JP2020141457A - 電力変換装置および電力変換装置の温度検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パワー半導体素子の温度は幅広く変動するため、パワーモジュールの幅広い温度範囲で高精度に温度を検出することが困難であった。【解決手段】Ｕ相のパワーモジュール３００に対応する温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１１は、低温側で温度検出精度が高くなるように設定する。Ｗ相のパワーモジュール３００のプルアップ抵抗Ｒ１３は、高温側で温度検出精度が高くなるように設定する。プルアップ抵抗Ｒ１３の抵抗値はプルアップ抵抗Ｒ１１の抵抗値より小さい値である。制御回路１７２のマイコンは、ＡＤ変換回路により取得された電圧をソフトウエアの処理により温度に変換する。マイコンは、低温側で温度検出精度が高くなるＵ相の温度検出回路の検出温度が閾値以上になった場合に、Ｕ相の温度検出回路による温度検出から高温側で温度検出精度が高くなるＷ相の温度検出回路による温度検出に切り替える。【選択図】図６

Description

本発明は、車両に搭載される電力変換装置および電力変換装置の温度検出方法に関する。

車両に搭載される電力変換装置は、パワー半導体素子、例えば、IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor: 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)、ダイオードを内蔵し、これらは過温度に対する保護機能を備えている。保護機能として、パワー半導体素子に近接して温度検出素子、例えばサーミスタが配置され、サーミスタで観測された温度と、電力変換装置の駆動条件(出力電流、直流電圧、スイッチング周波数等)および環境条件(冷媒流量)を用いて算出された損失に基づいて出力電流の制限等が行われる。

特許文献１には、パワー半導体素子を組み込んだパワーモジュールのケースの内壁に温度検出素子を配置した電力変換装置が開示されている。

特開２０１６−１０３９０１号公報

パワー半導体素子の温度は幅広く変動するため、パワーモジュールの幅広い温度範囲で高精度に温度を検出することが困難であった。例えば、低温側の温度検出を高精度にするために、温度検出回路のプルアップ抵抗を最適に選定した場合は、高温側の検出精度が悪化する。一方、高温側の温度検出を高精度にするために、温度検出回路のプルアップ抵抗を最適に選定した場合は、低温側の検出精度が悪化する。また、例えば、低温側および高温側の温度検出の高精度化を狙って、プルアップ抵抗をそれぞれ実装し、検出温度に応じてスイッチによりプルアップ抵抗を切り替える回路構成とすることが考えられる。しかし、プルアップ抵抗とそれを切り替える切替回路を追加するには、設置スペースの拡大による基板の大型化及び部品点数増加に伴うコスト増加および故障率増加に伴う不具合を招く。

本発明による電力変換装置は、直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置であって、冷媒が流れる流路の上流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、前記冷媒が流れる前記流路の下流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定した。
本発明による電力変換装置の温度検出方法は、直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置の温度検出方法であって、冷媒が流れる流路の上流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、前記冷媒が流れる前記流路の下流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定し、前記第１の温度検出回路および前記第２の温度検出回路を用いて前記電力変換装置の温度を検出する。

本発明によれば、パワーモジュールの幅広い温度範囲で高精度に温度を検出することができる。

電力変換装置を含む車両システムを示す図である。 電力変換装置の構成を示す図である。 電力変換装置内のパワーモジュールの外観斜視図である。 パワーモジュールの断面図である。 サーミスタの検出温度精度を示すグラフである。 電力変換装置内の温度検出回路を示す図である。 パワーモジュールを冷却する冷媒の流路模式図である。 冷媒流路位置における検出温度を示すグラフである。 温度保護制御を示す機能ブロック図である。 冷媒温度と冷媒流量の関係を示す図である。 出口配管の冷媒温度と電流制限値との関係を示す図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置１は、ハイブリッド用の自動車や電気自動車に適用可能である。ここでは、代表例として、電力変換装置１を電気自動車に適用した場合の構成について、図１および図２を参照して説明する。

図１は、電力変換装置１を含む車両システムを示す図である。車両システムは、電力変換装置１、バッテリ２、電動モータ３、減速機４、駆動軸５、車輪６、７、電動モータ３の回転センサ８を備えている。

電力変換装置１は、直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有するパワーモジュールで構成される。電力変換装置１は、バッテリ２を動力源とし、パワー半導体素子のオン、オフを切り変えて所望の電流を流すことで電動モータ３の駆動を制御する。そして、バッテリ２と電動モータ３の間で直流電力と交流電力の変換を行う。

電動モータ３は、車両の駆動源であり、減速機４および駆動軸５を介し車輪６、７に力を伝達する。バッテリ２は、電動モータ３の力行により放電され、電動モータ３の回生により充電される。

図２は、電力変換装置１の構成を示す図である。
電力変換装置１は、電力変換を行うインバータ部１４０と、直流電流を平滑化するためのコンデンサモジュール５００とを備えている。インバータ部１４０は、直流コネクタ１３８を介してバッテリ２と電気的に接続される。

インバータ部１４０は、両面冷却構造を有するパワーモジュール３００を複数個、本実施形態では３個、備えており、このパワーモジュール３００を接続することにより三相ブリッジ回路を構成している。電流容量が大きい場合には、更にパワーモジュール３００を並列接続し、これら並列接続を三相インバータ回路の各相に対応することにより、電流容量の増大にも対応可能である。

インバータ回路１４４は、上アームパワー半導体素子３２８及び上アームダイオード１３６と、下アームパワー半導体素子３３０及び下アームダイオード１６６と、よりなる上下アーム直列回路を有するパワーモジュール３００を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）分設けている。三相分のパワーモジュール３００は、電動モータ３の各相巻線に対応している。それぞれの上下アーム直列回路は、その中間電極１６９から交流端子１５９及び交流コネクタ１８８を通して電動モータ３への交流電力線１８６と接続する。

上アームパワー半導体素子３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側のコンデンサの電極に、下アームパワー半導体素子３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側のコンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続されている。

上アームパワー半導体素子３２８は、コレクタ電極１５３と、信号用エミッタ電極１５５と、ゲート電極１５４を備えている。また、下アームパワー半導体素子３３０は、コレクタ電極１６３と、信号用のエミッタ電極１６５と、ゲート電極１６４を備えている。上アームダイオード１３６が、コレクタ電極１５３とエミッタ電極との間に電気的に接続されている。また、下アームダイオード１６６が、コレクタ電極１６３とエミッタ電極との間に電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、正極側コンデンサ端子５０６と負極側コンデンサ端子５０４と直流コネクタ１３８を介してバッテリ２と電気的に接続されている。なお、インバータ部１４０は、直流正極端子３１４を介して正極側コンデンサ端子５０６と接続され、直流負極端子３１６を介して負極側コンデンサ端子５０４と接続される。

パワーモジュール３００の各下アームパワー半導体素子３３０の近傍には、温度検出素子であるサーミスタ３３６が配置される。サーミスタ３３６による検出信号は、制御部１７０内の温度検出回路へ入力される。温度検出回路については後述する。

制御部１７０は、インバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。上アームパワー半導体素子３２８や下アームパワー半導体素子３３０は、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ２から供給された直流電力が三相交流電力に変換され電動モータ３に供給される。

制御回路１７２には、上アームパワー半導体素子３２８及び下アームパワー半導体素子３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためにマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）が実装されている。マイコンには入力情報として、電動モータ３に対して要求される目標トルク値、電動モータ３に供給される電流値、電動モータ３の回転数、及びコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ端子５０６と負極側コンデンサ端子５０４間の直流電圧が入力される。

制御回路１７２内のマイコンに入力される目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から信号線１８２を介して出力された検出信号に基づくものである。電動モータ３の回転数は、電動モータ３に搭載された回転磁極センサ１９９から信号線１９８を介して出力された検出信号に基づくものである。本実施形態では三相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路１７２内のマイコンは、目標トルク値、電動モータ３の回転数、及びコンデンサモジュール５００の直流電圧に基づいて電動モータ３の電流指令値を決定する。そして、この電流指令値と、電流センサ１８０で検出され電流値との差分に基づき電圧指令値を演算する。この演算された電圧指令値を回転磁極センサ１９９で検出された磁極位置に基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、信号線１７６を介してドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、制御回路１７２から出力されたＰＷＭ信号に基づいて、上アームパワー半導体素子３２８、下アームパワー半導体素子３３０をスイッチング動作させるための駆動信号を生成する。下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅したドライブ信号を、対応する下アームパワー半導体素子３３０のゲート電極に出力する。また、ドライバ回路１７４は、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームパワー半導体素子３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、上アームパワー半導体素子３２８、下アームパワー半導体素子３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

また、サーミスタ３３６による検出信号は、制御部１７０内の温度検出回路へ入力され、電力変換装置１の温度検出に用いられる。制御部１７０は、過電流や過温度等の異常検知やパワー半導体素子のジャンクション温度が許容値を超えないように出力電流を制限する温度保護制御を行う。

図３は、電力変換装置１内のパワーモジュール３００の外観斜視図である。図４は、パワーモジュール３００の断面図である。
図３に示すように、パワーモジュール３００は、信号用エミッタ電極１５５、ゲート電極１５４、正極端子（Ｐ端子）１５７、負極端子（Ｎ端子）１５８、交流端子１５９、ゲート電極１６４、エミッタ電極１６５の各端子と、サーミスタ３３６の端子３３７が突出している。
図４に示すように、パワーモジュール３００には、上下アーム直列回路を構成する下アームパワー半導体素子３３０および下アームダイオード１６６が、導体板によって、両面から挟んで固着される。さらに、パワーモジュール３００には、下アームパワー半導体素子３３０および下アームダイオード１６６と並列に、図示省略した上アームパワー半導体素子３２８および上アームダイオード１３６も導体板によって、両面から挟んで固着される。

サーミスタ３３６はパワーモジュール３００内の下アームパワー半導体素子３３０の近傍に配置される。導体板等は、その放熱面３０７が露出した状態で封止樹脂によって封止される。なお、温度保護制御を実現するにあたり、対アームの上アームパワー半導体素子３２８の温度取得は必須ではないため、上アームパワー半導体素子３２８の近傍にはサーミスタは実装されていない。

サーミスタ３３６による検出信号は、制御部１７０内の温度検出回路へ入力される。温度検出回路で取得される温度とパワー半導体素子のジャンクション温度にはサーミスタ３３６がパワー半導体素子の近傍に配置されることにより差が生じ、またパワー半導体素子の発熱時のジャンクション温度の変化はサーミスタ３３６で検知される温度の時定数に比べて極めて早い。従って、温度検出回路で取得される温度および電力変換装置１の駆動条件に基づきパワー半導体素子の温度上昇量、冷媒の温度上昇および冷媒温度を算出し、パワー半導体素子のジャンクション温度が許容温度を超えないように出力電流を予め制限する。

しかしながら、パワー半導体素子の温度は幅広く変動するため、温度検出回路で全温度の変動範囲を高精度に検出するような設定とすることは困難である。例えば、低温側の温度検出を高精度にするために、温度検出回路のプルアップ抵抗を最適に選定した場合は、高温側の検出精度が悪化する。一方、高温側の温度検出を高精度にするために、温度検出回路のプルアップ抵抗を最適に選定した場合は、低温側の検出精度が悪化する。

図５は、サーミスタの検出温度精度を示すグラフである。図５の横軸はサーミスタの検出温度であり、縦軸はサーミスタの検出温度精度である。
図５に示すように、温度検出回路を低温側で高精度になるように設定した場合は、Ａのグラフに示すように、高温側で精度が低下する。一方、温度検出回路を高温側で高精度になるように設定した場合は、Ｂのグラフに示すように、低温側で精度が低下する。また、温度検出回路を全温度範囲で精度を確保するように設定した場合、Ｃのグラフに示すように高温側のより高温の領域、低温側のより低温の領域において高精度を実現することはできない。本実施形態では、後述するように温度検出回路を切替える閾値の温度を設定して、低温側、高温側の高精度温度情報を選択することで、全温度範囲において高精度を実現する。

なお、低温側から高温側まで高精度に温度を検出するには、例えば、低温側および高温側の高精度化を狙って、温度検出回路のプルアップ抵抗を低温側用および高温側用にそれぞれ実装し、検出温度に応じてスイッチ、例えばMOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)によりプルアップ抵抗を切り替えることが考えられる。しかし、低温側および高温側で高精度に検出するためのプルアップ抵抗とそれを切り替えるスイッチ回路を追加するには、設置スペースの拡大による基板の大型化及び部品点数増加に伴うコスト増加および故障率増加に伴う不具合を招く。

本実施形態における電力変換装置１では、Ｕ相のパワーモジュール３００に対応するサーミスタ３３６の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１１を低温側で温度検出精度が高くなるように設定する。さらに、Ｗ相のパワーモジュール３００に対応するサーミスタ３３６の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１３を高温側で温度検出精度が高くなるように設定する。

図６は、本実施形態における電力変換装置１内の温度検出回路を示す図である。
パワーモジュール３００は、冷媒が流れる流路に沿って、流路の上流側から順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパワーモジュール３００が配置される。入口配管４０１から流入した冷媒は、Ｕ相のパワーモジュール３００の下アームパワー半導体素子３３０およびサーミスタ３３６を流通し、Ｕ相のパワーモジュール３００の上アームパワー半導体素子３２８を流通する。その後、冷媒は、Ｖ相のパワーモジュール３００の上アームパワー半導体素子３２８を流通し、Ｖ相のパワーモジュール３００の下アームパワー半導体素子３３０およびサーミスタ３３６を流通する。更に、冷媒は、Ｗ相のパワーモジュール３００の下アームパワー半導体素子３３０およびサーミスタ３３６を流通し、Ｗ相のパワーモジュール３００の上アームパワー半導体素子３２８を流通して出口配管４０２へ至る。

Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパワーモジュール３００の下アームパワー半導体素子３３０の近傍にサーミスタ３３６が配置される。サーミスタ３３６は、制御部１７０内の温度検出回路へ接続される。Ｕ相のパワーモジュール３００に対応する温度検出回路は、一定の電圧が供給される電源ＶＣＣＡから直列接続されるプルアップ抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ２１の中間接続点にサーミスタ３３６が接続され、中間接続点は抵抗Ｒ３１を介して、制御回路１７２のマイコンのＡＤ変換回路へ入力される。制御回路１７２のマイコンのＡＤ変換回路へ入力点とグランドとの間にはコンデンサＣ１１が接続される。ここで、プルアップ抵抗Ｒ１１は、低温側で温度検出精度が高くなるように設定する。

Ｖ相のパワーモジュール３００に対応する温度検出回路は、電源ＶＣＣＡから直列接続されるプルアップ抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ２２の中間接続点にサーミスタ３３６が接続され、中間接続点は抵抗Ｒ３２を介して、制御回路１７２のマイコンのＡＤ変換回路へ入力される。マイコンのＡＤ変換回路へ入力点とグランドとの間にはコンデンサＣ１２が接続される。なお、Ｖ相のパワーモジュール３００におけるサーミスタ３３６と、これに接続される温度検出回路とは、後述する制御回路１７２の温度保護制御において使用されないため、これらを省略してもよい。

Ｗ相のパワーモジュール３００に対応する温度検出回路は、電源ＶＣＣＡから直列接続されるプルアップ抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ２３の中間接続点にサーミスタ３３６が接続され、中間接続点は抵抗Ｒ３３を介して、制御回路１７２のマイコンのＡＤ変換回路へ入力される。マイコンのＡＤ変換回路へ入力点とグランドとの間にはコンデンサＣ１３が接続される。ここで、プルアップ抵抗Ｒ１３は、高温側で温度検出精度が高くなるように設定する。プルアップ抵抗Ｒ１３の抵抗値はプルアップ抵抗Ｒ１１の抵抗値より小さい値である。
制御回路１７２のマイコンは、ＡＤ変換回路により取得された電圧をソフトウエアの処理により温度に変換する。

図７は、パワーモジュール３００を冷却する冷媒の流路模式図である。
入口配管４０１から流入した冷媒は、Ｕ相のパワーモジュール３００の下アーム側を流通し、Ｕ相のパワーモジュール３００の上アーム側を流通する。その後、冷媒は、Ｖ相のパワーモジュール３００の上アーム側を流通し、Ｖ相のパワーモジュール３００の下アーム側を流通する。更に、冷媒は、Ｗ相のパワーモジュール３００の下アーム側を流通し、Ｗ相のパワーモジュール３００の上アーム側を流通して出口配管４０２へ至る。

このように、パワーモジュール３００は、冷媒が流れる流路に沿って、流路の上流側から順に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパワーモジュール３００が配置される。なお、冷媒の流路は、直列または並列で構成できるが、並列に構成した場合に冷媒流量を均一に制御することが容易ではないため直列で構成されることが多い。

また、電力変換装置１の通常駆動モードにおいて、制御回路１７２で出力するＰＷＭ信号を基本的な上下アーム対称パターン(Continuous ＰＷＭ)とすれば、三相上下アームでの損失は同等となる。そのため、冷媒の流路が直列の場合には、電力変換装置１内の冷媒温度はパワーモジュール３００のパワー半導体素子の損失による発生熱を順次冷却するために上昇し、流路位置により温度勾配が発生する。

図８は、冷媒流路位置における検出温度を示すグラフである。図８の横軸は流路位置を示し、縦軸は検出温度を示す。
図８に示すように、Ｕ相下アームの検出温度はＴ1であり、Ｖ相下アームの検出温度はＴ2であり、Ｗ相下アームの検出温度はＴ3であり、流路位置が上流から下流になるにしたがって、検出温度が高くなる。

電力変換装置１が動作していない状態では、図８のグラフＲａに示すように、入口配管４０１の冷媒温度と出口配管４０２の冷媒温度は低く、等しい温度である。一方、電力変換装置１が動作している状態では、図８のグラフＲｂに示すように、入口配管４０１の冷媒温度は低いが、出口配管４０２の冷媒温度は高くなる。

各相の検出温度は、流路位置における冷媒の温度を基準に、電力変換装置１の駆動条件に基づくパワー半導体素子の損失、及びパワー半導体素子から冷媒までの熱抵抗により決まるパワー半導体素子の温度上昇量ΔTthに応じて定まる。

次に、制御回路１７２に搭載されるマイコンにより実現するパワー半導体素子のジャンクション温度がパワー半導体素子の最高使用温度を超過することによる熱破壊から防ぐ温度保護制御について図９を参照して説明する。

図９は、制御部１７０内のマイコンによる温度保護制御を示す機能ブロック図である。なお、図９に示す温度保護制御の機能をＣＰＵ、メモリ、プログラムなどを備えたコンピュータにより実行することができる。また、全部の機能、または一部の機能をハードロジック回路により実現してもよい。更に、このプログラムは、予め電力変換装置１の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムを電力変換装置１の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。

図９に示すように、温度保護制御は、温度検出回路切替部９００、電流制御部９０１、パワーモジュール損失計算部９０２、IGBT上昇温度計算部９０７、冷媒温度上昇量計算部９０６、冷媒出口温度演算部９０３、冷媒流量テーブル９０８、電流制限計算部９０４、指令切替え部９０５より構成される。

温度検出回路切替部９００は、低温側で温度検出精度が高くなるＵ相の温度検出回路の検出温度が閾値以上になった場合に、Ｕ相の温度検出回路による温度検出から高温側で温度検出精度が高くなるＷ相の温度検出回路による温度検出に切り替える。そして、検出温度が閾値以上になった場合に温度検出回路切替信号を後述の冷媒出口温度演算部９０３へ出力する。なお、温度検出回路切替部９００は、高温側で温度検出精度が高くなるＷ相の温度検出回路の検出温度が閾値未満になった場合に、Ｗ相の温度検出回路による温度検出から低温側で温度検出精度が高くなるＵ相の温度検出回路による温度検出に切り替えて温度を検出してもよい。すなわち、何れか一方の検出温度が閾値温度未満の場合にＵ相の温度検出回路による温度検出を選択し、逆に閾値温度以上の場合にＷ相の温度検出回路による温度検出を選択する。また、閾値温度付近では選択する信号が頻繁に切り替わり不安定な状態となる可能性があるため、閾値温度の検出にヒステリシス特性を設けても良い。

電流制御部９０１は、通常モードにおいて、目標トルクと電動モータ回転数と直流電圧に基づいて、温度保護を考慮しない最適な電流指令値を決定する。最適な電流指令値とは例えば、目標トルクを出力できる最小の電流値であり、予め試行してテーブル化しても良い。

パワーモジュール損失計算部９０２は、ＡＣ電流と力率と変調率と直流電圧とＰＷＭ周波数に基づいて、パワーモジュール３００の１アーム分損失およびIGBTの損失計算を行う。なお、マイコンのスループットを低減するために、パワーモジュール損失計算部９０２は、実電流、力率、変調率、直流電圧及びＰＷＭ周波数を入力としたIGBT、ダイオードの導通損失テーブルとスイッチング損失テーブルを用いても良い。

冷媒温度上昇量計算部９０６は、パワーモジュール損失計算部９０２で計算された１アーム分損失を６倍した値と冷媒流量テーブル９０８からの冷媒流量に基づいて、電力変換装置１に実装されるパワーモジュール全損失の受熱による冷媒の温度上昇量を計算する。すなわち、冷媒流量に依存する冷媒熱抵抗とパワーモジュール損失計算部９０２で求めた1アーム分損失を６倍することで算出する三相分のパワーモジュール３００の損失から冷媒温度上昇飽和値を演算し、冷媒温度上昇の時定数に応じた遅れ要素により冷媒の温度上昇量を求める。

冷媒の温度上昇量は、電力変換装置１の駆動条件に基づく三相分のパワーモジュール３００の損失、環境条件の冷媒密度、冷媒比熱、そして冷媒流量により式（１）で求めることが可能である。

ここで、Fr:冷媒流量推定値[L/min]、Q:三相分パワーモジュール損失[Ｗ]、ΔTw:冷媒温度上昇[℃] (入口配管と出口配管の温度差)、ρ:冷媒密度[kg/L]、c:冷媒比熱[J/gK]である。

しかし、本実施形態の電力変換装置１には冷媒流量を検出するセンサはなく、直接測定することはできない。但し、冷媒流量は一般的に電力変換装置１の性能を十分に発揮でき且つエネルギー損失を低減するために冷媒温度に応じてポンプにより可変制御が行われることが多い。

図１０は、冷媒流量可変制御における冷媒温度と冷媒流量の関係を示す図である。横軸は冷媒温度を、縦軸は冷媒流量である。図１０に示すように、冷媒温度が上昇すると冷媒流量が多くなるように可変制御が行われる。冷媒温度と冷媒流量の関係が予め分かっているため、マイコンのメモリに冷媒流量テーブル９０８として記憶しておき、演算で求める出口配管４０２の冷媒温度に応じて冷媒流量を得ることができる。

IGBT上昇温度計算部９０７は、パワーモジュール損失計算部９０２で計算されたIGBTによる損失と冷媒流量テーブル９０８からの冷媒流量に基づいて、IGBT上昇温度を計算する。すなわち、IGBTによる損失及び冷媒流量依存のIGBTの熱抵抗によりIGBT温度上昇量飽和値を求めて、IGBTの熱時定数に応じた一時遅れ要素によりIGBT温度上昇量を計算する。そして、温度検出回路切替部９００で検出された検出温度から、IGBT上昇温度計算部９０７で計算されたIGBT上昇温度が減算されて、パワーモジュール位置の冷媒温度として冷媒出口温度演算部９０３へ入力される。

冷媒出口温度演算部９０３は、冷媒温度上昇量計算部９０６で算出された冷媒の温度上昇量とサーミスタ位置の冷媒温度とに基づいて出口配管４０２の冷媒温度を演算する。冷媒出口温度演算部９０３には、温度検出回路切替部９００より温度検出回路切替信号が入力される。

電力変換装置１が電流を出力していない非通電時においては、サーミスタ３３６による検出温度は冷媒温度と同等になり、出口配管４０２位置の冷媒温度とも一致する。一方、電力変換装置１が電流を出力している通電時においては、冷媒温度上昇量、温度検出回路切替信号、パワーモジュール位置の冷媒温度より、冷媒出口温度演算部９０３は出口配管４０２位置の冷媒温度を求める。

冷媒出口温度演算部９０３は、Ｕ相の温度検出回路の検出温度が閾値より小さく、温度検出回路切替信号が出力されていない場合は、低温側で温度検出精度が高くなるように設定されたＵ相の検出温度に基づいて、出口配管４０２位置の冷媒温度を式(２)により算出する。

ここで、T1:Ｕ相下アームサーミスタ検出温度[℃]、ΔTth:駆動条件に応じたサーミスタ検出温度上昇[℃]、ΔTw:冷媒温度上昇[℃]である。

一方、冷媒出口温度演算部９０３は、Ｕ相の温度検出回路の検出温度が閾値以上になり、温度検出回路切替信号が出力されている場合は、高温側で温度検出精度が高くなるように設定されたＷ相の検出温度に基づいて、出口配管４０２位置の冷媒温度を式(３)により算出する。

ここで、T3:Ｗ相上アームサーミスタ検出温度[℃]、ΔTth:駆動条件に応じたサーミスタ検出温度上昇[℃]、ΔTw:冷媒温度上昇[℃]である。

電流制限計算部９０４は、冷媒出口温度演算部９０３の演算で求めた出口配管４０２の冷媒温度を基準として、電力変換装置１の駆動条件により算出されるパワー半導体素子の発熱量に基づきパワー半導体素子のジャンクション温度が許容値を超えない電流制限値を算出する。

電流制限計算部９０４が出力する電流制限値の決定について説明する。予め電力変換装置１の各駆動条件において、パワーモジュール損失計算及び冷媒流路の最下流に配置されるパワーモジュール３００のパワー半導体素子ジャンクション温度が連続動作許容温度となる時の出口配管４０２の冷媒温度と出力電流の関係を求める。この際に、電力変換装置１の駆動条件として、直流電圧、スイッチング周波数、変調率、力率の悪い条件を用いる。そのため実際の電力変換装置１の駆動条件が変動してもパワー半導体素子ジャンクション温度は連続動作許容温度よりも低くなるため出力電流を制限する必要はない。

図１１は、出口配管の冷媒温度と電流制限値との関係を示す図である。横軸に出口配管の冷媒温度を、縦軸に電流制限値を示す。また、冷媒流量が、１リットル/分の場合を二点鎖線で、２リットル/分の場合を一点鎖線で、３リットル/分の場合を長い点線で、４リットル/分の場合を短い点線で、５リットル/分の場合を実線で示す。冷媒流量が増すと電流制限値は大きくなる。

制御回路１７２に搭載されるマイコンのスループットを低減するために、冷媒流量が最も多い条件において電流制限値の傾きを求め、電流制限を開始する出口配管４０２の冷媒温度を冷媒流量推定値の近似関数としても良い。

また、三相分パワーモジュール損失は、出力電流、スイッチング周波数、直流電圧、変調率、及び力率から計算できるが、駆動条件が予め分かっている場合に変動が小さく影響の少ないパラメータを固定値とすることにより、制御回路１７２に搭載されるマイコンのスループット低減することも可能である。

指令切替え部９０５は、電流制御部９０１で決定した電流指令値が電流制限計算部９０４で決定した電流制限値より大きい場合に、電流指令値を電流制限値以下に切り替える。

以上の温度保護制御により、パワーモジュール３００のパワー半導体素子の過温度による熱破壊に対して、過度な出力電流制限をすることなく、保護の信頼性を高めた電力変換装置１を低コストで実現できる。

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置１であって、冷媒が流れる流路の上流側に配置されるパワーモジュール３００のサーミスタ３３６に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１１の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、冷媒が流れる流路の下流側に配置されるパワーモジュール３００のサーミスタ３３６に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１３の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定する。これにより、パワーモジュールの幅広い温度範囲で高精度に温度を検出することができる。

（２）直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置１の温度検出方法であって、冷媒が流れる流路の上流側に配置されるパワーモジュール３００のサーミスタ３３６に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１１の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、冷媒が流れる流路の下流側に配置されるパワーモジュール３００のサーミスタ３３６に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗Ｒ１３の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定し、第１の温度検出回路および第２の温度検出回路を用いて電力変換装置１の温度を検出する。これにより、パワーモジュールの幅広い温度範囲で高精度に温度を検出することができる。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。

１ 電力変換装置
２ バッテリ
３ 電動モータ
４ 減速機
５ 駆動軸
６、７ 車輪
８ 回転センサ
１３８ 直流コネクタ
１４０ インバータ部
１４４ インバータ回路
１５３ コレクタ電極
１５４ 上アームゲート電極
１５５ 上アームエミッタ電極
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６３ コレクタ電極
１６４ 下アームゲート電極
１６５ 下アームエミッタ電極
１３６ 上アームダイオード
１６６ 下アームダイオード
１６９ 中間電極
１７０ 制御部
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１７６ 信号線
１８６ 交流電力線
１８８ 交流コネクタ
１９８ 信号線
１９９ 回転磁極センサ
３００ パワーモジュール
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２１ 交流端子
３２８ 上アームパワー半導体素子
３３０ 下アームパワー半導体素子
３３６ サーミスタ
３３７ サーミスタ端子
４０１ 入口配管
４０２ 出口配管
５００ コンデンサモジュール
５０４ 負極側コンデンサ端子
５０６ 正極側コンデンサ端子
６００ 補助モールド体
９００ 温度検出回路切替部
９０１ 電流制御部
９０２ パワーモジュール損失計算部
９０３ 冷媒出口温度演算部
９０４ 電流制限計算部
９０５ 指令切替え部
９０６ 冷媒温度上昇量計算部
９０７ IGBT上昇温度計算部
９０８ 冷媒流量テーブル
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３ プルアップ抵抗

Claims (10)

1. 直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置であって、
   冷媒が流れる流路の上流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、
   前記冷媒が流れる前記流路の下流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定した電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記第１の値の抵抗値は前記第２の値の抵抗値より大きい電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
   検出された温度に基づいて、前記第１の温度検出回路もしくは前記第２の温度検出回路を選択する温度検出回路切替部を備える電力変換装置。
4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
   前記温度検出回路切替部で選択された前記第１の温度検出回路もしくは前記第２の温度検出回路による検出温度に基づいて、前記流路の出口の前記冷媒の温度を算出する冷媒出口温度演算部を備える電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記冷媒出口温度演算部で求められた前記流路の出口の前記冷媒の前記温度を基準として、前記パワー半導体素子の発熱量に基づき前記パワー半導体素子のジャンクション温度が許容値を超えない電流制限値を算出する電流制限計算部を備える電力変換装置。
6. 直流電流を交流電流に変換するためのパワー半導体素子を有する複数のパワーモジュールにより構成される電力変換装置の温度検出方法であって、
   冷媒が流れる流路の上流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第１の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を低温側で温度検出精度が高くなる第１の値に設定し、
   前記冷媒が流れる前記流路の下流側に配置される前記パワーモジュールの温度検出素子に対応する第２の温度検出回路のプルアップ抵抗の抵抗値を高温側で温度検出精度が高くなる第２の値に設定し、
   前記第１の温度検出回路および前記第２の温度検出回路を用いて前記電力変換装置の温度を検出する電力変換装置の温度検出方法。
7. 請求項６に記載の電力変換装置の温度検出方法において、
   前記第１の値の抵抗値は前記第２の値の抵抗値より大きい電力変換装置の温度検出方法。
8. 請求項６または請求項７に記載の電力変換装置の温度検出方法において、
   検出された温度に基づいて前記第１の温度検出回路もしくは前記第２の温度検出回路を選択する電力変換装置の温度検出方法。
9. 請求項８に記載の電力変換装置の温度検出方法において、
   前記選択された前記第１の温度検出回路もしくは前記第２の温度検出回路による検出温度に基づいて、前記流路の出口の前記冷媒の温度を算出する電力変換装置の温度検出方法。
10. 請求項９に記載の電力変換装置の温度検出方法において、
    前記算出された前記流路の出口の前記冷媒の前記温度を基準として、前記パワー半導体素子の発熱量に基づき前記パワー半導体素子のジャンクション温度が許容値を超えない電流制限値を算出する電力変換装置の温度検出方法。
    

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