JP2011142700A - 半導体装置およびそれを用いた駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体チップに設けるパッドの数を増加させることなくスイッチング素子の温度検出を行うことができ、絶縁ゲート型のスイッチング素子にも適用可能な汎用性を有する半導体装置を提供する。
【解決手段】半導体装置は、主スイッチング素子１と、それに並列接続した電流センス素子２およびセンス抵抗３の直列回路と、電流センス素子２とセンス抵抗３との間のセンス電圧端子ＳＥに接続した逆回復時間検出回路５とを備える。逆回復時間検出回路５は、主スイッチング素子１のターンオン直後に電流センス素子２の寄生ダイオードに流れる逆回復電流を検出し、その逆回復電流が流れた時間の長さに基づいて主スイッチング素子１の温度を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を備える半導体装置に関し、特に、スイッチング素子の温度検出（測定）の技術に関するものである。

パワーエレクトロニクス機器において、負荷（モータ等）への電力供給の実行／停止を切り替えるスイッチング素子としてシリコンＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やシリコンＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などが使用されている。また近年では、１ｋＶ前後からそれ以上の高圧を制御するスイッチング素子として、炭化珪素ＭＯＳＦＥＴの採用も検討されている。これらはいずれも絶縁ゲート型の半導体素子である。

電力制御用のスイッチング素子を備える半導体装置の中には、負荷が短絡状態になるなどして生じる過電流による当該スイッチング素子の破壊を防止する機能（過電流保護機能）を有するものがある。その代表例としては、スイッチング素子を流れる電流の検出用素子（電流センス素子）を有し、それによって過電流が検出されるとスイッチング素子がオフするように制御される半導体装置が挙げられる。

また一般的に、スイッチング素子には定格温度（スイッチング素子の正常な動作を保証する最高温度）が定められている。そして、スイッチング素子が定格温度以上になると駆動を停止することにより、当該スイッチング素子を保護する機能（温度保護機能）を有する半導体装置も提案されている（例えば下記の特許文献１，２）。

温度保護機能を実現するためには、半導体装置が、スイッチング素子の温度を検出する機能を有する必要がある。例えば特許文献１の半導体装置では、スイッチング素子（１１０）の近傍に温度検出用ダイオード（１２０）を設置し、その順方向電圧降下を検出することでスイッチング素子の温度を検出している。さらに特許文献１の半導体装置は、電流センス素子を用いてスイッチング素子を流れる電流を算出し、それを元に算出した電力にスイッチング素子と温度検出用ダイオードとの間の熱抵抗を乗算することで、補正温度（温度検出用ダイオードの位置とスイッチング素子の接合部との温度差）を得る。そしてこの補正温度を、温度検出用ダイオードで検出した温度に加算することでスイッチング素子の接合部の正確な温度を算出し、より適切な温度保護機能を実現している。

また特許文献２の半導体装置では、スイッチング素子であるパワーバイポーラトランジスタ（４）がオフする期間に、意図的にパワーバイポーラトランジスタがオンしない程度の一定の微小電流をそのベース・エミッタ間のｐｎ接合（寄生ダイオード）に流し、その順方向電圧を検出することによって当該パワーバイポーラトランジスタの温度を検出している。つまり特許文献２の半導体装置は、ベース・エミッタ間の寄生ダイオードを温度検出用のダイオードとして利用しており、特別な温度検出手段を設けることなくスイッチング素子の温度を検出可能なように構成されている。

特開２００４−１１７１１１号公報 特開２００２−２８９８５６号公報

上記のように、特許文献１の半導体装置では、スイッチング素子に設けられた温度検出用ダイオードと電流センス素子を使用して、スイッチング素子の温度を算出している。そのため、温度検出用ダイオードおよび電流センス素子をスイッチング素子と同一の半導体チップ内に配設する必要がある。またスイッチング素子の温度を算出するためには、温度検出用ダイオードの順方向電圧に対応する信号や、電流センス素子を流れる電流を電圧に変換した信号を、チップ外部の演算手段に入力する必要がある。

よってチップ上に、それらの信号を取り出すためのパッドを、スイッチング素子の端子とは別に設けなければならない。従って、チップ面積が増大するという問題を伴う。特に特許文献１の手法では、スイッチング装置の電流検出と温度検出の両方を行う場合、電流検出用のパッドと温度検出用のパッドを別々に設ける必要がある。

この点、特許文献２の半導体装置は、特別な温度検出手段を設けることなくスイッチング素子の温度を検出可能である。しかしその温度検出は、オフ状態のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間のｐｎ接合で形成されるダイオードに微小電流を流すことで行われるため、その適用範囲は、オフ状態のときに制御回路から順方向電流を流すことが可能なｐｎ接合を持つ構造のスイッチング素子に限られる。

例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴといったゲート絶縁型のスイッチング素子には、ゲート・ソース間に電流を流すことができないため、特許文献２の温度検出方法を適用することはできない。つまり、ゲート絶縁型のスイッチング素子の温度検出をダイオードを用いて行うには、スイッチング素子と同一チップに、温度検出用ダイオードとそれから信号を取り出すためのパッドを別途設ける必要がある。

特に、電流密度を高くできる炭化珪素スイッチング素子は、シリコンのスイッチング素子と比較して格段に形成面積を縮小できるため、チップ上に設けるパッドの数の増加によってチップ面積が増大するデメリットは、炭化珪素スイッチング素子を備える半導体装置にとって非常に大きい。

本発明は以上のような課題を解決するためになされたものであり、半導体チップに設けるパッドの数を増加させることなくスイッチング素子の温度を検出でき、絶縁ゲート型スイッチング素子にも適用可能な汎用性を備える半導体装置を提供することを目的とする。

本発明に係る半導体装置は、主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子に並列接続した、前記主スイッチング素子よりも流れる電流が小さく設定された電流検出のための電流センス素子および抵抗素子の直列回路と、前記電流センス素子と前記抵抗素子との間に接続したセンス端子の電圧に基づき、前記電流センス素子の寄生ダイオードに逆回復電流が流れた時間である逆回復時間を検出する逆回復時間検出回路とを備えるものである。

電流センス素子の寄生ダイオードの逆回復時間は、主スイッチング素子の温度と相関関係があるため、本発明によれば、主スイッチング素子の温度検出が可能である。その温度検出（逆回復時間の検出）は、主スイッチング素子を流れる主電流の検出にも使用されるセンス端子を用いて行われるので、主スイッチング素子のチップに温度検出専用のパッドを設ける必要がない。特にこの効果は、チップ面積を格段に小さくできることで知られる炭化珪素スイッチング素子を備える半導体装置に非常に有効である。また温度検出は、還流電流に起因して生じる逆回復電流を利用して行われるため、絶縁ゲート型のスイッチング素子にも適用可能である。

本発明に係る半導体装置の構成を示す回路図である。 逆回復電流および逆回復時間について説明する図である。 逆回復電流および逆回復時間について説明する図である。 本発明に係る半導体装置を用いて構成したインバータ回路の構成図である。 図４のインバータ回路の駆動信号の波形図である。 本発明に係る半導体装置における温度検出動作を説明するための図である。 本発明に係る半導体装置における温度検出動作を説明するための図である。 本発明に係るスイッチングデバイスのセンス電圧端子に出力される電圧波形図である。 図８の電圧波形の逆回復電流によるピークの部分の拡大図である。 ｐｎ接合における逆回復時間の温度特性を示すグラフである。 実施の形態１における主スイッチング素子の温度検出方法を説明するための図である。 実施の形態２における主スイッチング素子の温度検出方法を説明するための図である。 実施の形態３における主スイッチング素子の温度検出方法を説明するための図である。

＜実施の形態１＞
図１は、本発明に係る半導体装置の構成を示す回路図である。当該半導体装置は、スイッチングデバイス１０と、そのセンス電圧端子ＳＥに接続した電流検出回路４および逆回復時間検出回路５を備える。スイッチングデバイス１０は、電源のスイッチングにより負荷へ供給する電力を制御する主スイッチング素子１と、主スイッチング素子１と並列に接続された電流センス素子２およびセンス抵抗３の直列回路とを備えている。上記のセンス電圧端子ＳＥは、電流センス素子２とセンス抵抗３との接続ノードに設けられている。

本実施の形態では、主スイッチング素子１および電流センス素子２は、炭化珪素を用いて形成されたＭＯＳＦＥＴであるとする。電流センス素子２は、主スイッチング素子１を流れる電流よりも小さいセンス電流（主スイッチング素子１を流れる電流の1/5000〜1/10000程度）が流れるように、主スイッチング素子１よりも少数のセルにより構成されている。センス抵抗３は、電流センス素子２を流れる電流（センス電流）を電圧Ｖｓ（以下「センス電圧」と称す）に変換する。主スイッチング素子１および電流センス素子２のライフタイム（少数キャリアが消滅するまでの時間）は数ｎsec〜数μsec程度であるが、主スイッチング素子１のライフタイムは、電流センス素子２のライフタイムよりも短く設定されている。ライフタイムの制御は電子線照射やイオン照射、放射線照射などにより可能である。

電流検出回路４は、電流センス素子２を流れる電流によってセンス抵抗３に生じるセンス電圧Ｖｓに基づき、主スイッチング素子１を流れる電流値を検出する。また逆回復時間検出回路５は、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れるときのセンス電圧Ｖｓに基づき、その逆回復電流が流れた時間すなわち逆回復時間を測定し、その測定値に基づいて主スイッチング素子１の温度を検出する。

ここで、逆回復電流および逆回復時間について説明する。例えば図２のように、ｐｎ接合ダイオード６のカソードを接地電位７に、アノードを矩形電圧発生器８に接続させた場合を考える。矩形電圧発生器８が正電圧を出力しているときは、ｐｎ接合ダイオード６においてアノードからカソードへの向き（図２の実線矢印）に順方向電流が流れる。その状態から矩形電圧発生器８の出力が負電圧に変化すると、ｐｎ接合の少数キャリア蓄積効果により、ｐｎ接合ダイオード６においてカソードからアノードへの向き（図２の破線矢印）に逆方向電流が特定の時間だけ流れる。この逆方向電流が逆回復電流であり、それが流れる時間を逆回復時間と呼ぶ。

図３は、図２の例においてｐｎ接合ダイオード６に生じる逆回復電流の波形図である。逆回復電流の大きさは、アノード電圧が正から負に切り替わった直後（つまりｐｎ接合ダイオード６がオフした直後）に最大となり、その後はなだらかに減少して０になる。逆回復電流が流れる期間は、電流の向きが順方向から逆方向に切り替わる時刻ｔａから電流の値が０になる時刻ｔｂまでの間ということになるが、一般に逆回復時間は、逆回復電流が流れ始めたとき（時刻ｔａ）から逆回復電流の大きさが最大値の１０％に減少するまでの時間とされることが多い。本発明における逆回復時間の見積もり方については後述する。また逆回復時間は、ライフタイムを短くすると短縮されることが分かっている。

本実施の形態においては、電流センス素子２の寄生ダイオードに生じる逆回復電流が流れる時間の長さ（逆回復時間）に基づいて、主スイッチング素子１の温度を検出する。以下、その温度検出方法について説明する。

図４は、図１の半導体装置を用いて構成したインバータ回路の構成図である。当該インバータ回路は、スイッチングデバイス１０ａ，１０ｂから成る直列回路と、スイッチングデバイス１０ｃ，１０ｄから成る直列回路とが、電源ＶＢのスイッチングを行うことによって負荷９を駆動する駆動回路である。

図４に示すスイッチングデバイス１０ａ〜１０ｂは、それぞれ図１のスイッチングデバイス１０と同様の構成を有するものである。また図４での図示は省略するが、スイッチングデバイス１０ａ〜１０ｄのセンス電圧端子ＳＥの各々には、図１ように電流検出回路４および逆回復時間検出回路５に接続される。以下では便宜上、スイッチングデバイス１０ａ，１０ｃを「上側スイッチングデバイス」、スイッチングデバイス１０ｂ，１０ｄを「下側スイッチングデバイス」と称することもある。

負荷９はモータ等の誘導性の負荷である。当該負荷９は、スイッチングデバイス１０ａ，１０ｂ間の接続ノードとスイッチングデバイス１０ｃ，１０ｄ間の接続ノードとの間に接続されている。

炭化珪素のスイッチング素子を用いたインバータ回路では、各スイッチング素子にショットキーバリアダイオードの還流ダイオードを並列接続させることが多い。しかし本発明ではそれを用いずに、主スイッチング素子１および電流センス素子２（ＭＯＳＦＥＴ）のソース・ドレイン間のｐｎ接合で構成される寄生ダイオードを、還流ダイオードとして働かせる。

図５は、スイッチングデバイス１０ａ〜１０ｄを駆動させる駆動信号Ｖ１〜Ｖ４の電圧波形図である。図５の如く、上側スイッチングデバイス１０ａの駆動信号Ｖ１と下側スイッチングデバイス１０ｂの駆動信号Ｖ２が交互に活性化（Ｈ（High）レベルになる）し、上側スイッチングデバイス１０ｃの駆動信号Ｖ３と下側スイッチングデバイス１０ｄの駆動信号Ｖ４も交互に活性化する。また駆動信号Ｖ１，Ｖ４は互いに同位相であり、駆動信号Ｖ２，Ｖ３も互いに同位相である。

一般的に、上側と下側のスイッチングデバイス（例えば上側スイッチングデバイス１０ａと下側スイッチングデバイス１０ｂ）が同時にオンすることを確実に防止する目的で、その両者の駆動信号の活性期間同士の間には、デッドタイムと呼ばれる一定のマージン期間（図５の時刻ｔ２〜ｔ３）が設けられる。このデッドタイムでは、上側と下側のスイッチングデバイスは共にオフ状態になる。

図５を参照し、駆動信号Ｖ１，Ｖ４がＨレベルになる時刻ｔ１〜ｔ２の期間では、上側スイッチングデバイス１０ａと下側スイッチングデバイス１０ｄがオンし、図６に示す破線矢印の経路に主電流が流れる。

そして時刻ｔ２で駆動信号Ｖ１，Ｖ４が非活性化（Ｌ（Low）レベルになる）すると、上側スイッチングデバイス１０ａと下側スイッチングデバイス１０ｄが共にオフになり、主電流が遮断される。時刻ｔ２から、その次に駆動信号Ｖ２，Ｖ３がＨレベルになる時刻ｔ３までの期間は、デッドタイムである。このデッドタイムの間は、誘導性の負荷９に蓄積されたエネルギーが放出されるため、図７に示す破線矢印の経路に還流電流が流れる。この還流電流は、スイッチングデバイス１０ｂ，１０ｃの主スイッチング素子１および電流センス素子２の各寄生ダイオードを順方向に流れる。

その後、時刻ｔ３で駆動信号Ｖ２，Ｖ３がＨレベルになり、下側スイッチングデバイス１０ｂおよび上側スイッチングデバイス１０ｃがオンすると、それらの主スイッチング素子１と電流センス素子２の各寄生ダイオードはオフになる。上記のように、デッドタイムの間はスイッチングデバイス１０ｂ，１０ｃの主スイッチング素子１と電流センス素子２の各寄生ダイオードには順方向に逆回復電流が流れているため、時刻ｔ３でそれらの寄生ダイオードがオフになると、それら寄生ダイオードに逆回復電流が流れる。

電流センス素子２の寄生ダイオードに流れる逆回復電流は、センス抵抗３を流れるので、センス電圧Ｖｓの波形にも現れる。図８は、下側スイッチングデバイス１０ｂのセンス電圧端子ＳＥに出力されるセンス電圧Ｖｓの波形図である。同図のように、下側スイッチングデバイス１０ｂのセンス電圧Ｖｓには、それがターンオンする時刻ｔ３に、逆回復電流に起因するピークが現れる。逆回復電流が０になると、センス電圧Ｖｓは、主スイッチング素子１を流れる電流に比例した値となる。図８に示したセンス電圧Ｖｓの逆回復電流によるピークの部分の拡大図を図９に示す。図９の時刻ｔＲ１〜ｔＲ２が、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れた期間である。

また図１０は、ｐｎ接合における逆回復時間の温度特性を示すグラフである。逆回復時間は、同図のように温度に比例して長くなることが知られている（緒方修二、他４名、「３ｋＶ ６００Ａ ４Ｈ−ＳｉＣ平型ｐｎダイオードの静特性」、電気学会論文誌Ｂ、第１２６巻７号、ｐ．６６３〜ｐ．６６８、２００６年）。

従って、センス電圧端子ＳＥに接続される逆回復時間検出回路５は、センス電圧Ｖｓに現れる逆回復電流の波形から逆回復時間を見積もることにより、電流センス素子２の温度を検出できる。電流センス素子２は、主スイッチング素子１と同一の半導体チップ内に配置されるため、電流センス素子２と主スイッチング素子１の温度はほぼ等しい。よって電流センス素子２の温度を検出することで、主スイッチング素子１の温度が分かる。

ここで、主スイッチング素子１および電流センス素子２の温度検出を行うタイミングについて説明する。本発明では、センス電圧Ｖｓの波形を用いて温度検出を行うものであるが、センス電圧Ｖｓは主スイッチング素子１を流れる主電流の検出という本来の目的にも使用される。電流検出回路４が、逆回復電流が流れているときのセンス電圧Ｖｓを基にして主電流の検出を行うと、主電流を正確に検出することができず、過電流保護機能を誤って動作させる懸念がある。そのため、電流検出回路４による電流検出は、逆回復電流が流れていない期間に行う必要がある。

電流センス素子２の寄生ダイオードにおける逆回復電流は、スイッチングデバイス１０がオンした直後の期間、例えば下側スイッチングデバイス１０ｂであれば図９の時刻ｔＲ１〜ｔＲ２に流れる。本実施の形態では、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れると想定される、ターンオン直後の一定期間（少なくとも図９の時刻ｔＲ１〜ｔＲ２を含む期間）を電流検出回路４による温度検出の期間とする。そしてそれ以降を逆回復時間検出回路５による電流検出の期間として、温度検出の期間と電流検出の期間とを分ける。これにより電流および温度の誤検出を回避し、その精度を高めることができる。

次に、本実施の形態における逆回復時間の見積もり方法について説明する。本実施の形態では、図１１のように所定の閾値電圧Ｖｓ１を設定し、センス電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖｓ１以上になっている時間ｔＲを、逆回復時間と定義する。この時間ｔＲは、逆回復電流が流れる時間（図９の時刻ｔＲ１〜ｔＲ２）と相関関係にあるため、時間ｔＲも図１０の如く温度に比例する特性となる。従って、時間ｔＲから、主スイッチング素子１および電流センス素子２の温度を検出することができる。

このように本実施の形態に係る半導体装置は、スイッチングデバイス１０のセンス電圧端子ＳＥから出力されるセンス電圧Ｖｓの波形の一部を用いて、主スイッチング素子１の温度検出を行う。つまりセンス電圧端子ＳＥは、主スイッチング素子１の電流検出を行う電流検出回路４と、温度検出を行う逆回復時間検出回路５とで共有することができる。つまりスイッチングデバイス１０のチップに温度検出専用のパッドを設ける必要はない。電流検出機能と温度検出機能の両方を備える従来のスイッチングデバイス（例えば特許文献１）に比べ、少なくともパッド１個分の面積縮小が可能である。特にこの効果は、チップ面積を格段に小さくできることで知られる炭化珪素スイッチング素子を備える半導体装置に非常に有効である。

温度検出は、電流センス素子２の寄生ダイオードにおいて還流電流に起因して生じる逆回復電流を利用して行われるため、絶縁ゲート型のスイッチング素子にも適用可能である。また温度検出は、主スイッチング素子１の近傍に配設される電流センス素子２の寄生ダイオードを利用して行われるため、主スイッチング素子１の近傍の接合部温度を検出することができる。電流センス素子２は、主スイッチング素子１のチップの中央部に配置することが好ましいが、チップ端部に配置してもよい。チップ端部に配置した場合は、チップ中央部と端部との温度差を考慮して、逆回復時間を規定する閾値電圧Ｖｓ１の値を設定することが好ましい。

さらに本実施の形態では、主スイッチング素子１のライフタイムを電流センス素子２のライフタイムより短くすることで、主スイッチング素子１の寄生ダイオードにおける逆回復時間を短くしている。これにより、主スイッチング素子１の寄生ダイオードの逆回復電流による電力ロスを抑制できる。

なお、電流センス素子２に接続させるセンス抵抗３は、主スイッチング素子１および電流センス素子２と同一チップに内蔵させてもよいし、ディスクリート部品の抵抗素子として外付けしてもよい。

＜実施の形態２＞
実施の形態１では、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れる時間、即ちセンス電圧Ｖｓが所定の閾値電圧Ｖｓ１以上になる時間の長さを測定することによって、主スイッチング素子１の温度を検出した。この方法によれば、逆回復時間の具体的な長さが分かるので、主スイッチング素子１の具体的な温度の値を知ることもできる。

しかし実使用上は、主スイッチング素子１の温度が定格温度（主スイッチング素子１の正常動作が保証される最高温度）を超えたが否かさえ判断できれば充分なことが殆どである。つまり、測定した逆回復時間が、定格温度の場合の逆回復時間より長いか否かさえ検出できればよい。

そこで実施の形態２では、より簡易的な温度検出手法を提案する。ここでも図４および図５に示したインバータの下側スイッチングデバイス１０ｂにおける、主スイッチング素子１の温度検出を例に挙げて説明する。

本実施の形態の逆回復時間検出回路５は、図１２に示すように、下側スイッチングデバイス１０ｂがオンする時刻ｔ３から一定のディレイ時間後の時刻ｔＤのみにセンス電圧Ｖｓを検出し、それを所定の閾値電圧Ｖｓ２と比較して、センス電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖｓ２を超えているか否かを判定する。閾値電圧Ｖｓ２は、主スイッチング素子１が定格温度である場合の、時刻ｔＤにおけるセンス電圧Ｖｓの値に予め設定される。

例えば時刻ｔＤ後のセンス電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖｓ２よりも大きければ、定格温度の場合よりも逆回復時間が長くなっていることが分かり、主スイッチング素子１が定格温度を超えていると判断できる。逆に、時刻ｔＤ後のセンス電圧Ｖｓが閾値電圧Ｖｓ２以下であれば、定格温度の場合より逆回復時間が短くなっていることが分かり、主スイッチング素子１が定格温度以下であると判断できる。

このように本実施の形態では、逆回復時間検出回路５が、定格温度の場合よりも逆回復時間より長いか否かだけを検出するので、主スイッチング素子１の具体的な温度の検出はできないが、少なくとも主スイッチング素子１の温度が定格値を超えているか否かの判別は可能である。本実施の形態によれば、逆回復時間検出回路５が時間を測定する必要がないため、実施の形態１に比べ逆回復時間検出回路５を簡易な回路で構成でき、本発明に係る半導体装置の低コスト化に寄与できる。

＜実施の形態３＞
上記したように、電流検出回路４による電流検出は、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れていない期間に行う必要がある。そのため電流検出は、図１３に示すように逆回復電流が流れる期間より後の時刻ｔＤｓから開始することが望ましい。

逆回復電流が流れる時間は温度によって変化するため、電流検出を開始する時刻ｔＤｓのタイミングを固定する場合は、逆回復電流が０になると予想される期間に対しある程度のマージン期間を確保する必要がある。そのマージン期間を長くすると電流の誤検出を防止できるが、電流検出の開始タイミングが遅れてしまう。そこで実施の形態３では、電流検出を開始する時刻ｔＤｓを、そのときの温度、つまり逆回復時間の測定結果に応じて制御する。

図１０のグラフから分かるように、電流センス素子２の寄生ダイオードに逆回復電流が流れる期間の長さは、温度が高くなる程長くなる。そこで本実施の形態では、スイッチングデバイス１０がオンする時刻ｔ３から電流検出を開始する時刻ｔＤｓまでのディレイ時間を、高温時（逆回復時間が長いとき）にはより長く、低温時（逆回復時間が短いとき）にはより短くする。

図４および図５に示したようなインバータ回路においては、各スイッチングデバイスの駆動信号は矩形波状の繰り返し信号である。そこで電流検出を開始する時刻ｔＤｓの制御は、駆動信号の１周期前における温度検出結果、すなわち前回の逆回復時間の測定結果に基づいて行うとよい。

本実施の形態によれば、逆回復時間検出回路５が、電流検出の開始タイミングの遅れを最小限に抑えつつ、逆回復電流に影響されない正確な電流検出を行うことができるようになる。

１ 主スイッチング素子、２ 電流センス素子、３ センス抵抗、４ 電流検出回路、５ 逆回復時間検出回路、１０ スイッチングデバイス、ＳＥ センス電圧端子。

Claims (14)

1. 主スイッチング素子と、
   前記主スイッチング素子に並列接続した、前記主スイッチング素子よりも流れる電流が小さく設定された電流検出のための電流センス素子および抵抗素子の直列回路と、
   前記電流センス素子と前記抵抗素子との間に接続したセンス端子の電圧に基づき、前記電流センス素子の寄生ダイオードに逆回復電流が流れた時間である逆回復時間を検出する逆回復時間検出回路とを備える
   ことを特徴とする半導体装置。
2. 前記逆回復時間検出回路は、
   前記主スイッチング素子のターンオン直後の所定期間内に、前記センス端子の電圧が所定の閾値を越えた時間を測定することで、前記逆回復時間を検出する
   請求項１記載の半導体装置。
3. 前記所定期間の長さは、前回測定した逆回復時間に基づいて制御される
   請求項２記載の半導体装置。
4. 前記逆回復時間検出回路は、
   前記主スイッチング素子のターンオン直後の所定タイミングにおける前記センス端子の電圧を所定の閾値と比較することで、前記逆回復時間が特定の長さより長いか否かを検出する
   請求項１記載の半導体装置。
5. 前記所定の閾値は、前記主スイッチング素子が定格温度である場合の、前記所定タイミングにおける前記センス端子の電圧に等しい
   請求項４記載の半導体装置。
6. 前記主スイッチング素子のライフタイムは、前記電流センス素子のライフタイムより短い
   請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の半導体装置。
7. 前記主スイッチング素子は、電子線照射、イオン照射および放射線照射のいずれかによってライフタイムを短縮化したものである
   請求項６記載の半導体装置。
8. 前記電流センス素子は、前記主スイッチング素子を流れる電流の1/5000〜1/10000の電流が流れるように設定されている
   請求項１から請求項７のいずれか一つに記載の半導体装置。
9. 前記センス端子の電圧に基づいて前記主スイッチング素子を流れる主電流を検出する電流検出回路をさらに備える
   請求項１から請求項８のいずれか一つに記載の半導体装置。
10. 前記電流検出回路による前記主電流の検出と前記逆回復時間検出回路による前記逆回復時間の検出とは、互いに異なる期間に行われる
    請求項１から請求項９のいずれか一つに記載の半導体装置。
11. 前記主スイッチング素子および前記電流センス素子は、同一の半導体チップに形成されている
    請求項１から請求項１０のいずれか一つに記載の半導体装置。
12. 前記電流センス素子は、前記半導体チップの中央部に配設されている
    請求項１１記載の半導体装置。
13. 前記前記主スイッチング素子および前記電流センス素子は、炭化珪素を用いて形成されている
    請求項１から請求項１２のいずれか一つに記載の半導体装置。
14. 請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の半導体装置を用いて構成され、誘導性の負荷を駆動する駆動回路。

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