円度は、±３０μｍ程度生じる。この真円度は、ギャップの１％（＝３０μｍ／３０００μｍ）に相当するため、この内径真円度によってコギングトルクが発生する。しかし、モールド成形した後、内径を切削加工することにより、内径真円度に基づくコギングトルクを低減することができる。コギングトルクを低減することにより、ステアリングの操舵感を向上することができる。

この一体成形物のステータSubAssyは、ヨーク１５０の内側に圧入され、固定されている。このとき、ヨーク１５０の内側には複数の凸部１５０Ｔが形成されており、また、バックコア１１２Ｂの外周には複数の凹部１１２ＢＯ２が形成されており、両者が係合することにより、バックコア１１２Ｂがヨーク１５０に対して円周方向に回転することを防止している。

また、ステータコイル１１４（Ｕ１＋），１１４（Ｕ１−）と、１１４（Ｕ２＋），１１４（Ｕ２−）とは、ステータ１１０の中心に対して、対称位置に配置されている。すなわち、ステータコイル１１４（Ｕ１＋）と１１４（Ｕ１−）は隣接して配置され、また、ステータコイル１１４（Ｕ２＋）と１１４（Ｕ２−）も隣接して配置されている。さらに、ステータコイル１１４（Ｕ１＋），１１４（Ｕ１−）と、ステータコイル１１４（Ｕ２＋），１１４（Ｕ２−）とは、ステータ１１０の中心に対して、線対称に配置されている。すなわち、シャフト１３８の中心を通る破線Ｃ−Ｃに対して、ステータコイル１１４（Ｕ１＋）と、ステータコイル１１４（Ｕ２＋）とが線対称に配置され、また、ステータコイル１１４（Ｕ１−）と、１１４（Ｕ２−）とが線対称に配置されている。

ステータコイル１１４（Ｖ１＋），１１４（Ｖ１−）と、１１４（Ｖ２＋），１１４（Ｖ２−）も同様に線対称に配置され、ステータコイル１１４（Ｗ１＋），１１４（Ｗ１−）と、１１４（Ｗ２＋），１１４（Ｗ２−）とも線対称に配置されている。

また、同相の隣接するステータコイル１１４は、１本の線で連続して巻回されている。すなわち、ステータコイル１１４（Ｕ１＋）と１１４（Ｕ１−）とは、１本の線を成形して、２つの巻回コイルを構成し、それぞれ、ティースに挿入して、ティースに巻回した構成となっている。ステータコイル１１４（Ｕ２＋）と１１４（Ｕ２−）も、１本の線で連続して巻回されている。ステータコイル１１４（Ｖ１＋）と１１４（Ｖ１−），ステータコイル１１４（Ｖ２＋）と１１４（Ｖ２−），ステータコイル１１４（Ｗ１＋）と１１４（Ｗ１−），ステータコイル１１４（Ｗ２＋）と１１４（Ｗ２−）も、それぞれ、１本の線で連続して巻回されている。

このような線対称配置と、隣接する２つの同相のコイルを１本の線で巻回することにより、各相同士、また異相を結線リングで結線する際に、結線リングの構成を簡単にすることができる。

次に、ロータ１３０の構成について説明する。ロータ１３０は、磁性体からなるロータコア１３２と、このロータコア１３２の表面に接着剤によって固定された１０個のマグネット１３４（１３４Ａ，１３４Ｂ，１３４Ｃ，１３４Ｄ，１３４Ｅ，１３４Ｆ，１３４Ｇ，１３４Ｈ，１３４Ｉ，１３４Ｊ）と、マグネット１３４の外周に設けられたマグネットカバー１３６を備えている。ロータコア１３２は、シャフト１３８に固定されている。

マグネット１３４は、その表面側（ステータのティース１１２Ｔと対向する側）をＮ極とすると、その裏面側（ロータコア１３２に接着される側）がＳ極となるように、半径方向に着磁されている。また、マグネット１３４は、その表面側（ステータのティース１１２Ｔと対向する側）をＳ極とすると、その裏面側（ロータコア１３２に接着される側）がＮ極となるように、半径方向に着磁されているものもある。そして、隣接するマグネット１３４は、着磁された極性が周方向に交互になるように着磁されている。例えば、マグネット１３４Ａの表面側がＮ極に着磁されているとすると、隣接するマグネット１３４Ｂ，１３４Ｊの表面側はＳ極に着磁されている。すなわち、マグネット１３４Ａ，１３４Ｃ，１３４Ｅ，１３４Ｇ，１３４Ｉの表面側がＮ極に着磁されている場合、マグネット１３４Ｂ，１３４Ｄ，１３４Ｆ，１３４Ｈ，１３４Ｊの表面側は、Ｓ極に着磁されている。

また、マグネット１３４は、それぞれ、断面形状がかまぼこ型の形状となっている。かまぼこ形状とは、周方向において、左右の半径方向の厚さが、中央の半径方向の厚さに比べて薄い構造のことである。このようなかまぼこ型の形状とすることにより、磁束分布を正弦波状とでき、正弦波電圧が加えられることによって発生する誘起電圧波形を正弦波状とすることができ、脈動分を低減することができる。脈動分を小さくできることにより、ステアリングの操舵感をこうじょうできる。なお、リング状の磁性体に着磁してマグネットを構成するとき、着磁力を制御することのにより、磁束分布を正弦波状類似のものとしてもよいものである。

ロータコア１３２には、同心円上に大きな直径の１０個の貫通穴１３２Ｈと、その内周が出あって小さな直径の５個の窪み１３２Ｋとが形成されている。ロータコア１３２は、ＳＵＳなどの磁性体の薄板をプレス成形により打ち抜き、それを積層した構成となっている。窪み１３２Ｋは、プレス成形時に薄板をかしめることにより形成する。複数の薄板を積層する際に、この窪み１３２Ｋを互いに嵌合して位置決めを行っている。貫通穴１３２Ｈは、イナーシャを低減するためであり、この１３２Ｈ穴によりロータのバランスを向上できる。マグネット１３４の外周側は、マグネットカバー１３６により覆われており、マグネット１３４の飛散を防止している。なお、バックコア１１２Ｂとロータコア１３２は、同じ薄板から同時にプレス打ち抜きにより成形される。

以上説明したように、本実施形態のロータ１３０は、１０個のマグネット１３４を備えており、１０極である。また、前述したように、ティース１１２Ｔは１２個であり、隣接するティースの間に形成されるスロットの数は、１２個である。すなわち、本実施形態のＥＰＳモータは、１０極１２スロットの表面磁石型の同期電動機となっている。また、１０極１２スロットに限らず、８極９スロットや１０極９スロットのモータも用いることができる。

次に、図８を用いて、本発明の他の実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成について説明する。
図８は、本発明の他の実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

図１に示した実施形態と異なる点は、モータ電流の電流検出器１５，１６をインバータ回路１のＵ相とＶ相の出力線（ブラシレスＤＣモータ１００の電機子巻線Ｕ、Ｖ）に流れる電流を検出するように配置し、検出したＵ相とＶ相のモータ電流値とを用いて電流補正手段５４によりＷ相のモータ電流値を演算により求めるようにしたことにある。制御器３Ａにおいて、電流補正手段５３Ａは、図１の電流補正手段５３と同様に、電流の補正の用いられるが、電流検出回路５によって検出されたモータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓと直流電流検出値ＩＰｓと、回転位置検出回路６によって検出された角度位置Ｐｓとから、各モータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓと直流電流検出値ＩＰｓとを比較して、複数個の電流検出器の検出誤差レベルとして検知し、検出誤差レベルに応じたモータ電流検出値ＩＵｓ，ＩＶｓ，ＩＷｓに補正を行い、補正後のモータ電流値Ｉｐ（ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ）を出力する。

電流検出器１５，１６をブラシレスＤＣモータ１００の電機子巻線Ｕ、Ｖに取り付けているが、電機子巻線Ｕ、Ｖ，Ｗのどの２つの相に取り付けても同様である。好ましくは３相の各相に電流検出器を取り付けることであるが、モータ電流のＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０の関係を適用すれば、電流補正手段５３Ａは、検出された２つの相のモータ電流値（ＩＵ，ＩＶ）を用いて、３つ目のモータ電流値（ＩＷ）を演算により求める。かかる構成により、部品点数、製造コストの低減が可能となる。

本実施形態では、電流検出器が２つであっても連続したモータ電流を検出できる（インバータ回路１にてスイッチングが行われるが、モータのインダクタンスの影響で電流は連続して流れる）ため、電気角で３６０度の区間において安定して電流を検出できる。１個の電流検出器が異常である場合、例えば、Ｕ相の電流検出器が１つ異常である場合には、図１に示した３個のＮシャントを用いた構成において２個の電流検出器が異常な場合（表２）に相当するが、Ｖ相モータ電流検出値ＩＶｓは電気角で３６０度の区間、常に正しいＶ相モータ電流検出値ＩＶｔを検出できる。（表２）と対比すれば、区間ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ６においてＩＶ＝ＩＶｔと表せる。ここで、Ｖ相の電流検出器も異常となる場合には図１の構成のときと同じ様にして演算により求めることとなる。また、電流検出器の異常判定においては図１の構成のときと同じアルゴリズムにて判定可能であるが、モータ回転中における検出誤差ＩＶεなどは考慮しなくてよいものである。

以上のように、本実施形態によれば、モータ出力の大きさによらず電流の検出精度を高く保つことが可能となり、トルク制御性を持続することができるため、ハンドル操作の状態によらず、電動パワーステアリング装置の応答性（操作性）を維持できる。

次に、図９及び図１０を用いて、本発明のその他の実施形態によるモータ駆動装置の制御器３Ｂの構成について説明する。なお、本実施形態による制御器を搭載したモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成は、図１に示したものと同様である。
図９は、本発明のその他の実施形態によるモータ駆動装置の制御器の構成を示すブロック図である。図１０は、本発明のその他の実施形態によるモータ駆動装置の制御器に用いる波形制御手段の動作説明図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

本実施形態では、図１と異なる点は、電流制御器３２Ｂ及び波形制御手段５１Ｂである。電流制御器３２Ｂは、図１の電流制御器３２と同様であるが、その出力信号が電圧指令（Ｖｏｄ、Ｖｏｑ）ではなく、電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）である。電流制御器３２Ｂの出力は、波形制御手段５１Ｂに入力される。

波形制御手段５１Ｂは、印加電圧波形を制御するための電流指令−電圧指令変換関数を備え、電圧飽和度を電源電圧Ｅｄの係数として電流指令−電圧指令変換関数に予め含めたものである。波形制御手段５１Ｂは、電流値（Ｉｄ、Ｉｑ）を電流指令−電圧指令変換関数を介して電圧指令（Ｖｏｄ、Ｖｏｑ）に変換し、ｄ−ｑ軸（２相）からＵ，Ｖ，Ｗ（三相）へ変換してＰＷＭ変調波Ｗｖを出力する。電流指令−電圧指令変換関数はｄ軸、ｑ軸とにそれぞれ関数を持ち、基本波成分とその奇数高調波成分（各成分の大きさをＶｄ，Ｖｑとする）を印加電圧波形のパラメータとし、ロータ磁極位置θ（角度位置Ｐｓ）を用いて電圧指令（Ｖｏｄ、Ｖｏｑ）の瞬時指令を生成する。

ここで、図１０を用いて、ｑ軸電圧指令Ｖｑの求め方について説明する。ｑ軸電圧指令Ｖｑは、１次，３次，５次のｑ軸電圧指令Ｖｑ（１），Ｖｑ（３），Ｖｑ（５）から、以下の式（１）で求められる。

Ｖｑ＝（ａ１・Ｖｑ（１）＋ａ２・Ｖｑ（２）＋ａ３・Ｖｑ（３））×（Ｅｄ／１２） …（１）

ここで、各次のｑ軸電圧指令Ｖｑ（ｎ）（ｎ＝１，３，５）は、モータ抵抗Ｒｍと電流制御器３２Ｂから入力したｑ軸電流Ｉｑとから、Ｖｑ（ｎ）＝Ｉｑ×Ｒｍとして求まる。また、各係数ａ１，ａ２，ａ３は、図１０に示す係数ａ１，ａ２，ａ３であり、電流Ｉｑに対する関数として与えられるものである。このようにして、電流Ｉｑに応じて、奇数の高次高調波を重畳する割合を変えるとともに、バッテリーＢの電圧Ｅｄの標準状態のバッテリー電圧（ここでは、１２Ｖ）に対する割合（Ｅｄ／１２）を掛けることにより、電圧飽和度に応じて、波形を制御することができる。

なお、電流指令−電圧指令変換関数は演算式あるいはテーブルとしても問題なく、ｄ軸の関数をｑ軸の関数と共用して簡略化し、電流値ＩｄとＩｑの大きさの比と電圧指令Ｖｏｑとから電圧指令Ｖｏｄを求めるようにすることもできる。また、ｄ−ｑ軸における電流指令−電圧指令変換関数を示したが、ｄ−ｑ軸（２相）からＵ，Ｖ，Ｗ（３相）への変換後に印加電圧波形を制御する変換関数としてもよいものである。

また、図９の実施形態では波形制御手段５１Ｂの電圧指令の作成部に印加電圧波形を制御する電流指令−電圧指令変換関数を備えたが、印加電圧波形を制御しながら瞬時トルクの応答性を更に向上するためには電流指令器に波形制御のための関数を備えるようにしてもよいものである。電流指令器３１に波形制御のための関数を備える場合には、電流指令値（Ｉｏｑ、Ｉｏｄ）に高調波指令分（ロータ磁極位置θの関数で、波形を制御するための高調波成分の指令値）を電流指令値（Ｉｏｄ，Ｉｏｑ）に重畳し、直接電流波形を制御するようにすることで瞬時トルクの応答性を向上できる。このときの高調波指令分は基本波からの波形歪み分としてもよいものである。すなわち、トルク電流指令（ｑ軸電流指令）と励磁電流指令（ｄ軸電流指令）とにロータ磁極位置θに応じて制御するベクトル制御によりモータ電流を制御し、高回転、高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。

以上説明した各実施形態によれば、駆動波形の切替をすることなくＰＷＭ変調により連続した波形制御ができるモータ駆動装置が提供でき、急加減速する電動アクチュエータの動作領域内において、高回転、高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。さらに、運転者のハンドル操作に応じて出力トルクが滑らかな正弦波駆動から、より大きな出力トルクをえる矩形波駆動まで、連続したアシストトルクの制御が可能となり操作感が滑らかで追従性の良い電動パワーステアリング装置の実現が可能となる。

次に、図１１を用いて、本発明の各実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動ブレーキ装置の構成について説明する。
図１１は、本発明の各実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動ブレーキ装置の構成を示す断面図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

電動ブレーキ装置は、支持体であるアーム３０１によって車軸３０２を支える。車軸３０２には、ディスクロータ３０３が備えられる。一方、ディスクロータ３０３はその両側に置かれ、軸方向に移動可能なブレーキパッド３０７に挟まれて押圧されることによって車軸３０２にブレーキ力を発生する。

モータ１００は、固定子巻線を備えた固定子鉄心１１０と永久磁石１３４との電磁作用によってモータ回転部である回転子１３０に回転トルクを発生させる。この回転トルクは回転―直動変換機構３０５を介してピストン３０８に推進力を与える。支持機構３０９，３１１によって移動可能に支持されたピストン３０８は、ディスクロータ３０３の両側からブレーキパッド３０７を介して押圧して挟むことによって、ブレーキ力を発生させる。爪部３０６，キャリパ本体３０４は、支持対によって移動可能に支承される。

操作量指示器２０３Ａは、ブレーキペダルの踏込み量や踏込み速度、車速などに応じたトルク指令を制御器３に出力する。制御器３は、入力したトルク指令に応じて、インバータ回路１に正弦波若しくは正弦波＋奇数高次高調波のＰＷＭ変調信号を出力して、モータ１００を駆動する。このとき、制御器３は、バッテリー電圧Ｅｄに基づく電圧飽和度に応じて、ＰＷＭ変調波形を連続的に制御する。また、制御器３は、回転位置検出回路６によって検出された磁石位置に応じて、波形制御する。

以上のようなモータ１００及び制御器３を電動ブレーキ装置に適用することによって、駆動波形の切替をすることなくＰＷＭ変調により連続した波形制御ができ、高回転、高トルク領域まで安定したトルク制御ができる。

本発明の一実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態によるモータ駆動装置に用いる波形制御手段５１の動作を示す波形図である。 本発明の一実施形態による電動アクチュエータの動作範囲の説明図である。図 本発明の一実施形態によるモータ駆動装置における電流検出の説明図である。 本発明の一実施形態によるモータ駆動装置における電流検出の異常時の電流検出値の校正方法の説明図である。 本発明の一実施形態によるモータ駆動装置に用いるモータの構成を示す横断面図である。 図６のＡ−Ａ断面図である。 本発明の他の実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック図である。 本発明のその他の実施形態によるモータ駆動装置の制御器の構成を示すブロック図である。 本発明のその他の実施形態によるモータ駆動装置の制御器に用いる波形制御手段の動作説明図である。 本発明の各実施形態によるモータ駆動装置を用いて電動アクチュエータとした電動ブレーキ装置の構成を示す断面図である。

符号の説明

１…インバータ
２…永久磁石同期モータ（ブラシレスＤＣモータ）
３…制御器
４…回転位置検出器
１１…直流電流検出器
１２，１３，１４…モータ電流検出器
３２…電流制御器
３４…ＰＷＭ変調器
５１…波形制御手段
５２…電圧飽和度検知手段
５３…電流補正手段
２００…ハンドル

Claims (11)

1. ３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器とを有するモータ駆動装置において、
   前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
   前記制御器は、前記バッテリーの電圧に基づいて、前記インバータの出力電圧の飽和度を検知する電圧飽和度検知ユニットと、
   前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、前記電圧飽和度検知ユニットによって検知された電圧飽和度に応じて、この高次高調波を重畳する割合を連続的に変化させる波形制御ユニットとを備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
   前記制御器は、トルク指令値に基づいて求められた電流指令値と前記第１及び／又は第２の電流検出器によって検出された電流値とによって求められた電流指令値に対して、基本波となる正弦波と奇数の高次高調波とを重畳する割合を前記バッテリーの電圧をパラメータとして電圧指令値を求め、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とする波形制御ユニットを備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１記載のモータ駆動装置において、さらに、
   前記モータのロータの回転位置を検出する回転位置検出器とを備え、
   前記制御器は、トルク電流指令（ｑ軸電流指令）と励磁電流指令（ｄ軸電流指令）とによるベクトル制御によりモータ電流を制御するとともに、さらに、前記回転位置検出器によって検出されたロータの回転位置に基づいて、前記モータ電流を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項１記載のモータ駆動装置において、さらに、
   前記制御器は、前記第１の電流検出器によって検出された直流電流値と、前記第２の電流検出器によって検出されたモータ電流値とを比較して、前記電流検出器の検出誤差レベルを検知し、３相のモータ電流値の内、ある１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも小さいときは、他の２相のモータ電流を用いて、誤差のある相のモータ電流値を求める電流補正ユニットを備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
6. 請求項５記載のモータ駆動装置において、
   前記電流補正ユニットは、さらに、３相のモータ電流値の内、少なくとも１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも大きいときは、他の相のモータ電流及び前記直流電流値を用いて、誤差のある相のモータ電流値を推定することを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項５記載のモータ駆動装置において、
   前記波形制御ユニットは、同時に全てのモータ電流値において検出困難な範囲であると検知された検出誤差レベルの場合には、駆動波形を１２０度の矩形波とすることを特徴とするモータ駆動装置。
8. 請求項５記載のモータ駆動装置において、
   前記電流補正ユニットは、前記直流電流値の分解能が、前記モータ電流値の分解能と同等以上の分解能である直流電流値を入力とし、前記直流電流値を検出した値のＰＷＭ周期内のピーク値を直流電流瞬時値として保持し、モータの電気角で６０度周期の間隔で、前記直流電流瞬時値と前記モータ電流値とを比較して検出誤差レベルの検知を行うことを特徴とするモータ駆動装置。
9. ３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器とを有するモータ駆動装置において、
   前記制御器は、前記第１の電流検出器によって検出された直流電流値と、前記第２の電流検出器によって検出されたモータ電流値とを比較して、前記電流検出器の検出誤差レベルを検知し、３相のモータ電流値の内、ある１相のモータ電流値の検出誤差範囲が所定の電気角よりも小さいときは、他の２相のモータ電流を用いて、誤差のある相のモータ電流値を求める電流補正ユニットを備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
10. ３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器と、前記モータの駆動トルクを被駆動部材に伝達するトルク伝達器とを有する電動アクチュエータにおいて、
    前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させることを特徴とする電動アクチュエータ。
11. ３相交流駆動されるモータと、バッテリーの電圧に基づいてこのモータを駆動するインバータと、このインバータに流れる直流電流を検出する第１の電流検出器と、前記モータに流れるモータ電流を検出する複数個の第２の電流検出器と、前記第１及び／又は第２の電流検出器が検出した電流値に基づいて前記インバータを駆動制御して、前記モータのトルクを制御しながらモータを駆動する制御器と、前記モータの駆動トルクを車両のステアリングに伝達するトルク伝達器とを有する電動パワーステアリング装置において、
    前記制御器は、前記インバータの駆動波形を、ＰＷＭ搬送波で変調する変調波の基本波となる正弦波に奇数の高次高調波を重畳した波形とするとともに、この高次高調波を重畳する割合を前記バッテリーの電圧に基づいて連続的に変化させることを特徴とする電動パワーステアリング装置。

Images