WO2021039157A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2021039157A1
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current detection
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智比古 矢野
和田　真一郎
洋一郎 小林
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device provided with a power device such as an IGBT or MOSFET, and relates to a power conversion device that requires particularly high-precision current measurement.
  • next-generation vehicles hybrid vehicles that rotate drive wheels by combining an internal combustion engine and an electric motor, and electric vehicles that rotate drive wheels using only an electric motor are attracting attention.
  • a current command is calculated from a torque command and a speed generated by an accelerator or brake command, and a PWM signal is generated based on this current command to drive an inverter power device.
  • vector control requires a current sensor for measuring the output current of the inverter. Therefore, in addition to the main control elements of the IGBTs and MOSFETs that make up the power device, a current sense element dedicated to current detection is provided, and the current flowing through the current sense element is detected to estimate the main current flowing through the main control element. ing.
  • a power conversion circuit is well known, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-271098 (Patent Document 1).
  • a temperature detection diode is formed on a semiconductor substrate constituting a power device, and the current characteristic is corrected by the temperature detection diode.
  • the semiconductor substrate requires a temperature detection diode, wiring to connect to the temperature detection diode, and a pad for connection to an external circuit.
  • the area of the semiconductor substrate increases and the product cost increases.
  • a process for manufacturing a temperature detection diode or the like on the semiconductor substrate is required, there is also a problem that the manufacturing process becomes complicated and the manufacturing cost increases.
  • Patent Document 2 discloses a current detection circuit having the following configuration.
  • the FET and the IGBT are connected in parallel, but the IGBT is a power device constituting the main control element and the current detection element in the present invention, and the FET is for temperature detection. It is an added element.
  • the FET driver operates so as to change the gate voltage of the FET while the IGBT is turned on.
  • the drain current flowing through the FET changes according to the gate voltage
  • the current detection unit detects the collector current of the IGBT, which changes in the opposite direction to the change of the drain current of the FET.
  • the temperature estimation unit can estimate the temperature of the FET based on the change characteristic of the drain current with respect to the change of the gate voltage.
  • Patent Document 2 it is premised that the temperature dependence of the gate voltage of the FET is used, and the change of the drain current at the turn-on of the FET is observed by the IGBT, and the gate voltage of the FET at the moment of the turn-on ( By observing Vth), the temperature of the FET is observed.
  • the temperature of the IGBT observing the original current is not taken into consideration, and the configuration is insufficient.
  • the current is changed for temperature observation during the ON period of the IGBT for which the current should be measured, which hinders the observable period and accuracy of the current observation.
  • An object of the present invention is to enable a power device having a current sense device to observe the temperature of the power device without using a temperature detection diode, and to accurately estimate the current of the power device by the current sense current observation.
  • the purpose is to provide a new power conversion device that can be used.
  • the first feature of the present invention is that the resistance value of the semiconductor substrate between the source terminals of the main control element and the current sense element has a temperature dependence, and the main control element and the current sense element are turned off. In this state, a measurement voltage is applied between the source terminals of the main control element and the current sense element, and the temperature of the power device is estimated from the current flowing between the source terminals of the main control element and the current sense element at this time. There is a place to do it.
  • the second feature of the present invention utilizes the fact that the resistance value of the semiconductor substrate between the source terminals of the main control element and the current sense element has temperature dependence, and the main control element and the current sense element. With is turned off, a constant current is passed from the constant current source between the source terminals of the main control element and the current sense element, and the power is supplied from the terminal voltage between the source terminals of the main control element and the current sense element at this time. It's about estimating the temperature of the device.
  • the temperature of the power device can be accurately estimated in a small area without using a temperature detection diode, and current observation by the current sense element is not hindered. ..
  • the power conversion device according to the present invention is typically applicable to a hybrid vehicle or an electric vehicle, and the case where it is applied to a hybrid vehicle will be described below as an example.
  • the present invention is not limited to hybrid vehicles and electric vehicles, and of course, it can be used as a power conversion device for electric motors used in industrial equipment other than these.
  • FIG. 1 shows a system configuration of a hybrid type automobile, and the internal combustion engine 10 and the motor generator 11 are power sources for generating running torque of the automobile. Further, the motor generator 11 not only generates rotational torque as an electric motor, but also has a power generation function of converting mechanical energy (rotational force) applied to the motor generator 11 into electric power.
  • the motor generator 11 operates as both an electric motor and a generator depending on the driving method of the automobile.
  • the output of the internal combustion engine 10 is transmitted to the motor generator 11 via the power distribution mechanism 12, and the rotational torque from the power distribution mechanism 12 or the rotational torque generated by the motor generator 11 is transmitted via the transmission 13 and the differential gear 14. Is transmitted to the wheels 15.
  • the power conversion device 20 includes an inverter circuit 22 and a smoothing capacitor 23.
  • the inverter circuit 22 is electrically connected to the battery 21 via a smoothing capacitor 23, and power is exchanged between the battery 21 and the inverter circuit 22.
  • the smoothing capacitor 23 smoothes the DC power supplied to the inverter circuit 22.
  • the control circuit 24 of the power conversion device 20 receives a command from a higher-level control device via the communication connector 25, or transmits data indicating an operating state to the higher-level control device.
  • the control circuit 24 calculates the control amount of the motor generator 11 based on the input command, generates a control signal based on the calculation result, and supplies the control signal to the gate drive circuit 26. Based on this control signal, the gate drive circuit 26 generates a drive signal for controlling the inverter circuit 22.
  • the inverter circuit 22 When the motor generator 11 is operated as an electric motor, the inverter circuit 22 generates AC power based on the DC power supplied from the battery 21 and supplies it to the motor generator 11.
  • the drive mechanism including the motor generator 11 and the inverter circuit 22 operates as an electric / power generation unit.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the power conversion device 20.
  • MOSFET MOSFET
  • the power conversion device 20 has an upper arm and a lower arm provided with a control MOSFET 31 and a diode 32 constituting the power device 30 corresponding to three phases of AC power U phase, V phase, and W phase. I have. These three-phase upper and lower arms form an inverter circuit 22.
  • the control MOSFET 31 may be referred to as a "main control element" in relation to a current sense element described later.
  • the drain terminal of the control MOSFET 31 of the upper arm is electrically connected to the capacitor terminal on the positive electrode side of the smoothing capacitor 23, and the source terminal of the MOSFE 31 of the lower arm is electrically connected to the capacitor terminal on the negative electrode side of the smoothing capacitor 23.
  • the control MOSFET 31 includes a drain terminal, a source terminal, and a gate terminal. Further, the diode 32 is electrically connected in parallel between the drain terminal and the source terminal.
  • the gate drive circuit 26 (see FIG. 1) is provided between the source terminal of the control MOSFET 31 and the gate terminal, and controls the control MOSFET 31 on and off.
  • the control circuit 24 supplies a control signal to the gate drive circuit 26.
  • the power device 30 of the lower arm is provided with a current sense element for current detection arranged in parallel with the control MOSFET 31.
  • This current sense element is also composed of MOSFET, and the sense current flowing through the source terminal thereof is input to the current detection circuit 33.
  • this current sense element is referred to as a "current detection MOSFET”.
  • the rotor speed and the magnetic pole position are calculated based on the current detected by the current detection circuit 33 and the voltage measured separately from the current, and the rotation torque and the rotation speed are controlled using these. ..
  • control circuit 24 receives a control command from the upper control device, and based on this, generates a control signal for controlling the power device 30 constituting the upper arm and the lower arm of the inverter circuit 22, and generates this control signal. It is supplied to the gate drive circuit 26.
  • the gate drive circuit 26 supplies a drive signal for driving the power device 30 constituting the upper arm and the lower arm of each phase to the power device 30 of each phase based on the control signal.
  • the control MOSFET 31 of the power device 30 performs an on or off operation based on the drive signal from the gate drive circuit 26, converts the DC power supplied from the battery 21 into three-phase AC power, and this converted power. Is supplied to the motor generator 11.
  • the power device 30 since the power device 30 has temperature dependence, there is a problem that the current characteristics fluctuate depending on the temperature and accurate current cannot be measured. Therefore, it is required to be able to estimate the temperature of the power device without using the temperature detection diode, and to accurately estimate the temperature of the current sense element for observing the sense current.
  • the control MOSFET and the current detection MOSFET are turned off by utilizing the fact that the resistance value of the semiconductor substrate between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET has temperature dependence.
  • a predetermined measurement voltage is applied between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET, and the power device is used from the current flowing between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET at this time. It proposes a configuration that estimates the temperature of the current.
  • FIG. 3 shows a cross section of a power device 30 incorporating a control MOSFET 31 and a current detection MOSFET 49.
  • the current detection MOSFET 49 may be referred to as a "current sense element" in relation to the above-mentioned main control element.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are electrically connected in parallel with the virtual dividing line D as a boundary.
  • Drain electrodes 40m and 40s are provided on the silicon substrate, N + layers 41m and 41s are formed on the drain electrodes 40m and 40s, and N-layers 42m and 42s are further formed on the N + layers. ing.
  • P layers 43m and 43s are formed in the N-layers 42m and 42s. Further, N layers 44m and 44s are formed in P layers 43m and 43s. Gate oxide films 45m and 45s are formed over the N-layers 42m and 42s and P layers 43m and 43s and N layers 44m and 44s, and gate electrodes 46m and 46s are further formed on the gate oxide films 45m and 45s. There is. Further, ohmic-connected source electrodes 47m and 47s are formed in the P layers 43m and 43s and the N layers 44m and 44s. The source electrodes 47m and 47s and the gate oxide films 45m and 45s are insulated and separated by insulating films 48m and 48s. Here, the N + layers 41 m and 41 s and the drain electrodes 40 m and 40 s are ohmic connected.
  • the control MOSFET 31 is formed from the drain electrode 40 m, the N + layer 41 m, the N-layer 42 m, the gate oxide film 45 m, the gate electrode 46 m, the insulating film 48 m, and the source electrode 47 m.
  • the current detection MOSFET 49 is formed from the drain electrode 40s, the N + layer 41s, the N-layer 42s, the gate oxide film 45s, the gate electrode 46s, the insulating film 48s, and the source electrode 47s.
  • the electrodes can be read as terminals according to the description.
  • the source electrode 47m of the control MOSFET 31 and the source electrode 47s of the current detection MOSFET 49 are the P layer 43m on the control MOSFET 31 side and the P layer on the current detection MOSFET 49 side. It is electrically connected by 43s. That is, the P layer 43m on the control MOSFET 31 side and the P layer 43s on the current detection MOSFET 49 side are formed as a common P layer.
  • a temperature-dependent P layer made of a semiconductor substrate is formed between the source electrode 47m of the control MOSFET 31 and the source electrode 47s of the current detection MOSFET 49, whereby the source electrodes 47m and 47s are temperature-dependent. It will be connected by the sex resistance 50.
  • the temperature-dependent resistance 50 will be referred to as “body resistance 50” for convenience of explanation.
  • FIG. 4 shows the relationship of the resistance value (Rb) with respect to the temperature (T) of the body resistance 50 formed by the P layer 43m and 43s itself, and has a negative characteristic that the resistance value decreases as the temperature increases. .. As a result, the temperature of the current detection MOSFET 49 can be estimated with high accuracy.
  • FIG. 5 shows the circuit configuration of the main current detection unit provided on the lower arm of one phase, and the same main current detection unit is also provided on the lower arm of the other phases. Therefore, since the operation of the main current detection unit of all the lower arms is the same, the configuration and operation of the circuit of the main current detection unit will be described with reference to FIG.
  • a control MOSFET 31 and a current detection MOSFET 49 are formed, and these MOSFETs 31 and 49 are electrically connected in parallel. Therefore, when the ON signal of the gate signal is applied to the gates of the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49, the main current (Im) flows through the control MOSFET 31 and the shunted sense current (Is) flows through the current detection MOSFET 49. ) Flows.
  • the control MOSFET 31 includes a drain terminal 31d connected to an upper arm and a coil of one phase of the motor generator 11, a gate terminal 31g to which a gate signal is input, and a source terminal 31s connected to the negative electrode of the battery 21. It has.
  • the current detection MOSFET 49 includes a drain terminal 49d connected to the drain terminal 31d of the control MOSFET 31, a gate terminal 49g to which a gate signal is input, and a source terminal 49s connected to the negative electrode of the battery 21. ing.
  • the source terminal 31s of the control MOSFET 31 and the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 are both connected to the negative electrode of the battery 21. Further, a body resistor 50 is connected between the source terminal 31s of the control MOSFET 31 and the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49. As described with reference to FIG. 3, the body resistance 50 is formed of the P layers 43m and 43s of the silicon substrate itself, and has a temperature-dependent resistance value (Rb). (See Fig. 4) Here, a main current detection unit 51 is provided between the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 and the negative electrode of the battery 21.
  • the main current detection unit 51 is composed of at least a current measurement unit 52, a measurement voltage switching unit 53, and a main current temperature correction unit 54.
  • the main current temperature correction unit 54 has a function of performing temperature correction by a table conversion process using a conversion table built in the microcomputer.
  • the current measuring unit 52 is composed of an operational amplifier 55 and a parallel resistor (feedback resistor) 56 that connects the output side and the inverting input (-) side of the operational amplifier 55 in parallel, and the inverting input (-) side is a current. It is connected to the source terminal 49s of the detection MOSFET 49.
  • the parallel resistor 56 has a resistance value (Rref).
  • the non-inverting input (+) side of the operational amplifier 55 is connected to the measurement voltage switching unit 53.
  • the measurement voltage switching unit 53 applies a measurement voltage (Vref) from the measurement power supply 57 to the current measurement unit 52 in response to switching of the gate signal input to the power device 30.
  • the measurement voltage switching unit 53 will be described later.
  • the output of the current measuring unit 52 becomes the output voltage (Vo) output from the output side of the operational amplifier 55.
  • the main current (Im) can be estimated from the sense current (Is) by this output voltage (Vo).
  • the measurement voltage switching unit 53 is connected between the non-inverting input (+) side of the operational amplifier 55 of the current measurement unit 52 and the negative electrode of the battery 21, and is connected in the middle.
  • a power supply switching switch 58 composed of an FET is arranged. The power switching switch 58 is turned on and off by a power switching signal corresponding to the gate signal input to the power device 30, and conducts when the power switching signal is on and non-conducts when the power switching signal is off. ..
  • the current from the battery 21 is applied to the resistor 59 to supply the measured voltage (Vref). Therefore, when the power supply switching switch 58 is conducted, the measured voltage (Vref) is not applied to the current measuring unit 52, and when the power supply switching switch 58 is not conducted, the measured voltage (Vref) is the current measuring unit. It is applied to 52.
  • the main current temperature correction unit 54 also has a function of switching the conversion table by a table switching signal corresponding to the gate signal input to the power device 30. That is, when the temperature detection mode is executed, it has a function of estimating the temperature of the power device 30 from the output voltage (Vo) of the current measuring unit 52 by using the temperature conversion table.
  • the current conversion table is used from the output voltage (Vo) of the current measuring unit 52, and the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 flows through the control MOSFET 31. Estimate the current (Im).
  • the main current temperature correction unit 54 has a function of correcting the temperature of the main current (Im) by reflecting the temperature estimated in the temperature detection mode. The details of the main current temperature correction unit 54 will be described later.
  • the basic operation of the main current detection unit 51 is that when the power device 30 is turned on by the gate signal, the current detection mode is executed to estimate the current value (including temperature correction) of the main current, and the gate signal.
  • the temperature detection mode is executed to estimate the temperature of the power device 30.
  • FIG. 7 shows changes in the main parameters of the main current detection unit 51 when the current detection mode and the temperature detection mode are executed in synchronization with the on / off of the gate signal.
  • the measurement voltage (Vref) is not applied to the current measuring unit 52. .. Therefore, as shown in FIG. 7, in the current detection mode, the main current (Im) behaves according to the operation of the control MOSFET 31. At this time, the voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 becomes 0 volt. In this state, since the voltage difference between both ends of the body resistance 50 is 0 volt, the existence of the body resistance 50 can be ignored. That is, the presence of the body resistor 50 does not cause deterioration in the detection accuracy of the sense current (Is).
  • the output voltage (Vo) is shown in the negative direction as shown in FIG. 7 because the inverting input (-) side of the operational amplifier 55 is used as the input. If it is necessary to set the output voltage (Vo) to the positive side, the output may be inverted. Then, this output voltage (Vo) is input to the main current temperature correction unit 54 in the subsequent stage.
  • the temperature detection mode will be described with reference to FIGS. 5, 6, and 7.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are turned off, the main current (Im) does not flow through the control MOSFET 31, and similarly, the sense current (Is) flows through the current detection MOSFET 49. ) Does not flow.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are turned off, so that the body resistor 50 functions as described below.
  • the measurement voltage (Vref) is applied to the current measuring unit 52. Therefore, in the temperature detection mode, the current based on the measurement voltage (Vref) flows to the negative electrode of the battery 21 through the current measurement unit 52, the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49, the body resistance 50, and the source terminal 31s of the control MOSFET 31. ..
  • the body resistance 50 has temperature dependence as described above, the flowing body current (Ib) also has temperature dependence.
  • the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 is "Vref". That is, the operational amplifier 55 has a measured voltage (Vref) on the inverting input ( ⁇ ) side and the non-inverting input (+) side due to an imaginary short circuit. Therefore, as shown in FIG. 7, the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 is also the measurement voltage (Vref).
  • Vref Rb * Ib ...
  • Vo Rb * Ib + Rref * Ib ...
  • Ib Vref / Rb.
  • Eq. (2) is expressed as follows.
  • Vo Vref + Rref * Vref / Rb
  • the difference between the output voltage (Vo) and the measured voltage (Vref) is the voltage change (current change) corresponding to the temperature change. Is brought about by the resistance value (Rb) of the body resistance 50 having temperature dependence. Then, the output voltage (Vo) of the current measuring unit 52 is input to the main current temperature correction unit 54 in the subsequent stage.
  • the resistance value (Rb) of the body resistance 50 increases as the temperature decreases. Therefore, the value of "Rref / Rb" in the equation (3) becomes small, and the difference (Vo-Vref) of the output voltage corresponding to the temperature change also becomes small.
  • the resistance value (Rref) of the parallel resistor 56 variable (the lower the temperature, the larger the resistance value (Rref))
  • a sufficient output voltage difference (Vo-Vref) can be obtained. You can also do it. That is, the amplification factor (Vo / Vref) of the current measuring unit 52 can be increased.
  • the resistance value (Rref) of the parallel resistor 56 can be changed by switching a plurality of resistors.
  • the temperature detection mode described above is performed during the period when the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are off, it is necessary and sufficient to perform the temperature detection mode during the period when the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are on. It is performed exclusively with the current detection mode. That is, the configuration of the present invention is characterized in that the configuration and operation for temperature detection do not interfere with the current detection mode, and the observation accuracy of the sense current (Is) is not impaired.
  • thermo correction is performed by the control function of the microcomputer, and the output voltage (Vo) is input to the A / D converter of the input / output circuit. Then, the temperature compensation function of the microcomputer executes the control as shown in FIG. Although the control is actually executed by the control program, it will be described below as a control function block.
  • the switching function unit 60 captures the output voltage (Vo) in the temperature detection mode or the output voltage (Vo) in the current detection mode. ..
  • the switching function unit 60 executes the control function of the voltage / temperature conversion function unit 61.
  • the switching function unit 60 executes the control function of the voltage / current conversion function unit 62.
  • the switching function unit 60 executes the control function of the voltage / temperature conversion function unit 61 to estimate the temperature (T) of the power device 30 from the output voltage (Vo).
  • the output voltage (Vo) in the temperature detection mode has temperature dependence as described above. Therefore, the temperature (T) of the power device 30 can be estimated from the output voltage (Vo) by the voltage / temperature conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the voltage / temperature conversion table shown in FIG. 9 schematically shows the relationship between the output voltage (Vo) and the temperature (T).
  • the voltage / temperature conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the body resistance 50 and the current measuring unit 52.
  • the horizontal axis shows the output voltage (Vo) and the vertical axis shows the power.
  • the temperature (T) of the device 30 is shown.
  • the characteristics of this voltage / temperature conversion table may be the characteristics obtained experimentally, the characteristics obtained by simulation, or the characteristics obtained by the conversion formula. ..
  • the temperature (T) information obtained by the voltage / temperature conversion function unit 61 is used by the sense current / main current conversion function unit 63 in the subsequent stage.
  • the switching function unit 60 executes the control function of the voltage / current conversion function unit 62, and the sense current (Is) flowing from the output voltage (Vo) to the current detection MOSFET 49. To estimate.
  • the output voltage (Vo) at this time is not affected by the body resistance 50.
  • the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 can be estimated from the output voltage (Vo) by the voltage / current conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the voltage / temperature conversion table shown in FIG. 10 also schematically shows the relationship between the output voltage (Vo) and the sense current (Is).
  • the voltage / current conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the current measuring unit 52.
  • the horizontal axis represents the output voltage (Vo) and the vertical axis represents the current detection MOSFET 49. It shows the sense current (Is) that flows.
  • the sense current (Is) information obtained by the voltage / current conversion function unit 62 is used by the sense current / main current conversion function unit 63 in the subsequent stage.
  • the characteristics of this voltage / current conversion table may be the characteristics obtained experimentally, the characteristics obtained by simulation, or the characteristics obtained by the conversion formula.
  • the sense current / main current conversion function unit 63 executes a control function of estimating the main current (Im) from the information of the sense current (Is). Since the shunt ratio of the current flowing through the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 is predetermined, the main current (Im) can be estimated if the sense current (Is) is known.
  • the main current flowing through the control MOSFET 31 can be estimated from the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 by the sense current / main current conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the sense current / main current conversion table shown in FIG. 11 also schematically shows the relationship between the sense current (Is) and the main current (Im).
  • the sense current / main current conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the current detection MOSFET 49 and the control MOSFET 31. In this sense current / main current conversion table, the sense current (Is) is shown on the horizontal axis. , The vertical axis shows the main current (Im).
  • the main current (Im) is obtained from the sense current (Is)
  • the main current (Im) is temperature-corrected based on the information of the temperature (T) of the power device 30 obtained by the voltage / temperature conversion function unit 61.
  • T the temperature of the power device 30 obtained by the voltage / temperature conversion function unit 61.
  • the temperature correction coefficient corresponding to the temperature (T) can be multiplied by the sense current (Is), and the main current (Im) can be obtained from the temperature-corrected sense current (Is). Can also be obtained by multiplying the main current (Im) obtained from the sense current (Is) by the temperature correction coefficient corresponding to the temperature (T) to correct the temperature of the main current (Im).
  • the main current detection unit 51 for use in vector control has been described, but this embodiment is an overcurrent detection device that detects an overcurrent flowing through the power device 30 and protects the power device 30. Can also be applied to.
  • the resistance value of the semiconductor substrate between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET has a temperature dependence, and the control MOSFET and the current detection MOSFET are used. With the MOSFET turned off, a measurement voltage is applied between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET, and from the current flowing between each source terminal of the main control MOSFET and the current detection MOSFET at this time.
  • the configuration is such that the temperature of the power device is estimated.
  • FIG. 12 also shows the circuit configuration of the main current detection unit provided on the lower arm of one phase, and the same main current detection unit is also provided on the lower arm of the other phases. Therefore, since the operation of the main current detection unit of all the lower arms is the same, the configuration and operation of the circuit of the main current detection unit will be described with reference to FIG.
  • a main current detection unit 70 is provided between the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 and the negative electrode of the battery 21.
  • the main current detection unit 70 is composed of at least a current measurement unit 71, a constant current source switching unit 72, and a main current temperature correction unit 73.
  • the main current temperature correction unit 73 has a function of performing temperature correction by a table conversion process using a conversion table built in the microcomputer as in the first embodiment.
  • the current measuring unit 71 is composed of an operational amplifier 74 and a parallel resistor (feedback resistor) 75 that connects the output side and the inverting input (-) side of the operational amplifier 74 in parallel, and the inverting input (-) side is a current. It is connected to the source terminal 49s of the detection MOSFET 49.
  • the parallel resistance 75 has a resistance value (Rref). Then, the output of the current measuring unit 71 becomes the output voltage (Vo) output from the output side of the operational amplifier 74.
  • the main current (Im) can be estimated from the sense current (Is) by this output voltage (Vo).
  • the constant current source switching unit 72 includes a constant current source 76, a first changeover switch SW1, and a second changeover switch SW2.
  • the two changeover switches SW1 and SW2 are composed of semiconductor elements such as FETs.
  • the first changeover switch SW1 is connected between the inverting input (-) side of the operational amplifier 74 of the current measuring unit 71 and the source terminal 49s of the current detecting MOSFET 49. Further, a constant current source 76 is connected between the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 and the first changeover switch SW1. The constant current source 76 is configured to selectively flow a constant current (Iref) to the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 by the second changeover switch SW2. This will be described later.
  • Iref constant current
  • the first changeover switch SW1 and the second changeover switch SW2 are operated by the switch changeover signal corresponding to the gate signal input to the power device 30, and are opposite to the first changeover switch SW1 and the second changeover switch SW2. It is configured to operate. For example, if the first changeover switch SW1 and the second changeover switch SW2 are FETs of the same type, if one of the switch changeover signals is inverted by the reversing device 77, the first changeover switch SW1 and the second changeover switch SW2 Can be made to do the opposite of.
  • the main current temperature correction unit 73 also has a function of switching the conversion table by a table switching signal corresponding to the gate signal input to the power device 30. That is, when the temperature detection mode is executed, it has a function of estimating the temperature of the power device 30 from the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 using the temperature conversion table.
  • the current conversion table is used from the output voltage (Vo) of the current measuring unit 71, and the main current flowing from the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 to the control MOSFET 31. (Im) is estimated. Further, the main current temperature correction unit 73 has a function of correcting the temperature of the main current (Im) by reflecting the temperature estimated in the temperature detection mode. The details of the main current temperature correction unit 73 will be described later.
  • the basic operation of the main current detection unit 70 is that when the power device 30 is turned on by the gate signal, the current detection mode is executed to estimate the current value (including temperature correction) of the main current, and the gate signal.
  • the temperature detection mode is executed to estimate the temperature of the power device 30.
  • FIG. 13 shows changes in the main parameters of the main current detection unit 70 when the current detection mode and the temperature detection mode are executed in synchronization with the on / off of the gate signal.
  • the normal current detection mode will be described with reference to FIGS. 12 and 13.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are turned on, and the main current (Im) flows through the control MOSFET 31 and the sense current (Is) flows through the current detection MOSFET 49. ..
  • the presence of the body resistance 50 can be ignored in this state.
  • the constant current (Iref) from the constant current source 76 is a current. It does not flow to the source terminal 49s of the detection MOSFET 49. Therefore, as shown in FIG. 13, in the current detection mode, the main current (Im) behaves according to the operation of the control MOSFET 31. At this time, the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 becomes 0 volt.
  • the output voltage (Vo) is shown in the negative direction as shown in FIG. 13 because the inverting input (-) side of the operational amplifier 74 is used as the input. If it is necessary to set the output voltage (Vo) to the positive side, the output may be inverted. Then, this output voltage (Vo) is used by the main current temperature correction unit 54 in the subsequent stage.
  • the temperature detection mode will be described with reference to FIGS. 12 and 13.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are turned off, the main current (Im) does not flow through the control MOSFET 31, and similarly, the current detection MOSFET 49 The sense current (Is) does not flow.
  • the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 are turned off, so that the body resistor 50 functions as described below.
  • the switch changeover signal makes the first changeover switch SW1 non-conducting and conversely conducts the second changeover switch SW2 in synchronization with the gate signal of the power device 30. Therefore, the current measuring instrument 71 is cut off from the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49, and a constant current (Iref) flows from the constant current source 76 to the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49.
  • Iref constant current
  • the constant current (Iref) based on the constant current source 76 flows to the negative electrode of the battery 21 through the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49, the body resistor 50, and the source terminal 31s of the control MOSFET 31.
  • the resistance value (Rb) of the body resistance 50 since the resistance value (Rb) of the body resistance 50 has temperature dependence, the terminal voltage between the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 and the source terminal 31s of the control MOSFET 31 ( Vs) will also have temperature dependence.
  • Rb is the resistance value of the body resistance 50.
  • the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s is used by the main current temperature correction unit 73 in the subsequent stage.
  • the voltages of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 are input to the inverting input (-) of the voltage amplifier. It can also be amplified by inputting to the side and non-inverting input (+) side. The voltage of the source terminal 31s becomes the reference voltage.
  • the main current temperature correction unit 73 temperature correction is performed by the control function of the microcomputer, and the output voltage (Vo) of the current measurement unit 71 and the terminal voltage (Vs) of the source terminal 49s of the current detection MOSFET 49 are determined. , Input to the A / D converter of the input / output circuit. Then, the temperature compensation function of the microcomputer executes the control as shown in FIG. Although the control is actually executed by the control program, it will be described below as a control function block.
  • the switching function unit 78 captures the terminal voltage (Vs) in the temperature detection mode or the output voltage (Vo) in the current detection mode. ..
  • the switching function unit 78 takes in the terminal voltage (Vs) in the temperature detection mode, and conversely, the output voltage (Vs) of the current measurement unit 71 ( Vo) is not taken in. Then, in the temperature detection mode, the control function of the voltage / temperature conversion function unit 79 is executed.
  • the switching function unit 78 takes in the output voltage (Vo) in the current detection mode, and conversely, the source of the current detection MOSFET 49. The terminal voltage (Vs) of the terminal 49s is not taken in. Then, in the current detection mode, the control function of the voltage / current conversion function unit 80 is executed.
  • the switching function unit 78 executes the control function of the voltage / temperature conversion function unit 79 to estimate the temperature (T) of the power device 30 from the terminal voltage (Vs).
  • the terminal voltage (Vs) in the temperature detection mode has temperature dependence as described above.
  • the temperature (T) of the power device 30 can be estimated from the terminal voltage (Vs) by the voltage / temperature conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the voltage / temperature conversion table shown in FIG. 15 schematically shows the relationship between the output voltage (Vo) and the temperature (T).
  • the voltage / temperature conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the body resistance 50 and the constant current power supply 76.
  • the terminal voltage (Vs) is shown on the horizontal axis and the power is shown on the vertical axis.
  • the characteristics of this voltage / temperature conversion table may be the characteristics obtained experimentally, the characteristics obtained by simulation, or the characteristics obtained by the conversion formula.
  • the temperature (T) information obtained by the voltage / temperature conversion function unit 79 is used by the sense current / main current conversion function unit 81 in the subsequent stage.
  • the switching function unit 78 executes the control function of the voltage / current conversion function unit 80, and the sense current (Is) flowing from the output voltage (Vo) to the current detection MOSFET 49. To estimate. The output voltage (Vo) at this time is not affected by the body resistance 50.
  • the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 can be estimated from the output voltage (Vo) by the voltage / current conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the voltage / temperature conversion table shown in FIG. 16 also schematically shows the relationship between the output voltage (Vo) and the sense current (Is).
  • the voltage / current conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the current measuring unit 71.
  • the horizontal axis indicates the output voltage (Vo), and the vertical axis represents the current detection MOSFET 49. It shows the sense current (Is) that flows.
  • the sense current (Is) information obtained by the voltage / current conversion function unit 80 is used by the sense current / main current conversion function unit 63 in the subsequent stage.
  • the characteristics of this voltage / current conversion table may be the characteristics obtained experimentally, the characteristics obtained by simulation, or the characteristics obtained by the conversion formula.
  • the sense current / main current conversion function unit 81 executes a control function for estimating the main current (Im) from the information of the sense current (Is). Since the shunt ratio of the current flowing through the control MOSFET 31 and the current detection MOSFET 49 is predetermined, the main current (Im) can be estimated if the sense current (Is) is known.
  • the main current flowing through the control MOSFET 31 can be estimated from the sense current (Is) flowing through the current detection MOSFET 49 by the sense current / main current conversion table having the conversion characteristics as shown in FIG.
  • the sense current / main current conversion table shown in FIG. 17 also schematically shows the relationship between the sense current (Is) and the main current (Im).
  • the sense current / main current conversion table is a conversion table determined by the characteristics of the current detection MOSFET 49 and the control MOSFET 31. In this sense current / main current conversion table, the sense current (Is) is shown on the horizontal axis. , The vertical axis shows the main current (Im).
  • the main current (Im) is obtained from the sense current (Is)
  • the main current (Im) is temperature-corrected based on the information of the temperature (T) of the power device 30 obtained by the voltage / temperature conversion function unit 79.
  • T the temperature of the power device 30
  • the voltage / temperature conversion function unit 79 the voltage / temperature conversion function unit 79.
  • the temperature correction coefficient corresponding to the temperature (T) can be multiplied by the sense current (Is), and the main current (Im) can be obtained from the temperature-corrected sense current (Is). Can also be obtained by multiplying the main current (Im) obtained from the sense current (Is) by the temperature correction coefficient corresponding to the temperature (T) to correct the temperature of the main current (Im).
  • this embodiment can also be applied to an overcurrent detection device that detects an overcurrent flowing through the power device 30 and protects the power device 30.
  • the resistance value of the semiconductor substrate between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET has a temperature dependence, and the control MOSFET and the current detection MOSFET are used. With the MOSFET turned off, a predetermined constant current is passed from the constant current source between the source terminals of the control MOSFET and the current detection MOSFET, and the source terminals of the main control MOSFET and the current detection MOSFET at this time are respectively.
  • the configuration is such that the temperature of the power device is estimated from the source terminal voltage between them.
  • the power conversion device for controlling the electric motor has been described, but the present invention can be applied to other power conversion devices.
  • a power conversion device including a MOSFET that controls a current flowing through an electromagnetic coil provided in an electromagnetic drive mechanism the present invention can also be applied to an overcurrent detection device that detects an overcurrent flowing through a MOSFET and protects the MOSFET.
  • the electromagnetic drive mechanism for example, there is an electromagnetic flow control valve that adjusts the amount of control oil of a continuously variable transmission (CVT) provided in an automobile, and fuel is directly injected into the combustion chamber of an internal combustion engine.
  • CVT continuously variable transmission
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and includes various modifications.
  • the above-described embodiment has been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and is not necessarily limited to the one including all the described configurations.
  • it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment.

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Abstract

温度検知ダイオードを使用せずにパワーデバイスの温度の推定を可能とし、しかも主電流を観測する電流センス素子の温度および電流を正確に推定することができる新規な電力変換装置を提供する。　主制御素子３１と電流センス素子４９のソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、主制御素子３１、及び電流センス素子４９がオフされている状態で、主制御素子３１と電流センス素子４９のソース端子(３１ｓ、４９ｓ)間に測定電圧(Ｖｒｅｆ)を印加し、この時に主制御素子３１と電流センス素子４９のソース端子(３１ｓ、４９ｓ)間に流れる電流(Ｉｂ)からパワーデバイス３０の温度を推定する。

Description

電力変換装置
　本発明は、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのようなパワーデバイスを備えた電力変換装置に係り、特に高い精度の電流測定を必要とする電力変換装置に関するものである。
　次世代自動車として、内燃機関と電動機を組み合わせて駆動輪を回転するハイブリッド自動車や、電動機だけで駆動輪を回転する電気自動車が注目されている。そして、これらに使用される自動車用モータにおいては、小型で高トルクが出せる、回転子に永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されており、この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使用されている。
　このようなベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ信号を発生してインバータのパワーデバイスを駆動している。そして、ベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサが必要である。このため、パワーデバイスを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの主制御素子とは別に、電流検出専用の電流センス素子を設け、その電流センス素子を流れる電流を検出して主制御素子に流れる主電流を推定している。このような電力変換回路は、例えば特開２００６－２７１０９８号公報(特許文献１)に開示されているように、良く知られている。
　ところで、上述した電流センス素子、及び主制御素子よりなるパワーデバイスは、温度依存性を備えているので、センス電流特性が温度によって変動して正確な電流が測定できないという課題がある。そこで、パワーデバイスを構成する半導体基板に温度検知ダイオードを形成し、この温度検知ダイオードによって電流特性を補正することが行われている。
　ただ、この温度検知ダイオードを用いて温度測定を行う場合、半導体基板に、温度検知ダイオードや、その温度検知ダイオードに接続する配線や、外部回路との接続のためのパッドが必要となり、その分だけ半導体基板の面積が増大して製品コストが増大するという課題がある。更には、半導体基板に温度検知ダイオード等を作り込むための工程が必要となるので、製造工程が煩雑になって製造コストが高くなるという課題も併せ有している。
　このため、温度検知ダイオードを使用せずに、パワーデバイスの温度測定を可能とした電力変換装置が提案されている。例えば、特開２０１６－２２５６９５号公報(特許文献２)には、次のような構成の電流検出回路が示されている。
　特許文献２の図１においては、ＦＥＴとＩＧＢＴとが並列接続されているが、ＩＧＢＴは、本発明でいう主制御素子と電流検出素子を構成するパワーデバイスであり、ＦＥＴは温度検出のために付加された素子である。そして、ＦＥＴ用ドライバは、ＩＧＢＴがオンされている間に、ＦＥＴのゲート電圧を変化させるように動作する。ここで、ＦＥＴを流れるドレイン電流は、ゲート電圧に応じて変化し、電流検出部は、ＦＥＴのドレイン電流の変化とは逆に変化するＩＧＢＴのコレクタ電流を検出する。ここで、ＦＥＴのゲート電圧は温度依存性を有しているので、温度推定部は、ゲート電圧の変化に対するドレイン電流の変化特性に基づいて、ＦＥＴの温度を推定することができる。
特開２００６－２７１０９８号公報 特開２０１６－２２５６９５号公報
　ところで、上述した特許文献２においては、ＦＥＴのゲート電圧の温度依存性を利用することを前提としており、ＦＥＴのターンオンにおけるドレイン電流の変化をＩＧＢＴで観測し、ターンオンの瞬間のＦＥＴのゲート電圧(Ｖｔｈ)を観測することで、ＦＥＴの温度を観測している。しかしながら、本来の電流を観測しているＩＧＢＴの温度については考慮されておらず不十分な構成となっている。また、電流を測定すべきＩＧＢＴのオン期間において温度観測のために電流を変化させており、電流観測の観測可能期間および精度を阻害してしまっている。
　本発明の目的は、電流センス素子を有するパワーデバイスにおいて、温度検知ダイオードを使用せずにパワーデバイスの温度の観測を可能とし、しかも電流センス電流観測によるパワーデバイスの電流推定を正確に行うことができる新規な電力変換装置を提供することにある。
　本発明の第１の特徴は、主制御素子と電流センス素子のソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、主制御素子、及び電流センス素子がオフされている状態で、主制御素子と電流センス素子のソース端子間に測定電圧を印加し、この時の主制御素子と電流センス素子の夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定する、ところにある。
　また、本発明の第２の特徴は、主制御素子と電流センス素子のソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、主制御素子、及び電流センス素子がオフされている状態で、主制御素子と電流センス素子のソース端子間に定電流源から定電流を流し、この時の主制御素子と電流センス素子の夫々のソース端子間の端子電圧からパワーデバイスの温度を推定する、ところにある。
　本発明によれば、電流センス素子を搭載したパワーデバイスにおいて、温度検知ダイオードを使用せずに省面積でパワーデバイスの温度を正確に推定することができ、なおかつ電流センス素子による電流観測を阻害しない。
ハイブリッド自動車のシステム構成を示す構成図である。 図１に示す電力変換装置の回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態に使用されるパワーデバイスの構成を示す断面図である。 図３に示す電流センス素子と主制御素子のソース端子間の抵抗と温度の関係を示す特性図である。 本発明の第１の実施形態になる主電流検出部の構成を示す回路図である。 図５に示す電源切換部の構成を示す回路図である。 温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧から温度補正された主電流を求める説明図である。 電流測定部の出力電圧とパワーデバイスの温度の関係を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧とセンス電流の関係を説明する説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流と制御用ＭＯＳＦＥＴの主電流の関係を説明する説明図である。 本発明の第２の実施形態になる主電流検出部の構成を示す回路図である。 温度検出モードと電流検出モードでの動作を説明する説明図である。 電流測定部の出力から温度補正された主電流を求める説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子の端子電圧とパワーデバイスの温度の関係を説明する説明図である。 電流測定部の出力電圧とセンス電流の関係を説明する説明図である。 電流検出用ＭＯＳＦＥＴのセンス電流と制御用ＭＯＳＦＥＴの主電流の関係を説明する説明図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。
　先ず、本発明が適用される電力変換装置について、図面を参照しながら説明する。本発明に係る電力変換装置は、代表的にはハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能であるが、以下では、その一例としてハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。但し、本発明はハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、これら以外の産業機器に使用される電動機の電力変換装置に使用できるのはもちろんである。
　図１はハイブリッド方式の自動車のシステム構成を示しており、内燃機関１０、及びモータジェネレータ１１は自動車の走行用トルクを発生する動力源である。また、モータジェネレータ１１は、電動機として回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータ１１に加えられる機械エネルギ(回転力)を電力に変換する発電機能を有している。モータジェネレータ１１は、自動車の運転方法により電動機としても発電機としても動作する。
　内燃機関１０の出力は、動力分配機構１２を介してモータジェネレータ１１に伝達され、動力分配機構１２からの回転トルク、或いはモータジェネレータ１１が発生する回転トルクは、トランスミッション１３、及びデファレンシャルギア１４を介して車輪１５に伝達される。
　一方、回生制動の運転時には、車輪１５から回転トルクがモータジェネレータ１１に伝達され、伝達された回転トルクに基づいてモータジェネレータ１１は交流電力を発生する。発生した交流電力は電力変換装置２０により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ２１を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。
　電力変換装置２０は、インバータ回路２２、平滑コンデンサ２３を備える。インバータ回路２２は平滑コンデンサ２３を介してバッテリ２１と電気的に接続されており、バッテリ２１とインバータ回路２２とで相互に電力の授受が行われる。平滑コンデンサ２３は、インバータ回路２２に供給される直流電力を平滑化する。
　電力変換装置２０の制御回路２４は、通信用のコネクタ２５を介して上位の制御装置から指令を受けたり、上位制御装置に動作状態を表すデータを送信する。制御回路２４は、入力される指令に基づいて、モータジェネレータ１１の制御量を演算し、この演算結果に基づいて制御信号を発生してゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。この制御信号に基づいてゲート駆動回路２６が、インバータ回路２２を制御するための駆動信号を発生する。
　モータジェネレータ１１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路２２はバッテリ２１から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、モータジェネレータ１１に供給する。モータジェネレータ１１とインバータ回路２２からなる駆動機構は、電動/発電ユニットとして動作する。
　図２は、電力変換装置２０の回路構成を示す図である。以下の説明ではＭＯＳＦＥＴを使用したパワーデバイスの例を説明する。
　電力変換装置２０は、パワーデバイス３０を構成する制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及びダイオード３２を備えてなる上アーム、及び下アームを、交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して備えている。これらの３相の上下アームはインバータ回路２２を構成する。ここで、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、後述する電流センス素子との関係で「主制御素子」として表記することもある。
　上アームの制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は平滑コンデンサ２３の正極側のコンデンサ端子に、下アームのＭＯＳＦＥ３１のソース端子は平滑コンデンサ２３の負極側のコンデンサ端子にそれぞれ電気的に接続されている。このように制御用ＭＯＳＦＥＴ３１はドレイン端子、ソース端子、ゲート端子を備えている。また、ダイオード３２がドレイン端子とソース端子との間に電気的に並列接続されている。
　ゲート駆動回路２６(図１参照)は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子と、ゲート端子との間に設けられ、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１をオン、オフ制御する。制御回路２４は、ゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。
　下アームのパワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と並列に配置された電流検出用の電流センス素子が設けられている。この電流センス素子もＭＯＳＦＥＴから構成されており、そのソース端子に流れるセンス電流は電流検出回路３３へ入力される。本実施形態では、この電流センス素子を「電流検出用ＭＯＳＦＥＴ」と表記する。
　そして、電流検出回路３３で検出された電流、及びこれとは別に測定された電圧とを基に、回転子速度と磁極位置を演算し、これらを使って回転トルクと回転速度を制御している。
　このように、制御回路２４は上位制御装置から制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路２２の上アーム、及び下アームを構成するバワーデバイス３０を制御する制御信号を発生し、この制御信号をゲート駆動回路２６に供給する。ゲート駆動回路２６は制御信号に基づき各相の上アーム、及び下アームを構成するパワーデバイス３０を駆動するための駆動信号を各相のパワーデバイス３０に供給する。
　パワーデバイス３０の制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート駆動回路２６からの駆動信号に基づき、オン、或いはオフ動作を行い、バッテリ２１から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータ１１に供給される。
　このような構成の電力変換装置は既に良く知られているので、これ以上の説明は省略する。
　ところで、上述した通りパワーデバイス３０は、温度依存性を備えているので、電流特性が温度によって変動して正確な電流が測定できないという課題がある。このため、温度検知ダイオードを使用せずにパワーデバイスの温度の推定を可能とし、しかもセンス電流を観測する電流センス素子の温度を正確に推定することが要請されている。
　そこで、本実施形態では、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に所定の測定電圧を印加し、この時の制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定するという構成を提案するものである。
　これによれば、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板が温度依存性を有しているのを利用し、温度検知ダイオードを使用せずにセンス電流を観測する電流検出用ＭＯＳＦＥＴの温度を正確に推定することができる。
　図３に制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を組み込んだパワーデバイス３０の断面を示している。ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９は、上述の主制御素子との関係で「電流センス素子」として表記することもある。
　以下、半導体基板にシリコン基板を用いた場合を説明するが、これ以外の半導体基板、例えばシリコンカーバイト基板を用いても良い。図３にある通り、シリコン基板には、仮想の分割線Ｄを境に制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が電気的に並列接続の関係で形成されている。
　そして、シリコン基板には、ドレイン電極４０ｍ、４０ｓが設けられ、このドレイン電極４０ｍ、４０ｓの上にＮ＋層４１ｍ、４１ｓが形成され、更にこのＮ＋層の上にＮ－層４２ｍ、４２ｓが形成されている。
　Ｎ－層４２ｍ、４２ｓにはＰ層４３ｍ、４３ｓが形成されている。またＰ層４３ｍ、４３ｓにはＮ層４４ｍ、４４ｓが形成されている。Ｎ－層４２ｍ、４２ｓ、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ、Ｎ層４４ｍ、４４ｓに亘ってゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓが形成され、更にゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓには、ゲート電極４６ｍ、４６ｓが形成されている。また、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ、Ｎ層４４ｍ、４４ｓには、オーミック接続されたソース電極４７ｍ、４７ｓが形成されている。ソース電極４７ｍ、４７ｓとゲート酸化膜４５ｍ、４５ｓとは、絶縁膜４８ｍ、４８ｓで絶縁分離されている。ここで、Ｎ＋層４１ｍ、４１ｓとドレイン電極４０ｍ、４０ｓとはオーミック接続されている。
　このように、ドレイン電極４０ｍ、Ｎ＋層４１ｍ、Ｎ－層４２ｍ、ゲート酸化膜４５ｍ、ゲート電極４６ｍ、絶縁膜４８ｍ、ソース電極４７ｍとから、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１が形成されている。同様にドレイン電極４０ｓ、Ｎ＋層４１ｓ、Ｎ－層４２ｓ、ゲート酸化膜４５ｓ、ゲート電極４６ｓ、絶縁膜４８ｓ、ソース電極４７ｓとから、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が形成されている。尚、説明に応じて電極は端子と読み替えることができる。
　ここで、本実施形態で重要な構成として、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース電極４７ｍと、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース電極４７ｓとは、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１側のＰ層４３ｍと、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９側のＰ層４３ｓによって電気的に接続されていることである。つまり、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１側のＰ層４３ｍと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９側のＰ層４３ｓとは共通のＰ層として形成されている。
　したがって、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース電極４７ｍと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース電極４７ｓの間には、半導体基板からなる温度依存性を有するＰ層が形成され、これによって夫々のソース電極４７ｍ、４７ｓは温度依存性抵抗５０によって接続されることになる。尚、以下ではこの温度依存性抵抗５０を説明の都合から「ボディ抵抗５０」と表記して説明する。
　図４は、Ｐ層４３ｍ、４３ｓ自体で形成されたボディ抵抗５０の温度(Ｔ)に対する抵抗値(Ｒｂ)の関係を示しており、温度が高くなるほど抵抗値が小さくなる負特性を備えている。これによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９の温度を精度良く推定することができる。
　次に、このボディ抵抗５０を使用してパワーデバイス３０の温度を推定して主電流を温度補正する構成を説明する。
　図５は、一つの相の下アームに設けた主電流検出部の回路構成を示しており、これ以外の相の下アームにも同様の主電流検出部が設けられている。したがって、全ての下アームの主電流検出部の動作は同じであるので、代表して図５で主電流検出部の回路の構成と動作を説明する。
　図５において、パワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９が形成されており、これらのＭＯＳＦＥＴ３１、４９は電気的に並列接続されている。したがって、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のゲートにゲート信号のオン信号が印加されれば、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９には分流されたセンス電流(Ｉｓ)が流れる。
　制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には、上アーム、及びモータジェネレータ１１の一つの相のコイルに接続されるドレイン端子３１ｄと、ゲート信号が入力されるゲート端子３１ｇと、バッテリ２１の負極に接続されるソース端子３１ｓを備えている。
　同様に、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９には、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子３１ｄに接続されるドレイン端子４９ｄと、ゲート信号が入力されるゲート端子４９ｇと、バッテリ２１の負極に接続されるソース端子４９ｓを備えている。
　そして、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓは、共にバッテリ２１の負極に接続されている。また、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓと電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの間には、ボディ抵抗５０が接続されている。このボディ抵抗５０は図３で説明したように、シリコン基板のＰ層４３ｍ、４３ｓ自体で形成されたものであり、温度に依存した抵抗値(Ｒｂ)を有している。(図４参照)
　ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓとバッテリ２１の負極の間には、主電流検出部５１が設けられている。主電流検出部５１は、少なくとも、電流測定部５２、測定電圧切換部５３、及び主電流温度補正部５４から構成されている。ここで、主電流温度補正部５４は、マイクロコンピュータに内蔵された変換テーブルを使用したテーブル変換処理によって温度補正を行なう機能を備えている。
　電流測定部５２は、演算増幅器５５と、この演算増幅器５５の出力側と反転入力(－)側を並列接続する並列抵抗(帰還抵抗)５６から構成されており、反転入力(－)側は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに接続されている。並列抵抗５６は抵抗値(Ｒｒｅｆ)を有している。
　一方、演算増幅器５５の非反転入力(＋)側は測定電圧切換部５３に接続されている。測定電圧切換部５３は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号の切り換えに対応して、測定電源５７から測定電圧(Ｖｒｅｆ)を電流測定部５２に印加するものである。この測定電圧切換部５３については後述する。そして、電流測定部５２の出力は、演算増幅器５５の出力側から出力される出力電圧(Ｖｏ)となる。この出力電圧(Ｖｏ)によってセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
　また、測定電圧切換部５３の一例を図６に示しているが、本実施形態はこれに限定されるものではなく、種々の電圧切換部を用いることができる。例えば、図６に示しているように、測定電圧切換部５３は、電流測定部５２の演算増幅器５５の非反転入力(＋)側とバッテリ２１の負極との間に接続されており、途中にＦＥＴからなる電源切換用スイッチ５８が配置されている。この電源切換用スイッチ５８は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応した電源切換信号でオン、オフされており、電源切換信号がオンの場合に導通し、オフの場合は不導通となる。
　また、演算増幅器５５の非反転入力(＋)側と電源切換用スイッチ５８の間には、バッテリ２１からの電流が抵抗５９に与えられて測定電圧(Ｖｒｅｆ)が供給されている。したがって、電源切換用スイッチ５８が導通された場合は、測定電圧(Ｖｒｅｆ)は電流測定部５２に印加されず、電源切換用スイッチ５８が不導通の場合は、測定電圧(Ｖｒｅｆ)は電流測定部５２に印加される。
　主電流温度補正部５４は、これもパワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したテーブル切換信号によって、変換テーブルを切り換える機能を備えている。つまり、温度検出モードが実行された場合は、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)から温度変換テーブルを使用してパワーデバイス３０の温度を推定する機能を備えている。
　同様に、電流検出モードが実行された場合は、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)から電流変換テーブルを使用して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流(Ｉｍ)を推定する。
　また、主電流温度補正部５４は、温度検出モードで推定された温度を反映して主電流(Ｉｍ)を温度補正する機能を備えている。尚、主電流温度補正部５４の詳細は後述する。
　次に、図５に示す主電流検出部５１の動作について説明する。この主電流検出部５１の基本的な動作は、ゲート信号がパワーデバイス３０をオンした時は、電流検出モードを実行して主電流の電流値(温度補正を含めて)を推定し、ゲート信号がパワーデバイス３０をオフした時は、温度検出モードを実行してパワーデバイス３０の温度を推定するものである。また、図７は、ゲート信号のオン、オフに同期して電流検出モードと温度検出モードを実行した時の主電流検出部５１の主要なパラメータの変化を示している。
　まず、通常の電流検出モードについて、図５、図６、及び図７を用いて説明する。ゲート信号がオンしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れる。
　また、図６に示すように、パワーデバイス３０へのゲート信号に同期して電源切換信号が電源切換用スイッチ５８を導通しているため、電流測定部５２には測定電圧(Ｖｒｅｆ)は印加されない。したがって、図７に示すように電流検出モードでは、主電流(Ｉｍ)は制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の動作にしたがった挙動を行なうことになる。この時、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの電圧(Ｖｓ)は０ボルトとなる。尚、この状態ではボディ抵抗５０の両端の電圧差が０ボルトであるため、ボディ抵抗５０の存在は無視することができる。つまり、ボディ抵抗５０の存在によって、センス電流（Ｉｓ）の検出精度の劣化を招くことはない。
　ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)は電流測定部５２で検出されることになる。演算増幅器５５の入力インピーダンスが高いため、反転入力(－)側には殆んどセンス電流(Ｉｓ)は流れなく、センス電流(Ｉｓ)は並列抵抗５６に流れるので、出力電圧(Ｖｏ)は「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」となる。
　尚、図７にあるように出力電圧(Ｖｏ)がマイナス方向に示されているのは、演算増幅器５５の反転入力(－)側を入力としているためである。尚、出力電圧(Ｖｏ)をプラス側にする必要がある場合は、出力を反転させれば良い。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４に入力される。
　次に、温度検出モードについて、図５、図６、及び図７を用いて説明する。ゲート信号がオフしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れなくなり、同様に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れなくなる。尚、この状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされているので、以下に説明するようにボディ抵抗５０が機能することになる。
　図６に示すように、パワーデバイス３０のゲート信号に同期して電源切換信号が、電源切換用スイッチ５８を不導通としているため、電流測定部５２には測定電圧(Ｖｒｅｆ)が印加される。したがって温度検出モードでは、測定電圧(Ｖｒｅｆ)に基づく電流は、電流測定部５２、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓ、ボディ抵抗５０、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓを通ってバッテリ２１の負極に流れる。ここで、上述したようにボディ抵抗５０は温度依存性を備えているので、流れるボディ電流(Ｉｂ)も温度依存性を有することになる。
　この時、図７にあるように電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は「Ｖｒｅｆ」である。つまり、演算増幅器５５はイマジナリショートによって反転入力(－)側と非反転入力(＋)側は測定電圧(Ｖｒｅｆ)となる。したがって図７に示すように、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)も測定電圧(Ｖｒｅｆ)となる。
　ここで、ボディ抵抗５０を流れるボディ電流(Ｉｂ)は電流測定部５２で検出されることになる。ボディ抵抗５０に着目すると、「Ｖｒｅｆ＝Ｒｂ＊Ｉｂ」となる。ここで、「Ｒｂ」はボディ抵抗５０の抵抗値である。また、演算増幅器５５の反転入力(－)側と非反転入力(＋)側は電流が殆んど流れないので、並列抵抗５６に流れる電流もボディ電流(Ｉｂ)となる。
　したがって、演算増幅器５５の出力電圧(Ｖｏ)は、並列抵抗５６とボディ抵抗５０に基づく電圧を加算したものとなり、「Ｖｏ＝Ｒｂ＊Ｉｂ＋Ｒｒｅｆ＊Ｉｂ」となる。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４に入力される。上述したように、ボディ電流(Ｉｂ)は温度依存性を有しているので、演算増幅器５５の出力電圧(Ｖｏ)も温度依存性を有することになる。
　例えば、上述の２つの式から以下のことが理解できる。
Ｖｒｅｆ＝Ｒｂ＊Ｉｂ…(１)
Ｖｏ＝Ｒｂ＊Ｉｂ＋Ｒｒｅｆ＊Ｉｂ…(２)
ここで(１)式から、Ｉｂ＝Ｖｒｅｆ／Ｒｂとなる。
次に、(２)式は以下のように表される。
Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ＋Ｒｒｅｆ＊Ｖｒｅｆ／Ｒｂ
そして、温度変化によって生じる測定電圧(Ｖｒｅｆ)からの出力電圧の差分(ΔＶ)は、
ΔＶ＝Ｖｏ－Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ＊Ｒｒｅｆ／Ｒｂ…(３)
となる。
　したがって、(３)式、及び図７の出力電圧(Ｖｏ)からわかるように、出力電圧(Ｖｏ)と測定電圧(Ｖｒｅｆ)の差分が温度変化に対応した電圧変化(電流変化)であり、これは温度依存性を有したボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)によってもたらされる。そして、電流測定部５２の出力電圧(Ｖｏ)は、後段の主電流温度補正部５４に入力される。
　ここで、図４で示したようにボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)は、温度が低くなるにつれて抵抗値が大きくなる。このため、(３)式の「Ｒｒｅｆ／Ｒｂ」の値が小さくなり、温度変化に対応した出力電圧の差分(Ｖｏ－Ｖｒｅｆ)も小さくなる。
　このため、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)を可変とする(温度が低いほど抵抗値(Ｒｒｅｆ)を大きくする)ことで、充分な出力電圧の差分(Ｖｏ－Ｖｒｅｆ)が得られるようにすることもできる。つまり、電流測定部５２の増幅率(Ｖｏ/Ｖｒｅｆ)を高めることができる。尚、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)を変更する場合は、複数の抵抗を切り換えることで実現できる。
　以上で説明した温度検出モードは、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフの期間に行われるものであるので、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンである期間行うことが必要十分条件である電流検出モードとは排他的に行われる。すなわち、本発明の構成においては、温度検出のための構成および操作が電流検出モードに干渉することがなく、センス電流（Ｉｓ）の観測精度が害されないという特徴がある。
　主電流温度補正部５４においては、マイクロコンピュータの制御機能によって温度補正が行われており、出力電圧(Ｖｏ)は入出力回路のＡ/Ｄ変換器に入力される。そして、マイクロコンピュータの温度補正機能は、図８のような制御を実行する。尚、実際は制御プログラムで制御が実行されるが、以下では制御機能ブロックとして説明する。
　まず、パワーデバイス３０のゲート信号に同期したテーブル切換信号が入力されると、切換機能部６０によって、温度検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)、或いは電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込む。温度検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオフされた状態にあるので、切換機能部６０は、電圧/温度変換機能部６１の制御機能を実行する。一方、電流検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオンされた状態にあるので、切換機能部６０は、電圧/電流変換機能部６２の制御機能を実行する。
　例えば、温度検出モードが選択された場合では、切換機能部６０は電圧/温度変換機能部６１の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定する。温度検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)は、上述したように温度依存性を有している。
したがって、図９に示すような変換特性を備えた電圧/温度変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定することができる。尚、図９に示す電圧/温度変換テーブルは、出力電圧(Ｖｏ)と温度(Ｔ)の関係を模式的に示したものである。
　電圧/温度変換テーブルは、ボディ抵抗５０、電流測定部５２の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/温度変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸にパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を示している。尚、破線は測定電圧(Ｖｒｅｆ)である。そして、出力電圧(Ｖｏ)が大きい(＝ボディ抵抗(Ｒｂ)が小さい)ほど、パワーデバイス３０の温度が高くなる特性となっている。
　ここで、この電圧/温度変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。この電圧/温度変換機能部６１で求められた温度(Ｔ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。
　次に、電流検出モードが選択された場合では、切換機能部６０は電圧/電流変換機能部６２の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定する。尚、この時の出力電圧(Ｖｏ)は、ボディ抵抗５０の影響を受けていない。
　したがって、図１０に示すような変換特性を備えた電圧/電流変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定することができる。尚、図１０に示す電圧/温度変換テーブルも、出力電圧(Ｖｏ)とセンス電流(Ｉｓ)の関係を模式的に示したものである。
　電圧/電流変換テーブルは、電流測定部５２の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/電流変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を示している。
　センス電流(Ｉｓ)は上述したように、「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」の関係から求めることができる。つまり、出力電圧(Ｖｏ)が測定され、並列抵抗５６の抵抗値(Ｒｒｅｆ)が既知であるので、センス電流(Ｉｓ)を求めることができる。したがって、出力電圧(Ｖｏ)が大きいほど、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)が大きくなる特性となっている。
　この電圧/電流変換機能部６２で求められたセンス電流(Ｉｓ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。尚、この電圧/電流変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。
　次に、センス電流/主電流変換機能部６３は、センス電流(Ｉｓ)の情報から主電流(Ｉｍ)を推定する制御機能を実行する。制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れる電流の分流比は予め決められているので、センス電流(Ｉｓ)がわかれば主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
　したがって、図１１に示すような変換特性を備えたセンス電流/主電流変換テーブルによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流を推定することができる。尚、図１１に示すセンス電流/主電流変換テーブルも、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を模式的に示したものである。
　センス電流/主電流変換テーブルは、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９，及び制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の特性で決定される変換テーブルであり、このセンス電流/主電流変換テーブルにおいては、横軸にセンス電流(Ｉｓ)を示し、縦軸に主電流(Ｉｍ)を示している。
　そして、センス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求める際に、電圧/温度変換機能部６１で求められたパワーデバイス３０の温度(Ｔ)の情報によって、主電流(Ｉｍ)を温度補正することができる。例えば、図１１の例は、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を示す電流特性を温度(Ｔ)によって補正したものであり、電流特性の傾きを温度(Ｔ)によって補正する例を示している。
　また、これとは別に、温度(Ｔ)に対応した温度補正係数をセンス電流(Ｉｓ)に乗算し、この温度補正されたセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求めることもでき、更にはセンス電流(Ｉｓ)から求められた主電流(Ｉｍ)に温度(Ｔ)に対応した温度補正係数を乗算して主電流(Ｉｍ)を温度補正して求めることもできる。
　尚、上述した電圧/温度変換テーブル、電圧/電流変換テーブル、及びセンス電流/主電流変換テーブルはそれぞれ別の変換テーブルとしているが、これらを統合した変換テーブルとしても良い。
　ところで、上述した実施形態では、ベクトル制御に使用するための主電流検出部５１について説明したが、本実施形態はパワーデバイス３０を流れる過電流を検出してパワーデバイス３０を保護する過電流検出装置にも適用できる。
　このように、本実施形態においては、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に測定電圧を印加し、この時の主制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間に流れる電流からパワーデバイスの温度を推定する構成とした。
　これによれば、別段に温度検知ダイオードを使用せずに、センス電流の観測を阻害することなく電流センス素子の温度を正確に推定することができる。
　次に本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態では定電流源を利用してパワーデバイス３０の温度を推定する構成を提案するものである。
　図１２においても、一つの相の下アームに設けた主電流検出部の回路構成を示しており、これ以外の相の下アームにも同様の主電流検出部が設けられている。したがって、全ての下アームの主電流検出部の動作は同じであるので、代表して図１２で主電流検出部の回路の構成と動作を説明する。
　図１２において、パワーデバイス３０の構成は第１の実施形態と同様の構成であるので説明を省略する。そして、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓとバッテリ２１の負極の間には、主電流検出部７０が設けられている。主電流検出部７０は、少なくとも、電流測定部７１、定電流源切換部７２、及び主電流温度補正部７３から構成されている。ここで、主電流温度補正部７３は、第１の実施形態と同様にマイクロコンピュータに内蔵された変換テーブルを使用したテーブル変換処理によって温度補正を行なう機能を備えている。
　電流測定部７１は、演算増幅器７４と、この演算増幅器７４の出力側と反転入力(－)側を並列接続する並列抵抗(帰還抵抗)７５から構成されており、反転入力(－)側は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに接続されている。並列抵抗７５は抵抗値(Ｒｒｅｆ)を有している。そして、電流測定部７１の出力は、演算増幅器７４の出力側から出力される出力電圧(Ｖｏ)となる。この出力電圧(Ｖｏ)によってセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
　定電流源切換部７２は、定電流源７６と、第１切換スイッチＳＷ１と、第２切換スイッチＳＷ２から構成されている。ここで、２つの切り換えスイッチＳＷ１、ＳＷ２はＦＥＴ等の半導体素子から構成されている。
　そして、電流測定部の７１の演算増幅器７４の反転入力(－)側と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの間には、第１切換スイッチＳＷ１が接続されている。また、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと第１切換スイッチＳＷ１の間には、定電流源７６が接続されている。尚、定電流源７６は第２切換スイッチＳＷ２によって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに、選択的に定電流(Ｉｒｅｆ)を流すように構成されている。これについては後述する。
　ここで、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２は、パワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したスイッチ切換信号によって動作され、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２とは反対の動作を行なう構成とされている。例えば、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２が、同じ形式のＦＥＴであれば、一方のスイッチ切換信号を反転器７７で反転させてやれば、第１切換スイッチＳＷ１と第２切換スイッチＳＷ２とが反対の動作を行なうようにできる。
　主電流温度補正部７３は、これもパワーデバイス３０に入力されるゲート信号に対応したテーブル切換信号によって、変換テーブルを切り換える機能を備えている。つまり、温度検出モードが実行された場合は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)から温度変換テーブルを使用してパワーデバイス３０の温度を推定する機能を備えている。
　一方、電流検出モードが実行された場合は、電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)から電流変換テーブルを使用して、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流(Ｉｍ)を推定する。また、主電流温度補正部７３は、温度検出モードで推定された温度を反映して主電流(Ｉｍ)を温度補正する機能を備えている。尚、主電流温度補正部７３の詳細は後述する。
　次に、図１２に示す主電流検出部７０の動作について説明する。この主電流検出部７０の基本的な動作は、ゲート信号がパワーデバイス３０をオンした時は、電流検出モードを実行して主電流の電流値(温度補正を含めて)を推定し、ゲート信号がパワーデバイス３０をオフした時は、温度検出モードを実行してパワーデバイス３０の温度を推定するものである。また、図１３は、ゲート信号のオン、オフに同期して電流検出モードと温度検出モードを実行した時の主電流検出部７０の主要なパラメータの変化を示している。
　まず、通常の電流検出モードについて、図１２、及び図１３を用いて説明する。ゲート信号がオンしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオンされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れ、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れる。尚、この状態ではボディ抵抗５０の存在は無視することができることは上述した通りである。
　また、パワーデバイス３０へのゲート信号に同期して第１切換スイッチＳＷ１が導通され、第２切換スイッチＳＷ２が不導通とされているため、定電流源７６からの定電流(Ｉｒｅｆ)は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓには流れない。したがって、図１３に示すように電流検出モードでは、主電流(Ｉｍ)は制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の動作にしたがった挙動を行なうことになる。この時、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は０ボルトとなる。
　ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)は、電流測定部７１で検出されることになる。演算増幅器７４の入力インピーダンスが高いため、反転入力(－)側には殆んどセンス電流(Ｉｓ)は流れなく、センス電流(Ｉｓ)は並列抵抗７５に流れるので、出力電圧(Ｖｏ)は「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」となる。
　尚、ここで、図１３にあるように出力電圧(Ｖｏ)がマイナス方向に示されているのは、演算増幅器７４の反転入力(－)側を入力としているためである。尚、出力電圧(Ｖｏ)をプラス側にする必要がある場合は、出力を反転させれば良い。そして、この出力電圧(Ｖｏ)は後段の主電流温度補正部５４で使用される。
　次に、温度検出モードについて、図１２、及び図１３を用いて説明する。パワーデバイス３０のゲート信号がオフしている状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされて、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１には主電流(Ｉｍ)が流れなくなり、同様に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９にはセンス電流(Ｉｓ)が流れなくなる。尚、この状態では、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９がオフされているので、以下に説明するようにボディ抵抗５０が機能することになる。
　図１２に示すように、パワーデバイス３０のゲート信号に同期してスイッチ切換信号が、第１切換スイッチＳＷ１を不導通とし、逆に第２切換スイッチＳＷ２を導通する。このため、電流測定器７１は電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと遮断され、定電流源７６から定電流(Ｉｒｅｆ)が電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓに流れる。
　したがって、温度検出モードでは、定電流源７６に基づく定電流(Ｉｒｅｆ)は、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓ、ボディ抵抗５０、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓを通ってバッテリ２１の負極に流れる。ここで、上述したように、ボディ抵抗５０の抵抗値(Ｒｂ)は温度依存性を有しているので、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓと制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子３１ｓの間の端子電圧(Ｖｓ)も温度依存性を有することになる。
　この時、図１３にあるように電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、「Ｖｓ＝Ｉｒｅｆ＊Ｒｂ」となる。ここで、「Ｒｂ」はボディ抵抗５０の抵抗値である。そして、このソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、後段の主電流温度補正部７３で使用される。
　ここで、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)の値が小さい場合は、ボディ抵抗５０の両端であるソース端子４９ｓとソース端子３１ｓの電圧を、電圧増幅器の反転入力(－)側と非反転入力(＋)側に入力して増幅することもできる。尚、ソース端子３１ｓの電圧が基準電圧となる。
　主電流温度補正部７３においては、マイクロコンピュータの制御機能によって温度補正が行われており、電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は、入出力回路のＡ/Ｄ変換器に入力される。そして、マイクロコンピュータの温度補正機能は、図１４のような制御を実行する。尚、実際は制御プログラムで制御が実行されるが、以下では制御機能ブロックとして説明する。
　まず、パワーデバイス３０のゲート信号に同期したテーブル切換信号が入力されると、切換機能部７８によって、温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)、或いは電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込む。
　温度検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオフされた状態にあるので、切換機能部７８は、温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)を取り込み、逆に電流測定部７１の出力電圧(Ｖｏ)は取り込まない。そして、温度検出モードでは電圧/温度変換機能部７９の制御機能を実行する。
　一方、電流検出モードでは、上述したようにパワーデバイス３０がオンされた状態にあるので、切換機能部７８は、電流検出モードでの出力電圧(Ｖｏ)を取り込み、逆に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９のソース端子４９ｓの端子電圧(Ｖｓ)は取り込まない。そして、電流検出モードでは電圧/電流変換機能部８０の制御機能を実行する。
　例えば、温度検出モードが選択された場合では、切換機能部７８は電圧/温度変換機能部７９の制御機能を実行して、端子電圧(Ｖｓ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定する。温度検出モードでの端子電圧(Ｖｓ)は、上述したように温度依存性を有している。
　したがって、図１５に示すような変換特性を備えた電圧/温度変換テーブルによって、端子電圧(Ｖｓ)からパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を推定することができる。尚、図１５に示す電圧/温度変換テーブルは、出力電圧(Ｖｏ)と温度(Ｔ)の関係を模式的に示したものである。
　電圧/温度変換テーブルは、ボディ抵抗５０、定電流電源７６の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/温度変換テーブルにおいては、横軸に端子電圧(Ｖｓ)を示し、縦軸にパワーデバイス３０の温度(Ｔ)を示している。そして、図４の特性から端子電圧(Ｖｓ)が小さい(＝ボディ抵抗(Ｒｂ)が小さい)ほど、パワーデバイス３０の温度が高くなる特性となっている。このため、縦軸のパワーデバイス３０の温度(Ｔ)は原点に近いほど温度が高くなっている。
　尚、この電圧/温度変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。この電圧/温度変換機能部７９で求められた温度(Ｔ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部８１で使用される。
　次に、電流検出モードが選択された場合では、切換機能部７８は電圧/電流変換機能部８０の制御機能を実行して、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定する。尚、この時の出力電圧(Ｖｏ)は、ボディ抵抗５０の影響を受けていない。
　したがって、図１６に示すような変換特性を備えた電圧/電流変換テーブルによって、出力電圧(Ｖｏ)から電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を推定することができる。尚、図１６に示す電圧/温度変換テーブルも、出力電圧(Ｖｏ)とセンス電流(Ｉｓ)の関係を模式的に示したものである。
　電圧/電流変換テーブルは、電流測定部７１の特性で決定される変換テーブルであり、この電圧/電流変換テーブルにおいては、横軸に出力電圧(Ｖｏ)を示し、縦軸に電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)を示している。
　センス電流(Ｉｓ)は上述したように、「Ｖｏ＝Ｉｓ＊Ｒｒｅｆ」の関係から求めることができる。つまり、出力電圧(Ｖｏ)が測定され、並列抵抗７５の抵抗値(Ｒｒｅｆ)が既知であるので、センス電流(Ｉｓ)を求めることができる。したがって、出力電圧(Ｖｏ)が大きいほど、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)が大きくなる特性となっている。
　この電圧/電流変換機能部８０で求められたセンス電流(Ｉｓ)の情報は、後段のセンス電流/主電流変換機能部６３で使用される。尚、この電圧/電流変換テーブルの特性は、実験的に求めた特性であっても良く、またシミュレーションで求めた特性であっても良く、更には換算式で求めた特性であっても良い。
　次に、センス電流/主電流変換機能部８１は、センス電流(Ｉｓ)の情報から主電流(Ｉｍ)を推定する制御機能を実行する。制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れる電流の分流比は予め決められているので、センス電流(Ｉｓ)がわかれば主電流(Ｉｍ)を推定することができる。
　したがって、図１７に示すような変換特性を備えたセンス電流/主電流変換テーブルによって、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９を流れるセンス電流(Ｉｓ)から、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１を流れる主電流を推定することができる。尚、図１７に示すセンス電流/主電流変換テーブルも、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を模式的に示したものである。
　センス電流/主電流変換テーブルは、電流検出用ＭＯＳＦＥＴ４９，及び制御用ＭＯＳＦＥＴ３１の特性で決定される変換テーブルであり、このセンス電流/主電流変換テーブルにおいては、横軸にセンス電流(Ｉｓ)を示し、縦軸に主電流(Ｉｍ)を示している。
　そして、センス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求める際に、電圧/温度変換機能部７９で求められたパワーデバイス３０の温度(Ｔ)の情報によって、主電流(Ｉｍ)を温度補正することができる。例えば、図１７の例は、センス電流(Ｉｓ)と主電流(Ｉｍ)の関係を示す電流特性を温度(Ｔ)によって補正したものであり、電流特性の傾きを温度(Ｔ)によって補正する例を示している。
　また、これとは別に、温度(Ｔ)に対応した温度補正係数をセンス電流(Ｉｓ)に乗算し、この温度補正されたセンス電流(Ｉｓ)から主電流(Ｉｍ)を求めることもでき、更にはセンス電流(Ｉｓ)から求められた主電流(Ｉｍ)に温度(Ｔ)に対応した温度補正係数を乗算して主電流(Ｉｍ)を温度補正して求めることもできる。
　尚、上述した電圧/温度変換テーブル、電圧/電流変換テーブル、及びセンス電流/主電流変換テーブルはそれぞれ別の変換テーブルとしているが、これらを統合した変換テーブルとしても良い。
　もちろん、第１の実施形態でも述べたように、本実施形態はパワーデバイス３０を流れる過電流を検出してパワーデバイス３０を保護する過電流検出装置にも適用できる。
　このように、本実施形態においては、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間の半導体基板の抵抗値が温度依存性を有しているのを利用し、制御用ＭＯＳＦＥＴ、及び電流検出用ＭＯＳＦＥＴがオフされている状態で、制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴのソース端子間に定電流源から所定の定電流を流し、この時の主制御用ＭＯＳＦＥＴと電流検出用ＭＯＳＦＥＴの夫々のソース端子間のソース端子電圧からパワーデバイスの温度を推定する構成とした。
　これによれば、温度検知ダイオードを使用せずにセンス電流を観測する電流センス素子の温度を正確に推定することができる。
　第１の実施形態、及び第２の実施形態では、電動モータを制御する電力変換装置について説明したが、これ以外の電力変換装置にも本発明は適用できる。例えば、電磁駆動機構に備えられた電磁コイルに流れる電流を制御するＭＯＳＦＥＴからなる電力変換装置において、ＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出してＭＯＳＦＥＴを保護する過電流検出装置にも適用できる。ここで、電磁駆動機構としては、例えば自動車に備えられている無段変速機(ＣＶＴ)の制御油量を調整する電磁流量制御弁があり、また、内燃機関の燃焼室に燃料を直接噴射する直噴式燃料噴射弁等がある。
　尚、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　３０…パワーデバイス、３１…制御用ＭＯＳＦＥＴ、３１ｄ…ドレイン端子、３１ｇ…ゲート端子、３１ｓ…ソース端子、４９…電流検出用ＭＯＳＦＥＴ、４９ｄ…ドレイン端子、４９ｇ…ゲート端子、４９ｓ…ソース端子、５０…ボディ抵抗、５１…主電流検出部、５２…電流測定部、５３…測定電圧切換部、５４…主電流温度補正部、５５…演算増幅器、５６…並列抵抗、５７…測定電源、５８…電源切換用スイッチ、５９…抵抗、６０…切換機能部、６１…電圧/温度変換機能部、６２…電圧/センス電流変換機能部、６３…センス電流/主電流変換機能部。

Claims (15)

  1. 　パワーデバイスに流れる電流を推定する電流検出部を備えた電力変換装置において、
    　前記パワーデバイスは、半導体基板に形成された少なくとも、主制御素子と、前記主制御素子と電気的に並列接続された電流センス素子からなり、
    　前記電流検出部は、前記主制御素子、及び前記電流センス素子がオフされている状態で、前記主制御素子と前記電流センス素子のソース端子の間に所定の測定電圧を印加し、この時の前記主制御素子と前記電流センス素子の夫々の前記ソース端子の間に流れる電流から前記パワーデバイスの温度を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記主制御素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、制御用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、前記電流センス素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、電流検出用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、
    　前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子は、前記半導体基板によって形成された温度依存性抵抗(以下、ボディ抵抗と表記する)によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記ボディ抵抗は、前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子が接続されたＰ層と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子が接続されたＰ層から形成されており、夫々の前記Ｐ層は共通のＰ層である
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出部は、前記パワーデバイスを制御するゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
    　前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記電流検出部は前記ボディ抵抗を流れる電流に基づいて前記パワーデバイスの温度を推定し、
    　前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流検出部は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流と前記パワーデバイスの前記温度の情報に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記パワーデバイスがオフされる前記温度検出モードに対応して、前記測定電圧が前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子に印加される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子には、電流測定部と測定電圧切換部が接続されており、
    　前記電流測定部は、演算増幅器、及び前記演算増幅器の出力部と反転入力(－)側とを接続する並列抵抗からなり、
    　前記演算増幅器の前記反転入力(－)側は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子に接続され、前記演算増幅器の非反転入力(＋)側は前記測定電圧切換部に接続されて前記測定電圧が印加される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項６に記載の電力変換装置において、
    　前記演算増幅器の前記出力部には、前記温度検出モードにおける前記ボディ抵抗を流れる電流に基づいた第１の出力電圧が出力され、前記電流検出モードにおける前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れる電流に基づいた第２の出力電圧が出力される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項７に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出部は主電流温度補正部を備え、前記電流測定部から前記主電流温度補正部に前記第１の出力電圧と前記第２の出力電圧が入力され、
    　前記主電流温度補正部は、前記第１の出力電圧から前記パワーデバイスの前記温度を推定し、前記第２の出力電圧から前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流を推定し、前記パワーデバイスの前記温度の情報と前記センス電流に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項６に記載の電力変換装置において、
    　前記電流測定部を構成する前記演算増幅器に並列に接続された前記並列抵抗は、前記パワーデバイスの温度によって抵抗値が可変とされている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９に記載の電力変換装置において、
    　前記演算増幅器に並列に接続された前記並列抵抗は、前記パワーデバイスの温度が低いほど抵抗値が大きく設定される
    ことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　パワーデバイスに流れる電流を推定する電流検出部を備えた電力変換装置において、
    　前記パワーデバイスは、半導体基板に形成された少なくとも、主制御素子と、前記主制御素子と電気的に並列接続された電流センス素子からなり、
    　前記電流検出部は、前記主制御素子、及び前記電流センス素子がオフされている状態で、前記主制御素子と前記電流センス素子のソース端子の間に定電流源から所定の定電流を流し、この時の前記主制御素子と前記電流センス素子の夫々の前記ソース端子間の端子電圧から前記パワーデバイスの温度を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　前記主制御素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、制御用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、前記電流センス素子はＭＯＳＦＥＴ(以下、電流検出用ＭＯＳＦＥＴと表記する)から形成され、
    　前記制御用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子は、前記半導体基板によって形成された温度依存性抵抗(以下、ボディ抵抗と表記する)によって接続されている
    ことを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１２に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出部は、前記パワーデバイスを制御するゲート信号に対応して、電流検出モードと温度検出モードを実行し、
    　前記ゲート信号がオフ状態の前記温度検出モードでは、前記電流検出部は前記ボディ抵抗と、前記ボディ抵抗を流れる前記定電流から定まる前記端子電圧に基づいて前記パワーデバイスの温度を推定し、
    　前記ゲート信号がオン状態の前記電流検出モードでは、前記電流検出部は前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流と前記パワーデバイスの前記温度の情報に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項１２に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子には、前記定電流源と電流測定部が電流切換部を介して接続されており、
    　前記パワーデバイスのゲート信号に対応して前記電流切換部は、
    　前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記定電流源とを導通している時は、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記電流測定部とを不導通として、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴと前記制御用ＭＯＳＦＥＴの夫々の前記ソース端子間の前記端子電圧を出力し、
    　前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記定電流源とを不導通としている時は、前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴの前記ソース端子と前記電流測定部とを導通して、前記電流測定部によって出力電圧を出力する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  15. 　請求項１４に記載の電力変換装置において、
    　前記電流検出部は主電流温度補正部を備え、前記主電流温度補正部には前記端子電圧と前記出力電圧が入力されていると共に、
    　前記主電流温度補正部は、前記端子電圧から前記パワーデバイスの前記温度を推定し、前記出力電圧から前記電流検出用ＭＯＳＦＥＴを流れるセンス電流を推定し、前記パワーデバイスの前記温度の情報と前記センス電流に基づいて前記制御用ＭＯＳＦＥＴを流れる前記主電流を推定する
    ことを特徴とする電力変換装置。
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