JP2023132746A - パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定する電流検出装置及び電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置２０において、電流検出装置５０は、感温素子４４の出力に基づいて、パワーデバイスのセンス素子４２の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部６４と、パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部５３と、センス素子温度及び基準温度に基づいて、メイン素子４３の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定器６２と、センス素子が検出したセンス電流値と、センス素子温度及びメイン素子温度に基づいて、メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定器６３と、を備える。メイン素子温度推定器は、メイン素子の発熱に対するセンス素子の相互熱インピーダンスとメイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、メイン素子温度を推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置に関する。

脱炭素社会の実現や排ガスによる大気汚染への対策を背景に、自動車の電動化の取り組みが注目されている。電気自動車やハイブリッド自動車において駆動輪の回転に使用されるモータにおいては、小型で高トルクが出せることから、回転子に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石型同期モータが使用されている。自動車においては乗り心地や車内の静粛性の観点からトルクを高効率且つきめ細かく制御することが求められており、そのためのモータ制御方式としてベクトル制御が一般的に使用されている。

ベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により生成するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ信号を生成してインバータのパワーデバイスを駆動している。このときＰＷＭ信号はインバータ出力電流測定値を使用して演算し、実際の電流が指令値に追従するように制御する。そのためインバータ出力電流を測定する電流センサが必要である。

よく使用される測定方法としてインバータ出力部にホール素子方式の電流センサを設置し、電流によって発生する磁界を電圧に変換して検出する方法がある。

別の測定方法としてパワーデバイスを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのようなパワー半導体素子の同一チップ上に、電流検出専用のセンス素子を設け、そのセンス素子を流れる電流（センス電流）を検出してパワー半導体素子（以下、メイン素子）に流れる電流（以下、メイン電流）を推定している。このような電力変換回路は、例えば特許文献１に開示されている。特許文献１は通電によるパワー半導体素子の自己発熱でチップ内の温度が不均一になることを考慮し、メイン素子とセンス素子の温度差によるセンス比のずれを補正することで高精度に電流を推定する方法について記載している。

特許文献２は感温素子としてパワー半導体のボディ抵抗の温度特性を使用する方法について記載している。

特開２０２１－９７４３５号公報 特開２０２１－３５２３２号公報

特許文献１では、動作中の発熱によるメイン素子とセンス素子の温度差ΔＴを推定するために、メイン素子の損失Ｑと、熱源（メイン素子の損失）からメイン素子への熱伝達インピーダンスＺ_Ｍと、熱源からセンス素子への熱伝達インピーダンスＺ_Ｓを予め取得してメモリに格納する。このとき周波数領域ｓにおいて（１）式からメイン素子とセンス素子の温度差ΔＴを算出することができる。

特許文献１には更に、（２）式、（３）式に従い、メイン素子とセンス素子の温度差ΔＴをもとにずれを補正したセンス比Ｍ_ｒｅａｌを算出し、（４）式によりセンス電流からメイン電流を推定することが記載されている。

なおこれらの式において、ΔＴはメイン素子温度Ｔ_Ｍとセンス素子の温度Ｔ_Ｓの温度差、Ｍ_ｒｅａｌは温度差ΔＴによるずれを補正したセンス比、Ｍ_０はメイン素子温度Ｔ_Ｍ＝センス素子の温度Ｔ_Ｓの環境で事前に測定したセンス比、Ｉ_Ｍ＿Ｅはメイン電流推定値、Ｉ_Ｓはセンス電流である。

しかし特許文献１の手法では、事前に取得する損失Ｑの測定に関し、以下の２つの課題がある。１つは損失の測定誤差によるメイン電流推定精度の悪化である。特にスイッチング時に発生するスイッチング損失の測定は電流、電圧プローブの個体差や、電流の変化に伴い発生する磁気ノイズの影響を受けやすく、大きな誤差が含まれる場合がある。損失誤差の影響は（１）式～（４）式のメイン電流に換算する過程で軽減するため、大幅なメイン電流の推定誤差は発生しない（一例ではスイッチング損失測定誤差に対するメイン電流推定誤差は１％以下の見積もり）。しかし車では乗り心地の観点から高精度なトルク制御が求められるため、１％以下の電流誤差も無視できない場合がある。

２つ目の課題として、損失を取得するための開発工数の増加がある。損失データは温度、電圧、電流、ゲート駆動条件などによって変化するため、予め製品で使用する際に想定される種々の使用条件で広く損失テーブルデータを取得し、メモリに格納する必要があり、評価やマイコンへの実装の工数が増加する。

また、開発の途中や製品化後にテーブルデータの範囲外に使用条件（例えばゲート駆動条件）を変更する必要が出てきた場合、損失データの追加評価、実装、電流推定精度の検証工程を実施するため更に工数が増加する。したがって開発期間の増加や、使用条件の柔軟な変更が困難になる場合がある。

以上のことから本発明においては、上記損失データ取得に伴う課題を改善し、センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定することができるパワーデバイスの電流検出装置を提供することを目的とする。

以上のことから本発明においては「メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスの電流検出回路であって、感温素子の出力に基づいて、センス素子の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部と、パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部と、センス素子温度および基準温度に基づいて、メイン素子の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定部と、センス素子が検出したセンス電流値と、センス素子温度と、メイン素子温度と、に基づいて、メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定部と、を備え、メイン素子温度推定部は、メイン素子の発熱に対するセンス素子の相互熱インピーダンスとメイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、前記メイン素子温度を推定することを特徴とするパワーデバイスの電流検出装置。」としたものである。

また本発明は、「メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスと、パワーデバイスのゲートを駆動する制御回路を備える電力変換装置であって、制御回路は、パワーデバイスの電流検出装置により推定したメイン電流推定値に応じて前記パワーデバイスのゲート信号を生成し、前記パワーデバイスのゲートを駆動することを特徴とする電力変換装置。」としたものである。

本発明によれば、センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定することができる。

さらに本発明の実施例によれば、損失データ取得のための製品開発工数を削減し、開発期間の短縮や使用条件に合わせた柔軟な設計変更を可能にする。以下、実施例の説明において発明の原理と効果の詳細について述べる。

本発明の実施例１に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 両面冷却方式のパワーデバイスの断面構造例を示す図。 パワー半導体平面例を示す図。 パワーデバイス断面と熱等価回路を示す図。 図３ｂの熱等価回路に熱の流れ方向を追加記載して纏めた図。 メイン電流とセンス素子温度Ｔ_Ｓの時間関係を示す図。 センス素子温度Ｔ_Ｓとセンス比Ｍ_ｒｅａｌの関係を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 本発明の実施例２に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 本発明の実施例３に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 ハイブリッド方式の自動車のシステム構成例を示す図。 システム中の電力変換装置２０の一回路構成を示す図。

以下、本発明の実施例について、図面を用いて説明する。

なお実施例の説明に入る前に、図を用いて、本発明を適用するに好適な電力変換装置の適用事例及び電力変換装置の構成例について説明する。

本発明に係るパワー半導体の電流検出装置は、一般的な電力変換装置に適用が可能であるが、典型的に近年ではハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能であることから、以下では、その一例としてハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。但し、電力変換装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、これら以外の産業機器に使用される電動機の電力変換装置に使用できるのはもちろんである。

図１２はハイブリッド方式の自動車のシステム構成例を示しており、内燃機関１０、及びモータジェネレータ１１は自動車の走行用トルクを発生する動力源である。また、モータジェネレータ１１は、電動機として回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータ１１に加えられる機械エネルギである回転力を電力に変換する発電機能を有している。このように、モータジェネレータ１１は、自動車の運転方法により電動機としても発電機としても動作する。

内燃機関１０の出力は、動力分配機構１２を介してモータジェネレータ１１に伝達され、動力分配機構１２からの回転トルク、或いはモータジェネレータ１１が発生する回転トルクは、トランスミッション１３、及びデファレンシャルギア１４を介して車輪１５に伝達される。

一方、回生制動の運転時には、車輪から回転トルクがモータジェネレータ１１に伝達され、伝達された回転トルクに基づいてモータジェネレータ１１は交流電力を発生する。発生した交流電力は電力変換装置２０により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ２１を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。

電力変換装置２０は、インバータ回路２２、平滑コンデンサ２３を備える。インバータ回路２２は平滑コンデンサ２３を介してバッテリ２１と電気的に接続されており、バッテリ２１とインバータ回路２２とで相互に電力の授受が行われる。平滑コンデンサ２３は、インバータ回路２２に供給される直流電力を平滑化する。

電力変換装置２０のインバータ回路２２の制御回路２４は、通信用のコネクタ２５を介して上位の制御装置から指令を受けたり、上位制御装置に動作状態を表すデータを送信する。制御回路２４は、入力される指令に基づいて、モータジェネレータ１１の制御量を演算し、この演算結果に基づいて制御信号を発生してゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。この制御信号に基づいてゲート駆動回路２６が、インバータ回路２２を制御するための駆動信号を発生する。

モータジェネレータ１１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路２２はバッテリ２１から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、モータジェネレータ１１に供給する。モータジェネレータ１１とインバータ回路２２からなる駆動機構は、電動／発電ユニットとして動作する。

図１３は、システム中の電力変換装置２０の一回路構成を示す図である。以下の説明では、ＭＯＳＦＥＴを使用したパワーデバイスの例を説明する。電力変換装置２０は、パワーデバイス３０を構成する制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及びダイオード３２を備えてなる上アーム及び下アームを、交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して備えている。これらの３相の上下アームはインバータ回路２２を構成する。ここで、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、センス素子との関係で「主制御素子」として表記することもある。

上アームの制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は平滑コンデンサ２３の正極側のコンデンサ端子に、下アームのＭＯＳＦＥ３１のソース端子は平滑コンデンサ２３の負極側のコンデンサ端子にそれぞれ電気的に接続されている。このように制御用ＭＯＳＦＥＴ３１はドレイン端子、ソース端子、ゲート端子を備えている。また、ダイオード３２がドレイン端子とソース端子との間に電気的に並列接続されている。

ゲート駆動回路２６は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子と、ゲート端子との間に設けられ、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１をオン、オフ制御する。インバータの制御回路２４は、複数のゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。

下アームのパワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と並列に配置された電流検出用のセンス素子が設けられている。このセンス素子もＭＯＳＦＥＴから構成されており、そのソース端子に流れるセンス電流は電流検出回路３３へ入力される。そして、電流検出回路３３で検出された電流、及びこれとは別に測定された電圧とを基に、回転子速度と磁極位置を演算し、これらを使って回転トルクと回転速度を制御している。

このように、インバータ回路２２の制御回路２４は上位制御装置から制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路２２の上アーム、及び下アームを構成するバワーデバイス３０を制御する制御信号を発生し、この制御信号をゲート駆動回路２６に供給する。ゲート駆動回路２６は制御信号に基づき各相の上アーム、及び下アームを構成するパワーデバイス３０を駆動するための駆動信号を各相のパワーデバイス３０に供給する。

パワーデバイス３０の制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート駆動回路２６からの駆動信号に基づき、オン、或いはオフ動作を行い、バッテリ２１から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータ１１に供給される。このような構成の電力変換装置は既に良く知られている。

なお、インバータの構成例は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴでも良い。半導体材料もＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ、酸化ガリウムなど変わっても適用できる。ハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、電力変換装置全般に使用できる。さらに電気自動車の構成例は、ハイブリッドだけでなく内燃機関の無いＥＶにも適用できる。

本発明は例えば上記のような電力変換装置に適用可能であるが、これに限定されず広く利用可能である。

図１は、本発明の実施例１に係るパワー半導体の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示している。この図１において、電力変換装置２０は、パワーデバイス３０と、これを制御する制御回路２４（多くの場合にマイクロコントローラユニットＭＣＵで実現される）により構成され、パワー半導体の電流検出装置５０は、電気回路でハード的に構成された領域と、ＭＣＵ内にソフト的に構成された領域の組み合わせで実現されている。なお、図１では省略されているが、インバータ回路２２が複数のパワーデバイス３０の電気的な接続によって構成されている。例えば図１３に示されるような３相インバータ回路の場合、２個のパワーデバイス３０の直列接続によってインバータ回路の１相が構成され、１相の回路を３相並列接続することによってインバータ回路２２が構成される。

このうちパワーデバイス３０は、メイン素子４３、センス素子４２、及びセンス素子温度によってボディ抵抗が変化する感温素子４４を有するパワー半導体１３０を主たる要素として構成されている。

マイクロコントローラユニット（以下ＭＣＵという）２４には、本発明の実施例１に係るパワー半導体の電流検出装置５０の他に、インバータ回路２２の点弧制御装置などが収納されているが、図１では電流検出装置５０以外の構成要素の図示を割愛している。

電流検出装置５０は、最終的にメイン電流推定値を得るものであり、この推定演算のために、パワー半導体１３０のセンス電流を検知するセンス電流検出回路５１、感温素子４４によりセンス素子温度に相当するボディ抵抗を検知するセンス素子温度検出回路５２、メイン温度算出のための基準温度を基準温度点１２０から得る基準温度取得部５３を備え、ＭＣＵ２４の入力部に接続されている。

さらに電流検出装置５０はＭＣＵ２４内において、検出したボディ抵抗値（センス素子温度）からボディ抵抗温度特性データＤ１を参照してセンス素子温度Ｔ_Ｓを推定するセンス素子温度推定器６１と、センス素子温度Ｔ_Ｓと基準温度取得部５３で取得した基準温度から熱伝達関数データＤ２（ＺｔｈＭ／ＺｔｈＳ）を参照してメイン素子温度Ｔ_Ｍを推定するメイン素子温度推定器６２と、センス電流、センス素子温度Ｔ_Ｓ、メイン素子温度Ｔ_Ｍからオン抵抗温度特性データＤ３、センス比データＤ４を参照してメイン電流推定値を出力するメイン電流推定器６３を含んで構成され、ＭＣＵ２４はメイン電流推定値に基づきゲート信号を生成するゲート信号生成器６７を介して、ゲート信号をゲート駆動回路２６に与えて、パワーデバイス３０と、パワーデバイス３０を含むインバータ回路２２を点弧制御する。

図２は両面冷却方式のパワーデバイス３０の断面構造の例を示す。パワー半導体１３０である縦型ＭＯＳＦＥＴの両面（ソース電極、ドレイン電極）は、半田または焼結材２１６でそれぞれのリード端子（ソースリード端子２２１、ドレインリード端子２１７）と接続される。

リード端子２２１、２１７は、それぞれ絶縁シート２１４を挟んでフィン付きのベースプレート２１２に接続され、水冷ジャケット２１１内に挿入される。ベースプレート２１２と水冷ジャケット２１１で形成された水路に冷却液２１３を流すことで、パワー半導体１３０で発生した熱を両面から冷却する構成となっている。

実施例１では、基準温度として冷却液２１３の温度を取得する。このとき基準温度点１２０の位置は、図２に示した位置に限定されない。パワー半導体１３０と基準温度点１２０の間にパワー半導体以外の熱源からの熱の流入が無ければ（あるいはパワー半導体１３０の温度上昇への影響が無視できるほど小さければ）冷却液２１３のどの位置であっても良い。また１点である必要は無く、一定量域内（例えば水冷ジャケット２１１内）の平均温度であっても良い。

取得方法は基準温度点１２０に直接水温センサを取り付けても良いし、水冷ジャケット２１１やベースプレート２１２の一部、又は水冷ジャケット２１１外側の水路（例えばラジエータの出入口温度）に取り付けた水温センサ値から間接的に基準温度点１２０の温度を推定しても良い。

なお、本発明のＭＣＵ２４の範囲は図１の構成に限定されない。例えばセンス素子温度推定器６１やメイン素子温度推定器６２をＭＣＵ２４とは別の回路で構成してもよいし、ゲート駆動回路２６、センス電流検出回路５１、センス素子温度検出回路５２とＭＣＵ２４を１つの集積回路で一体化した構成であってもよい。また、特許文献２に記載されているようにセンス電流検出回路５１とセンス温度検出回路５２が共通の回路で構成され、ゲート信号と同期して検出対象を切り替える方式であってもよい。各ブロックの実装方法として様々な組み合わせが含まれる。

図１、図２に示した上記の構成においてメイン電流を推定する方法を詳細に説明する。図１の電力変換装置２０では、パワー半導体１３０がオン状態のときセンス電流をセンス電流検出回路５１で検出し、ＭＣＵ２４に出力する。パワー半導体１３０がオフ状態のとき（すなわちセンス電流が流れていないとき）、センス素子温度検出回路５２がボディ抵抗値を検出し、ＭＣＵ２４に出力する。また、基準温度取得部５３は図２に示す基準温度点１２０の冷却液２１３の温度をＭＣＵ２４に出力する。

これらのデータを得てＭＣＵ２４内では、センス素子温度推定器６１内のセンス素子温度推定部６４は予めメモリにテーブル形式で格納されたボディ抵抗の温度特性データＤ１を参照し、検出されたボディ抵抗値からセンス素子温度Ｔ_Ｓを推定する。

メイン素子温度推定器６２内のメイン素子温度演算部６５は、予めメモリに格納された熱伝達関数データＤ２（ＺｔｈＭ／ＺｔｈＳ）と、センス素子温度推定器６１で求めたセンス素子温度推定値Ｔ_Ｓと、基準温度取得部５３で取得した基準温度を使用し、後述の演算方法によりメイン素子温度Ｔ_Ｍを推定する。

メイン電流推定器６３内のメイン電流演算部６６は、予めメモリに格納されたセンス比テーブルデータＤ４、オン抵抗の温度特性テーブルデータＤ３を参照し、センス電流、センス素子温度Ｔ_Ｓ、メイン素子温度Ｔ_Ｍからメイン電流を推定する。

ゲート信号生成器６７はメイン電流推定値を使用してゲート信号をゲート駆動回路２６に出力し、ゲート駆動回路２６がパワー半導体１３０を駆動することでインバータ回路２２のリアルタイム制御を行う。

本発明は、図１の構成においてメイン素子温度推定器６２、メイン電流推定器６３の演算方法が新規なものであることから、以下においてはこれらにおける処理について詳細に説明する。

まずメイン素子温度推定器６２は、検出したセンス素子温度Ｔ_Ｓと検出した基準温度からメイン素子の平均温度を推定する役割を持つ。メイン素子温度Ｔ_Ｍの演算方法について詳細に説明する。

図３ａは、パワー半導体の平面図、図３ｂはパワーデバイス断面と熱等価回路を示しており、図２のパワーデバイスに対応している。

このうち図３ａのパワー半導体平面図上には、メイン素子ソースパッド１３１、ゲートパッド１３２、ケルビンソースパッド１３３、センス素子ソースパッド１３４が配置されており、この平面領域におけるメイン素子ソースパッド１３１とセンス素子ソースパッド１３４を含むＡ－Ａ断面が図３ｂとして示されている。

図３ｂのパワーデバイス断面には、図２のパワーデバイス断面のうち、パワー半導体１３０から水冷ジャケット２１１に至る片面の断面構造を示しており、かつパワー半導体１３０から水冷ジャケット２１１に至る伝熱の熱等価回路を説明の容易化のために単純化して示している。

なおパワー半導体１３０内には、メイン素子領域１４１とセンス素子領域１４２があり、ここでは、基準温度点１２０で計測した冷却液２１３の温度である規準温度Ｔ_Ｒｅｆと、センス素子温度推定器６１で求めたセンス素子領域１４２におけるセンス素子温度推定値Ｔ_Ｓから、メイン素子領域１４１内の平均温度であるメイン素子温度Ｔ_Ｍを推定しようとしている。

この熱等価回路は、パワー半導体１３０のメイン素子の発熱Ｑが直接メイン素子領域１４１内のメイン素子温度Ｔ_Ｍに作用し、またこの発熱Ｑが熱インピーダンスＺ_Ｓｈを介してセンス素子領域１４２におけるセンス素子温度推定値Ｔ_Ｓに作用するとともに、他方においてこの発熱Ｑが冷却液２１３における冷却熱にインピーダンスＺ_ｃｏｍ、Ｚ_Ｍｖ、Ｚ_Ｓｖを介して作用するときの熱の流れを示している。

熱等価回路についてさらに詳細に説明する。まずメイン素子の発熱Ｑに対しメイン素子とセンス素子が熱インピーダンスで接続されている。Ｚ_Ｓｈはメイン素子領域１４１とセンス素子領域１４２間のパワー半導体平面方向の熱インピーダンス、Ｚ_Ｍｖ、Ｚ_Ｓｖはそれぞれメイン素子、センス素子の縦方向の熱インピーダンス、Ｚ_ｃｏｍはメイン素子、センス素子から基準温度点１２０までの内、メイン素子、センス素子共通の熱インピーダンスをそれぞれ示している。

このときメイン素子温度Ｔ_Ｍ、センス素子温度Ｔ_Ｓ、基準温度Ｔ_Ｒｅｆは（５）、（６）式の関係で表される。

図４は、図３ｂの熱等価回路に熱の流れ方向を追加記載して纏めた図である。なおこの図４及び（５）、（６）式において、Ｒはメイン素子の発熱Ｑがセンス素子に流れる比率を表している。このとき（５）、（６）式右辺のＱ以外の項はパワーデバイスの構造で決まる固有の熱インピーダンスＺ_{Ｍ―Ｒｅｆ}、Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}とみなすことができるので、（７）、（８）、（９）、（１０）式に書き換えることができる。

これらの式においてＺ_{Ｍ―Ｒｅｆ}はメイン素子自身の発熱による温度上昇を表すことから自己熱インピーダンスと呼称し、Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}はメイン素子の発熱に対するセンス素子の温度上昇を表すことから相互熱インピーダンスと呼称するものとする。

（９）、（１０）式の定義よりＺ_{Ｍ―Ｒｅｆ}、Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}はメイン素子温度Ｔ_Ｍ、センス素子温度Ｔ_Ｓ、基準温度Ｔ_Ｒｅｆと発熱Ｑの関係を測定することにより、予め取得することができる。なお、特許文献２においては（７）式、（８）式の差をとることでＴ_Ｒｅｆの項を除去し、（１）式に示す発熱（∝損失）Ｑと熱インピーダンスの差（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）―（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）からΔＴ＝Ｔ_Ｍ－Ｔ_Ｓを算出したため、損失取得に伴う課題が発生していた。

そこで本発明では（７）式と（８）式の比をとることで発熱Ｑを除去し、（１１）式に示すように熱インピーダンス比（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）／（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）とセンス素子温度Ｔ_Ｓと基準温度Ｔ_Ｒｅｆからメイン素子温度Ｔ_Ｍを推定する。これにより損失取得に伴う誤差の影響無くメイン素子温度を推定することができる。

なお、両面冷却構造や３次元構造を考慮すると図３、図４に示す熱等価回路図より複雑な回路となるが、メイン素子温度Ｔ_Ｍ、センス素子温度Ｔ_Ｓ、基準温度Ｔ_Ｒｅｆ間にＱ以外の熱源からの熱の流入が無ければ（あるいはメイン素子温度Ｔ_Ｍ、センス素子温度Ｔ_Ｓの上昇への影響が無視できるほど小さければ）（７）式～（１０）式の形式で表すことができる。したがって（１１）式を利用した本発明を適用することができる。

次に、図１のメイン電流推定器６３の演算方法について説明する。メイン電流推定器６３の処理は特許文献１のセンス比の補正処理と類似している。すなわち予め取得したメイン素子温度とセンス素子温度が等しいとき（温度差ΔＴ＝０）のセンス比データＭ_０を、動作中の温度差と、予め取得したオン抵抗温度特性データと、（２）（３）式から補正し、補正済みセンス比Ｍ_ｒｅａｌを算出する。センス電流とセンス比Ｍ_ｒｅａｌから（４）式を使用してメイン電流推定値Ｉ_Ｍ－Ｅを出力する。

特許文献１と本発明の違いは温度差ΔＴ算出に使用するメイン素子温度を、（１）式ではなく（１１）式から算出している事である。（１１）式の実施にあたり、熱インピーダンスの実装方法は特許文献２に記載の方法と同様に伝達関数を使用する。熱インピーダンス比（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）、（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）は熱抵抗と熱容量の熱回路ネットワークで構成されるため、熱パルスの時間変化Ｑ（ｔ）に対して時間遅れの応答成分（すなわち周波数応答）を持つ。メイン素子温度Ｔ_Ｍを推定する際も周波数応答を考慮する必要があるため、予め熱パルスの時間変化Ｑ（ｔ）の熱パルス幅に対するＴ_Ｍ―Ｔ_Ｒｅｆ、Ｔ_Ｍ―Ｔ_Ｒｅｆの応答を取得し、ｓ領域で周波数応答を表す熱伝達関数Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}（ｓ）、Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}（ｓ）に変換しておく。

このように熱インピーダンス比（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）／（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）を熱伝達関数データＤ２としてメモリに格納しておくことで、このような時間遅れの応答を考慮してメイン電流を推定することができる。伝達関数の演算処理をＭＣＵ１２４で実行する方法は、ディジタルフィルタとして実装する方法がよく知られている。

次に、センス比Ｍ_ｒｅａｌが基準温度に対して時間遅れの応答成分を持つことにより、ヒステリシス性を示す計算結果の例について説明する。図５ａは、メイン電流とセンス素子温度Ｔ_Ｓの時間関係を示している。パワーデバイスに流すメイン電流を直流から間欠パルスに変更した時の、センス素子温度Ｔ_Ｓの時間変化を表している。また図５ｂは、センス素子温度Ｔ_Ｓとセンス比Ｍ_ｒｅａｌの関係を示す図である。

これらによれば、図５ａの期間（Ｉ）はパワーデバイスに外部電流源から一定値のメイン電流を流し続け、センス素子温度Ｔ_Ｓが定常状態に達している状態、期間（ＩＩ）は電流源をＯＮ／ＯＦＦパルスとして与え、通電期間が減るためにセンス素子温度Ｔ_Ｓが下がっている状態、期間（ＩＩＩ）は再び一定値のメイン電流を流し、センス素子温度が上昇している状態を示している。

期間（ＩＩ）（ＩＩＩ）のように発熱の変化によりパワー半導体の温度変化があると、メイン素子温度Ｔ_Ｍとセンス素子温度Ｔ_Ｓの時間応答が異なるためセンス比Ｍ_ｒｅａｌがずれる。例えばメイン素子温度Ｔ_Ｍの時間応答がセンス素子より速い場合、図５（ｂ）に示すように温度低下中はメイン素子温度Ｔ_Ｍの方が速く温度が低下するためオン抵抗が下がり、（２）（３）式によりセンス比Ｍ_ｒｅａｌが増加する。同じ原理で温度上昇中はセンス比Ｍ_ｒｅａｌが減少する。

このようにセンス素子温度Ｔ_Ｓの変化に対してセンス比Ｍ_ｒｅａｌがヒステリシス性を示す。同様に基準温度の変化に対してもセンス比Ｍ_ｒｅａｌがヒステリシス性を示す。このような時間遅れの応答を考慮するために熱伝達関数を使用してメイン素子温度Ｔ_Ｍを推定するのがよい。

上記の実施例１の構成は損失を使用しないため、損失取得時の測定誤差の影響なく高精度にメイン電流を推定することができる。更に損失データ取得のための製品開発工数を削減し、開発期間の短縮や使用条件に合わせた柔軟な設計変更を可能にする。

なお、本発明の実現にあたり、いくつかの変更、代案の採用が可能である。まず本実施例では水冷方式を前提として冷却液２１３を冷媒とする例について説明したが、空冷やヒートパイプなどの冷媒として気体を利用する冷却方式であってもよい。

またパワー半導体１３０の基準温度点１２０の設定位置、手法に関して、図１以外の個所あるいは手法としてもよい。図６は、ベースプレート２１２の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図７は、絶縁シート２１４の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図８は、リード端子１２１の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図９は、パワー半導体１３０上の感温ダイオード４５の順方向電圧ＶＦを、基準温度取得部５３であるＶＦ検出回路で測定し、基準温度として使用する例である。

実施例１では、基準温度は、基準温度取得部５３で得た値をそのまま利用して数式展開して、メイン電流を推定している。これに対し、実施例２では、基準温度の時系列的変化を加味した処理を実施するものである。

実施例２では、基準温度として１サンプリング周期前のセンス素子温度、メイン素子温度を使用する。１サンプリング周期前のメイン素子温度、発熱、基準温度（例えば冷却液温）をそれぞれＴ_{Ｍ（ｎ－１）}、Ｑ_{（ｎ－１）}、Ｔ_{Ｒｅｆ（ｎ－１）}、現在の周期のメイン素子温度、発熱、基準温度をＴ_Ｍ（ｎ）、Ｑ_（ｎ）、Ｔ_{Ｒｅｆ（ｎ）}、メイン素子と基準温度の熱インピーダンスをＺ_{Ｍ―Ｒｅｆ}とおくと、（１２）（１３）式が成り立つ。

さらに（１２）（１３）式は、基準温度を一定値Ｔ_Ｒｅｆに制御できる場合、あるいは基準温度の変化が無視できるほど小さい場合、以下の式（１４）、（１５）で表すことができる。

（１４）式ー（１５）式を演算して、基準温度Ｔ_Ｒｅｆを除去すると（１６）式となる。

またセンス素子に対しても同様に（１７）式が成り立つ。

次に（１６）式／（１７）式を演算して、発熱Ｑを除去すると、現在の周期のメイン素子温度Ｔ_Ｍ（ｎ）を（１８）式で算出することができる。

（１８）式はセンス素子温度の変化量から、熱インピーダンス比（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）／（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）を使用してメイン素子温度Ｔ_Ｍの変化量を推定する関係式とみなすことができる。また別の見方として、実施例１の（１１）式と類似の形式であることから、１サンプリング周期前のセンス素子温度とメイン素子温度を基準温度Ｔ_Ｒｅｆ１、Ｔ_Ｒｅｆ２とし、メイン素子温度を推定する式とみなすことができる。

（１８）式では初期値が定まらないため、動作開始時は自己発熱によるメイン素子とセンス素子の温度差は無いものとみなし、以下の（１９）式のように処理する。但し、Ｔ_{Ｓ－ｉｎｉｔｉａｌ}は、動作開始時のセンス素子温度検出値である。

なお、熱インピーダンス比（Ｚ_{Ｍ―Ｒｅｆ}）／（Ｚ_{Ｓ―Ｒｅｆ}）を測定するための基準温度Ｔ_Ｒｅｆは冷却液温でなくてもよい。実施例１と同様にＴ_Ｍ、Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｒｅｆ間にパワー半導体の発熱Ｑ以外の熱源からの熱の流入が無いこと（すなわち（１２）（１３）式が成立すること）。また実施例１との違いとして、温度が一定であることを満たしていれば（１８）式が成立し、実施例２の方式を適用することができる。

図１０は本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す。実施例１の構成である図１との違いは基準温度取得部５３が１サンプリング周期前のセンス素子温度Ｔ_Ｓとメイン素子温度Ｔ_Ｍを取得し、メモリに格納している点である。すなわちセンス素子温度推定器６１とメイン素子温度推定器６２が算出したセンス素子温度Ｔ_Ｓとメイン素子温度Ｔ_Ｍをメモリに格納しておき、次のサンプリング周期において（１８）式の演算に使用するようにしたものである。

本実施例の構成とすることで、実施例１のようなパワーデバイスの基準温度を取得するための基準温度点や検出回路の作成が不要になるという効果を奏することができる。

実施例３では、基準温度として複数並列接続されたパワー半導体の温度を使用する。

図１１はパワーデバイス３０内にパワー半導体１３０Ａ、１３０Ｂを２チップ並列接続した場合の、電力変換装置の構成例を示している。パワー半導体１３０Ａのセンス素子４２Ａと感温素子４４Ａは実施例１と同様にセンス電流、センス素子温度の検出に使用される。

これに対してパワー半導体１３０Ｂのセンス素子４２Ｂと感温素子４４Ｂは、感温素子４４Ｂを基準温度点１２０として取り扱うことで、基準温度の検出に使用される。基準温度取得部５３（センス素子温度検出回路２）がセンス素子のボディ抵抗２を検出し、基準温度信号としてＭＣＵ２４に出力する。ＭＣＵ２４のセンス素子温度推定器において予めメモリに格納されたボディ抵抗の温度特性テーブルデータを参照し、検出されたボディ抵抗２の値から基準温度を推定する。その他の構成の説明は実施例１と同様であるため省略する。

実施例３のメイン素子温度推定器６２の推定方法について説明する。パワー半導体１３０Ａのメイン素子温度、センス素子温度をそれぞれＴ_Ｍ１、Ｔ_Ｓ１パワー半導体１３０Ｂのメイン素子温度、センス素子温度をＴ_Ｍ２、Ｔ_Ｓ２とおくと、（７）式～（１０）式と同様の考え方で（２０）式～（２３）式の関係が成り立つ。

ここでＱは並列チップの発熱量の合計を表す。Ｚ_{Ｍ１－Ｓ２}、Ｚ_{Ｓ１－Ｓ２}はパワーデバイスの構造によって決まる熱インピーダンスで、（２２）（２３）式の関係から予め測定しておくことができる。（２０）式／（２１）式よりＱを除去すると（２４）式の関係が得られる。

したがってＴ_Ｓ２を基準温度Ｔ_Ｒｅｆとみなすことで実施例１の（１１）式と同じ形となり、基準温度からメイン素子温度１（Ｔ_Ｍ１）を算出することができる。

また、パワー半導体１３０Ａとパワー半導体１３０Ｂの温度の役割を入れ替えて、センス素子温度１（Ｔ_Ｓ１）を基準温度とみなし、（２５）式からメイン素子温度２（Ｔ_Ｍ２）を算出することもできる。

メイン素子温度推定器で出力するメイン素子温度推定値は、Ｔ_Ｍ１、Ｔ_Ｍ２のいずれかを演算して出力しても良いし、Ｔ_Ｍ１、Ｔ_Ｍ２の平均値を演算して出力しても良い。

なお、図１１は２チップ並列接続の例で説明したが、本実施例は３チップ以上の複数並列接続した場合でも適用することができる。例えばＮチップ並列接続された内のＮ－１チップを図１１のパワー半導体１３０Ａとみなし、残りの１チップをパワー半導体１３０Ｂとみなしてもよい。

２２：インバータ回路
２４：制御回路、マイクロコントローラユニット
２６：ゲート駆動回路
３０：パワーデバイス
４２：センス素子
４３：メイン素子
４４：感温素子
５０：電流検出装置
５１：電流検出回路
５２：センス素子温度検出回路
５３：基準温度取得部
６１：センス素子温度推定器
６２：メイン素子温度推定器
６３：メイン電流推定器
６７：ゲート信号生成器
１３０：パワー半導体
１２０：基準温度点

Claims (10)

1. メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記感温素子の出力に基づいて、前記センス素子の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部と、
   前記パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部と、
   前記センス素子温度および前記基準温度に基づいて、前記メイン素子の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定部と、
   前記センス素子が検出したセンス電流値と、前記センス素子温度と、前記メイン素子温度と、に基づいて、前記メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定部と、を備え、
   前記メイン素子温度推定部は、前記メイン素子の発熱に対する前記センス素子の相互熱インピーダンスと前記メイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、前記メイン素子温度を推定することを特徴とするパワーデバイスの電流検出装置。
2. 請求項１に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記メイン素子温度推定部は、前記センス素子温度と前記基準温度との温度差と、前記熱インピーダンス比との積に基づいて、前記メイン素子温度を推定するパワーデバイスの電流検出装置。
3. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスを冷却する冷媒温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
4. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスに搭載されるサーミスタ温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
5. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスのベースプレート温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
6. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスの絶縁体温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
7. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスの端子温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
8. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、１サンプリング周期以上前の前記センス素子温度および前記メイン素子温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
9. 請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
   前記センス素子温度推定部は前記パワーデバイス内に複数並列接続された一部のパワー半導体の感温素子の温度を取得し、
   前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイス内に複数並列接続された残りの一部のパワー半導体の感温素子の温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
10. メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスと、前記パワーデバイスのゲートを駆動する制御回路を備える電力変換装置であって、
    前記制御回路は、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のパワーデバイスの電流検出装置により推定したメイン電流推定値に応じて前記パワーデバイスのゲート信号を生成し、前記パワーデバイスのゲートを駆動することを特徴とする電力変換装置。

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