WO2023171088A1 - パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置 - Google Patents

パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置 Download PDF

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WO2023171088A1
WO2023171088A1 PCT/JP2022/047682 JP2022047682W WO2023171088A1 WO 2023171088 A1 WO2023171088 A1 WO 2023171088A1 JP 2022047682 W JP2022047682 W JP 2022047682W WO 2023171088 A1 WO2023171088 A1 WO 2023171088A1
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temperature
power device
power
sense
current detection
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PCT/JP2022/047682
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Inventor
聡 渡邉
Original Assignee
日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a current detection device and a power conversion device for a power device.
  • a current command is calculated from a torque command and speed generated by an accelerator or brake command, and a PWM signal is generated based on this current command to drive the power device of the inverter.
  • the PWM signal is calculated using the measured value of the inverter output current, and is controlled so that the actual current follows the command value. Therefore, a current sensor is required to measure the inverter output current.
  • a commonly used measurement method is to install a Hall element type current sensor in the inverter output section and convert the magnetic field generated by the current into voltage and detect it.
  • Another measurement method is to provide a sense element dedicated to current detection on the same chip as the power semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs that constitute the power device, and detect the current flowing through the sense element (sense current) to detect the power semiconductor element.
  • the current (hereinafter referred to as main current) flowing through the element (hereinafter referred to as main element) is estimated.
  • Such a power conversion circuit is disclosed in Patent Document 1, for example.
  • Patent Document 1 considers that the temperature within the chip becomes uneven due to self-heating of the power semiconductor element due to energization, and corrects the shift in the sense ratio due to the temperature difference between the main element and the sense element, thereby controlling the current with high precision. The method of estimation is described.
  • Patent Document 2 describes a method of using the temperature characteristics of the body resistance of a power semiconductor as a temperature sensing element.
  • Patent Document 1 in order to estimate the temperature difference ⁇ T between the main element and the sense element due to heat generation during operation, the loss Q of the main element, the heat transfer impedance Z M from the heat source (loss of the main element) to the main element, and , the heat transfer impedance Z S from the heat source to the sense element is obtained in advance and stored in the memory. At this time, the temperature difference ⁇ T between the main element and the sense element can be calculated from equation (1) in the frequency domain s.
  • Patent Document 1 further states that according to equations (2) and (3), the sense ratio M real is calculated based on the temperature difference ⁇ T between the main element and the sense element, and the sense current is calculated using equation (4). It is described that the main current can be estimated from
  • Patent Document 1 has the following two problems regarding the measurement of the loss Q obtained in advance.
  • One is the deterioration of main current estimation accuracy due to loss measurement error.
  • the measurement of switching loss that occurs during switching is susceptible to individual differences between current and voltage probes and magnetic noise that occurs with changes in current, and may include large errors.
  • the influence of the loss error is reduced during the process of converting to the main current in equations (1) to (4), so a large main current estimation error does not occur (in one example, the main current estimation error for the switching loss measurement error is 1 % or less estimate).
  • the main current estimation error for the switching loss measurement error is 1 % or less estimate.
  • cars require highly accurate torque control from the viewpoint of ride comfort, current errors of 1% or less cannot be ignored in some cases.
  • the second issue is the increase in development man-hours required to obtain losses. Since loss data changes depending on temperature, voltage, current, gate drive conditions, etc., it is necessary to obtain loss table data in advance under various usage conditions expected when using the product and store it in memory. The number of man-hours required for implementation on microcontrollers and microcontrollers increases.
  • usage conditions e.g. gate drive conditions
  • additional evaluation of loss data, implementation, and verification of current estimation accuracy will be performed. This further increases the number of man-hours. Therefore, the development period may increase and it may become difficult to flexibly change usage conditions.
  • the present invention provides a current detection circuit for a power device equipped with a power semiconductor having a main element, a sense element for current detection, and a temperature sensing element for temperature detection, the output of the temperature sensing element being a sense element temperature estimator that estimates the sense element temperature, which is the temperature of the sense element; a reference temperature acquisition unit that acquires the reference temperature of the power device; A main element temperature estimator estimates the main element temperature, which is the temperature, and estimates the main current value flowing through the main element based on the sense current value detected by the sense element, the sense element temperature, and the main element temperature.
  • a main current estimator calculates the main element temperature using a thermal impedance ratio that is a ratio of mutual thermal impedance of the sense element to self-thermal impedance of the main element with respect to heat generation of the main element.
  • a current detection device for a power device characterized in that it estimates. ”.
  • the present invention provides a power conversion device including a power device equipped with a power semiconductor having a main element, a sense element for current detection, and a temperature sensing element for temperature detection, and a control circuit for driving the gate of the power device.
  • a power conversion device characterized in that the control circuit generates a gate signal of the power device according to a main current estimated value estimated by a current detection device of the power device, and drives the gate of the power device. ”.
  • the main current flowing to the power device can be accurately estimated from the sense current.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the overall configuration of a power conversion device that employs a current detection device for a power semiconductor element according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram showing the time relationship between the main current and the sense element temperature T S .
  • FIG. 7 is a diagram showing the relationship between the sense element temperature T S and the sense ratio M real .
  • FIG. 7 is a diagram showing an alternative example of the setting position and method of the reference temperature point 120;
  • FIG. 7 is a diagram showing an alternative example of the setting position and method of the reference temperature point 120;
  • FIG. 7 is a diagram showing an alternative example of the setting position and method of the reference temperature point 120;
  • FIG. 7 is a diagram showing an alternative example of the setting position and method of the reference temperature point 120;
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the overall configuration of a power conversion device that employs a current detection device for a power semiconductor element according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the overall configuration of a power conversion device that employs a current detection device for a power semiconductor element according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a system configuration of a hybrid vehicle.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a power conversion device 20 in the system.
  • the power semiconductor current detection device can be applied to general power conversion devices, but typically in recent years it can be applied to hybrid cars and electric cars, so below, as an example, A case where the present invention is applied to a hybrid vehicle will be explained.
  • the power conversion device is not limited to hybrid vehicles and electric vehicles, but can of course be used for power conversion devices of electric motors used in industrial equipment other than these.
  • FIG. 12 shows an example of a system configuration of a hybrid vehicle, in which an internal combustion engine 10 and a motor generator 11 are power sources that generate torque for driving the vehicle. Further, the motor generator 11 not only generates rotational torque as an electric motor, but also has a power generation function of converting rotational force, which is mechanical energy, applied to the motor generator 11 into electric power. In this way, the motor generator 11 operates both as an electric motor and as a generator depending on how the vehicle is driven.
  • the output of the internal combustion engine 10 is transmitted to the motor generator 11 via the power distribution mechanism 12, and the rotational torque from the power distribution mechanism 12 or the rotational torque generated by the motor generator 11 is transmitted via the transmission 13 and differential gear 14. and is transmitted to the wheels 15.
  • the power conversion device 20 includes an inverter circuit 22 and a smoothing capacitor 23.
  • the inverter circuit 22 is electrically connected to the battery 21 via a smoothing capacitor 23, and power is exchanged between the battery 21 and the inverter circuit 22.
  • Smoothing capacitor 23 smoothes DC power supplied to inverter circuit 22 .
  • the control circuit 24 of the inverter circuit 22 of the power conversion device 20 receives commands from a higher-level control device via the communication connector 25, and transmits data representing the operating state to the higher-level control device.
  • the control circuit 24 calculates the control amount of the motor generator 11 based on the input command, generates a control signal based on the calculation result, and supplies the control signal to the gate drive circuit 26 .
  • gate drive circuit 26 Based on this control signal, gate drive circuit 26 generates a drive signal for controlling inverter circuit 22.
  • the inverter circuit 22 When operating the motor generator 11 as an electric motor, the inverter circuit 22 generates AC power based on the DC power supplied from the battery 21 and supplies it to the motor generator 11.
  • a drive mechanism consisting of a motor generator 11 and an inverter circuit 22 operates as an electric/power generation unit.
  • FIG. 13 is a diagram showing one circuit configuration of the power conversion device 20 in the system.
  • the power converter 20 includes an upper arm and a lower arm each including a control MOSFET 31 and a diode 32, which constitute a power device 30, corresponding to three phases of AC power, U-phase, V-phase, and W-phase. ing. These three-phase upper and lower arms constitute an inverter circuit 22.
  • the control MOSFET 31 is sometimes referred to as a "main control element" in relation to the sense element.
  • the drain terminal of the control MOSFET 31 on the upper arm is electrically connected to the positive electrode side capacitor terminal of the smoothing capacitor 23, and the source terminal of the lower arm MOSFET 31 is electrically connected to the negative electrode side capacitor terminal of the smoothing capacitor 23.
  • the control MOSFET 31 has a drain terminal, a source terminal, and a gate terminal. Further, a diode 32 is electrically connected in parallel between the drain terminal and the source terminal.
  • the gate drive circuit 26 is provided between the source terminal and gate terminal of the control MOSFET 31, and controls the control MOSFET 31 to turn on and off.
  • the inverter control circuit 24 supplies control signals to the plurality of gate drive circuits 26 .
  • the power device 30 of the lower arm is provided with a sense element for current detection arranged in parallel with the control MOSFET 31.
  • This sense element is also composed of a MOSFET, and the sense current flowing through its source terminal is input to the current detection circuit 33. Then, based on the current detected by the current detection circuit 33 and the voltage measured separately, the rotor speed and magnetic pole position are calculated, and these are used to control the rotational torque and rotational speed. .
  • control circuit 24 of the inverter circuit 22 receives a control command from the host control device, and based on this command, generates a control signal to control the power device 30 that constitutes the upper arm and lower arm of the inverter circuit 22, This control signal is supplied to the gate drive circuit 26.
  • the gate drive circuit 26 supplies the power devices 30 of each phase with a drive signal for driving the power devices 30 forming the upper arm and lower arm of each phase based on the control signal.
  • the control MOSFET 31 of the power device 30 turns on or off based on the drive signal from the gate drive circuit 26, converts the DC power supplied from the battery 21 into three-phase AC power, and converts the converted power into three-phase AC power. is supplied to the motor generator 11.
  • a power conversion device having such a configuration is already well known.
  • the inverter may be configured with an IGBT instead of a MOSFET. It is also possible to apply different semiconductor materials such as Si, SiC, GaN, and gallium oxide. It can be used not only for hybrid cars and electric cars but also for all power conversion devices. Further, the configuration example of an electric vehicle can be applied not only to a hybrid vehicle but also to an EV without an internal combustion engine.
  • the present invention can be applied to, for example, the power conversion device as described above, but is not limited thereto and can be widely used.
  • FIG. 1 shows an example of the overall configuration of a power conversion device that employs a power semiconductor current detection device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a power converter 20 is composed of a power device 30 and a control circuit 24 (often realized by a microcontroller unit MCU) that controls the power device 30, and a power semiconductor current detection device 50 is It is realized by a combination of a hardware area configured with electric circuits and a software area configured within the MCU.
  • the inverter circuit 22 is configured by electrically connecting a plurality of power devices 30.
  • one phase of the inverter circuit is configured by connecting two power devices 30 in series, and the inverter circuit 22 is configured by connecting three phase circuits in parallel. configured.
  • the power device 30 is configured mainly of a power semiconductor 130 having a main element 43, a sense element 42, and a temperature sensing element 44 whose body resistance changes depending on the sense element temperature.
  • the microcontroller unit (hereinafter referred to as MCU) 24 houses an ignition control device for the inverter circuit 22, etc.; Components other than the current detection device 50 are not illustrated.
  • the current detection device 50 ultimately obtains the main current estimated value, and for this estimation calculation, the sense current detection circuit 51 detects the sense current of the power semiconductor 130, and the temperature sensing element 44 changes the sense element temperature. It includes a sense element temperature detection circuit 52 that detects the corresponding body resistance, and a reference temperature acquisition section 53 that obtains a reference temperature for main temperature calculation from a reference temperature point 120, and is connected to an input section of the MCU 24.
  • the current detection device 50 includes, within the MCU 24, a sense element temperature estimator 61 that estimates the sense element temperature T S from the detected body resistance value (sense element temperature) by referring to body resistance temperature characteristic data D1; A main element temperature estimator 62 that estimates the main element temperature T M by referring to the heat transfer function data D2 (ZthM/ZthS) from T S and the reference temperature acquired by the reference temperature acquisition unit 53, and a sense current and a sense element temperature. TS , main element temperature TM , on-resistance temperature characteristic data D3, and sense ratio data D4 to output a main current estimated value.
  • a gate signal is applied to the gate drive circuit 26 via a gate signal generator 67 that generates a gate signal to control the firing of the power device 30 and the inverter circuit 22 including the power device 30.
  • FIG. 2 shows an example of a cross-sectional structure of a double-sided cooling type power device 30.
  • Both surfaces (source electrode, drain electrode) of the vertical MOSFET, which is the power semiconductor 130, are connected to respective lead terminals (source lead terminal 221, drain lead terminal 217) with solder or sintered material 216.
  • the lead terminals 221 and 217 are each connected to the finned base plate 212 with an insulating sheet 214 in between, and are inserted into the water cooling jacket 211.
  • the cooling liquid 213 By flowing the cooling liquid 213 into the water channel formed by the base plate 212 and the water cooling jacket 211, the heat generated in the power semiconductor 130 is cooled from both sides.
  • Example 1 the temperature of the coolant 213 is obtained as the reference temperature.
  • the position of the reference temperature point 120 is not limited to the position shown in FIG. 2. If there is no inflow of heat from a heat source other than the power semiconductor between the power semiconductor 130 and the reference temperature point 120 (or if the influence on the temperature rise of the power semiconductor 130 is negligible), at what position in the coolant 213? It's okay. Further, it does not have to be one point, and may be an average temperature within a certain range (for example, inside the water cooling jacket 211).
  • the acquisition method may be to directly attach a water temperature sensor to the reference temperature point 120, or indirectly from a water temperature sensor attached to a part of the water cooling jacket 211, the base plate 212, or a waterway outside the water cooling jacket 211 (for example, the temperature at the entrance and exit of a radiator).
  • the temperature at the reference temperature point 120 may be estimated.
  • the scope of the MCU 24 of the present invention is not limited to the configuration shown in FIG.
  • the sense element temperature estimator 61 and the main element temperature estimator 62 may be configured as separate circuits from the MCU 24, or the gate drive circuit 26, sense current detection circuit 51, sense element temperature detection circuit 52, and MCU 24 may be configured in one circuit.
  • the structure may be integrated with two integrated circuits.
  • the sense current detection circuit 51 and the sense temperature detection circuit 52 may be configured as a common circuit, and the detection target may be switched in synchronization with the gate signal.
  • Various combinations are included as implementation methods for each block.
  • the sense current is detected by the sense current detection circuit 51 and output to the MCU 24.
  • the sense element temperature detection circuit 52 detects the body resistance value and outputs it to the MCU 24.
  • the reference temperature acquisition unit 53 outputs the temperature of the coolant 213 at the reference temperature point 120 shown in FIG. 2 to the MCU 24.
  • the sense element temperature estimator 64 in the sense element temperature estimator 61 refers to the body resistance temperature characteristic data D1 stored in the memory in advance in a table format, and calculates the detected body resistance.
  • the sense element temperature T S is estimated from the value.
  • the main element temperature calculation unit 65 in the main element temperature estimator 62 calculates the heat transfer function data D2 (ZthM/ZthS) stored in the memory in advance and the sense element temperature estimated value T S obtained by the sense element temperature estimator 61. Then, using the reference temperature acquired by the reference temperature acquisition section 53, the main element temperature TM is estimated by a calculation method described later.
  • the main current calculation unit 66 in the main current estimator 63 refers to the sense ratio table data D4 and the on-resistance temperature characteristic table data D3 stored in the memory in advance, and calculates the sense current, the sense element temperature T S , and the main element temperature. Estimate the main current from TM .
  • the gate signal generator 67 uses the estimated main current value to output a gate signal to the gate drive circuit 26, and the gate drive circuit 26 drives the power semiconductor 130, thereby controlling the inverter circuit 22 in real time.
  • the calculation methods of the main element temperature estimator 62 and the main current estimator 63 in the configuration of FIG. 1 are novel, so the processing in these will be described in detail below.
  • the main element temperature estimator 62 has the role of estimating the average temperature of the main element from the detected sense element temperature T S and the detected reference temperature.
  • the method of calculating the main element temperature TM will be explained in detail.
  • FIG. 3a is a plan view of a power semiconductor
  • FIG. 3b is a power device cross section and a thermal equivalent circuit, which correspond to the power device in FIG. 2.
  • a main element source pad 131, a gate pad 132, a Kelvin source pad 133, and a sense element source pad 134 are arranged on the power semiconductor plan view of FIG.
  • a cross section AA including the device source pad 134 is shown as FIG. 3b.
  • the cross-section of the power device in FIG. 3b shows the cross-sectional structure of one side from the power semiconductor 130 to the water-cooling jacket 211 in the power device cross-section of FIG.
  • the equivalent circuit is shown in a simplified manner for ease of explanation.
  • the power semiconductor 130 includes a main element region 141 and a sense element region 142.
  • the reference temperature T Ref which is the temperature of the coolant 213 measured at the reference temperature point 120
  • the sense element temperature estimator 61 are used.
  • the main element temperature T M which is the average temperature in the main element region 141, is to be estimated from the sense element temperature estimate T S in the sense element region 142 obtained.
  • heat generation Q of the main element of the power semiconductor 130 directly acts on the main element temperature T M in the main element region 141, and this heat generation Q affects the sense element temperature T M in the sense element region 142 via thermal impedance Z Sh . It shows the flow of heat when it acts on the estimated element temperature T S and on the other hand, when this heat generation Q acts on the cooling heat in the coolant 213 via the impedances Z com , Z Mv , and Z Sv .
  • Z Sh is the thermal impedance in the plane direction of the power semiconductor between the main element region 141 and the sense element region 142
  • Z Mv and Z Sv are the thermal impedance in the vertical direction of the main element and the sense element, respectively
  • Z com is the thermal impedance from the main element and the sense element.
  • the thermal impedance common to the main element and the sense element up to the reference temperature point 120 is shown.
  • the main element temperature T M , the sense element temperature T S , and the reference temperature T Ref are expressed by the relationships of equations (5) and (6).
  • FIG. 4 is a diagram summarizing the thermal equivalent circuit of FIG. 3b with additional description of the flow direction of heat.
  • R represents the ratio of heat generation Q from the main element flowing to the sense element.
  • the terms other than Q on the right side of equations (5) and (6) can be regarded as the inherent thermal impedances Z M-Ref and Z S-Ref determined by the structure of the power device, so (7) and (8) , (9) and (10).
  • Z M-Ref is called self-thermal impedance because it represents the temperature rise due to the heat generated by the main element itself
  • Z S-Ref is called mutual thermal impedance because it represents the temperature rise of the sense element relative to the heat generated by the main element. shall be called.
  • Z M-Ref and Z S-Ref can be obtained in advance by measuring the relationship between the main element temperature T M , the sense element temperature T S , the reference temperature T Ref and the heat generation Q. can do.
  • the heat generation Q is removed by taking the ratio of equations (7) and (8), and the thermal impedance ratio (Z M-Ref )/(Z S-Ref ) is calculated as shown in equation (11).
  • the main element temperature T M is estimated from the sense element temperature T S and the reference temperature T Ref . This allows the main element temperature to be estimated without being affected by errors associated with loss acquisition.
  • the processing of the main current estimator 63 is similar to the sense ratio correction processing of Patent Document 1.
  • the corrected sense ratio M real is calculated using the temperature difference during operation and the pre-obtained on-resistance temperature characteristic data (2) ( 3)
  • the main current estimated value I ME is output from the sense current and the sense ratio M real using equation (4).
  • Patent Document 1 The difference between Patent Document 1 and the present invention is that the main element temperature used to calculate the temperature difference ⁇ T is calculated from equation (11) instead of equation (1).
  • a transfer function is used as the method of mounting thermal impedance, similar to the method described in Patent Document 2.
  • Thermal impedance ratios (Z M-Ref ) and (Z S-Ref ) are composed of a thermal circuit network of thermal resistance and heat capacity, so they have a time-delayed response component (i.e. frequency response). Since it is necessary to consider the frequency response when estimating the main element temperature T M , the responses of T M -T Ref and T M -T Ref to the thermal pulse width of the time change Q(t) of the heat pulse are obtained in advance. Then, they are converted into heat transfer functions Z M-Ref (s) and Z S-Ref (s) that represent frequency responses in the s domain.
  • thermal impedance ratio (Z M-Ref )/(Z S-Ref ) in the memory as heat transfer function data D2 in this way, the main current can be estimated by taking such time-delayed responses into account. can do.
  • a well-known method for executing transfer function calculation processing using the MCU 124 is to implement it as a digital filter.
  • FIG. 5a shows the time relationship between the main current and the sense element temperature T S . It shows the change in sense element temperature T S over time when the main current flowing through the power device is changed from direct current to intermittent pulse. Further, FIG. 5b is a diagram showing the relationship between the sense element temperature T S and the sense ratio M real .
  • Period (III) shows a state in which the main current of a constant value is flowing again and the sense element temperature is rising. ing.
  • the time response of the main element temperature T M and the sense element temperature T S differs, so that the sense ratio M real deviates. For example , if the time response of the main element temperature TM is faster than that of the sense element, as shown in FIG. ) (3), the sense ratio M real increases. By the same principle, the sense ratio M real decreases while the temperature increases.
  • the sense ratio M real exhibits hysteresis with respect to changes in the sense element temperature T S .
  • the sense ratio M real exhibits hysteresis with respect to changes in the reference temperature.
  • the configuration of the first embodiment described above does not use loss, it is possible to estimate the main current with high accuracy without being affected by measurement errors during loss acquisition. Furthermore, it reduces product development man-hours for acquiring loss data, shortens development time, and enables flexible design changes to suit usage conditions.
  • cooling liquid 213 is used as a refrigerant
  • a cooling system that uses gas as a refrigerant such as air cooling or a heat pipe may also be used.
  • FIG. 6 shows an example in which the temperature of a portion of the base plate 212 is measured with a temperature sensor such as a thermistor or thermocouple and used as the reference temperature
  • FIG. 8 is an example in which the temperature at the lead terminal 121 is measured with a temperature sensor such as a thermistor or thermocouple and used as the reference temperature.
  • the forward voltage VF of the temperature-sensitive diode 45 on the power semiconductor 130 is measured by the VF detection circuit, which is the reference temperature acquisition section 53, and used as the reference temperature.
  • the reference temperature is the value obtained by the reference temperature acquisition unit 53, which is used as it is, and the main current is estimated by developing a mathematical formula.
  • processing is performed that takes into account the time-series changes in the reference temperature.
  • the sense element temperature and main element temperature one sampling period before are used as the reference temperature.
  • the main element temperature, heat generation, and reference temperature (for example, coolant temperature) one sampling period ago are T M (n-1) , Q (n-1) , T Ref (n-1) , respectively, and the main element temperature of the current period. If temperature, heat generation, and reference temperature are T M (n) , Q (n) , and T Ref (n) , and the thermal impedance of the main element and reference temperature is Z M-Ref , equations (12) and (13) hold true. .
  • equations (12) and (13) can be expressed by the following equations (14) and (15) when the reference temperature can be controlled to a constant value T Ref or when the change in the reference temperature is negligibly small.
  • equation (16) is obtained.
  • equation (17) also holds true for the sense element.
  • Equation (18) can be regarded as a relational expression that estimates the amount of change in the main element temperature T M from the amount of change in the sense element temperature using the thermal impedance ratio (Z M-Ref )/(Z S-Ref ). can.
  • Another way of looking at it is that since the format is similar to Equation (11) in Example 1, the sense element temperature and main element temperature one sampling period before are set as reference temperatures T Ref1 and T Ref2 , and the main element temperature is estimated. It can be regarded as an expression that
  • T S-initial is the sense element temperature detection value at the start of operation.
  • the reference temperature T Ref for measuring the thermal impedance ratio (Z M-Ref )/(Z S-Ref ) does not have to be the coolant temperature.
  • T M , T S , and T Ref that is, equations (12) and (13) are satisfied.
  • FIG. 10 shows a configuration example of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention.
  • the reference temperature acquisition unit 53 acquires the sense element temperature T S and the main element temperature T M one sampling period before, and stores them in the memory. That is, the sense element temperature T S and the main element temperature T M calculated by the sense element temperature estimator 61 and the main element temperature estimator 62 are stored in memory and used in the calculation of equation (18) in the next sampling period. This is how it was done.
  • the temperature of a plurality of power semiconductors connected in parallel is used as the reference temperature.
  • FIG. 11 shows a configuration example of a power converter when two power semiconductor chips 130A and 130B are connected in parallel within the power device 30.
  • the sense element 42A and the temperature sensing element 44A of the power semiconductor 130A are used to detect the sense current and the sense element temperature as in the first embodiment.
  • the sense element 42B and the temperature sensing element 44B of the power semiconductor 130B are used to detect the reference temperature by treating the temperature sensing element 44B as the reference temperature point 120.
  • the reference temperature acquisition section 53 detects the body resistance 2 of the sense element and outputs it to the MCU 24 as a reference temperature signal.
  • the sense element temperature estimator of the MCU 24 refers to the body resistance temperature characteristic table data stored in the memory in advance, and estimates the reference temperature from the detected value of the body resistance 2. The description of the other configurations is the same as that of the first embodiment, and will therefore be omitted.
  • the estimation method of the main element temperature estimator 62 of the third embodiment will be explained. If the main element temperature and sense element temperature of the power semiconductor 130A are respectively T M1 and T S1 , and the main element temperature and sense element temperature of the power semiconductor 130B are T M2 and T S2 , the same as equations (7) to (10) are obtained. Based on this idea, the relationships of equations (20) to (23) hold true.
  • Z M1-S2 and Z S1-S2 are thermal impedances determined by the structure of the power device, and can be measured in advance from the relationships of equations (22) and (23). If Q is removed from equation (20)/(21), the relationship of equation (24) is obtained.
  • T S2 as the reference temperature T Ref , the form becomes the same as equation (11) in the first embodiment, and the main element temperature 1 (T M1 ) can be calculated from the reference temperature.
  • the roles of the temperatures of the power semiconductor 130A and the power semiconductor 130B can be swapped, the sense element temperature 1 (T S1 ) is regarded as the reference temperature, and the main element temperature 2 (T M2 ) can be calculated from equation (25). .
  • the estimated main element temperature value output by the main element temperature estimator may be output by calculating either T M1 or T M2 , or may be output by calculating the average value of T M1 and T M2 . good.
  • FIG. 11 has been described using an example in which two chips are connected in parallel, this embodiment can also be applied to a case in which three or more chips are connected in parallel.
  • N-1 chips among the N chips connected in parallel may be regarded as the power semiconductor 130A in FIG. 11, and the remaining one chip may be regarded as the power semiconductor 130B.
  • 22 Inverter circuit
  • 24 Control circuit, microcontroller unit, 26: Gate drive circuit
  • 30 Power device
  • 42 Sense element
  • 43 Main element
  • 44 Temperature sensing element
  • 50 Current detection device
  • 51 Current Detection circuit
  • 52 Sense element temperature detection circuit
  • 53 Reference temperature acquisition section
  • 61 Sense element temperature estimator
  • 62 Main element temperature estimator
  • 63 Main current estimator
  • 67 Gate signal generator
  • 130 Power semiconductor
  • 120 Reference temperature point

Abstract

損失データ取得に伴う課題を改善し、センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定する。メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスの電流検出回路であって、感温素子の出力に基づいて、センス素子の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部と、パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部と、センス素子温度および基準温度に基づいて、メイン素子の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定部と、センス素子が検出したセンス電流値と、センス素子温度と、メイン素子温度と、に基づいて、メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定部と、を備え、メイン素子温度推定部は、メイン素子の発熱に対するセンス素子の相互熱インピーダンスとメイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、前記メイン素子温度を推定することを特徴とするパワーデバイスの電流検出装置。

Description

パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置
　本発明は、パワーデバイスの電流検出装置及び電力変換装置に関する。
　脱炭素社会の実現や排ガスによる大気汚染への対策を背景に、自動車の電動化の取り組みが注目されている。電気自動車やハイブリッド自動車において駆動輪の回転に使用されるモータにおいては、小型で高トルクが出せることから、回転子に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石型同期モータが使用されている。自動車においては乗り心地や車内の静粛性の観点からトルクを高効率且つきめ細かく制御することが求められており、そのためのモータ制御方式としてベクトル制御が一般的に使用されている。
　ベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により生成するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ信号を生成してインバータのパワーデバイスを駆動している。このときＰＷＭ信号はインバータ出力電流測定値を使用して演算し、実際の電流が指令値に追従するように制御する。そのためインバータ出力電流を測定する電流センサが必要である。
　よく使用される測定方法としてインバータ出力部にホール素子方式の電流センサを設置し、電流によって発生する磁界を電圧に変換して検出する方法がある。
　別の測定方法としてパワーデバイスを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのようなパワー半導体素子の同一チップ上に、電流検出専用のセンス素子を設け、そのセンス素子を流れる電流（センス電流）を検出してパワー半導体素子（以下、メイン素子）に流れる電流（以下、メイン電流）を推定している。このような電力変換回路は、例えば特許文献１に開示されている。特許文献１は通電によるパワー半導体素子の自己発熱でチップ内の温度が不均一になることを考慮し、メイン素子とセンス素子の温度差によるセンス比のずれを補正することで高精度に電流を推定する方法について記載している。
　特許文献２は感温素子としてパワー半導体のボディ抵抗の温度特性を使用する方法について記載している。
特開２０２１－９７４３５号公報 特開２０２１－３５２３２号公報
　特許文献１では、動作中の発熱によるメイン素子とセンス素子の温度差ΔＴを推定するために、メイン素子の損失Ｑと、熱源（メイン素子の損失）からメイン素子への熱伝達インピーダンスＺＭと、熱源からセンス素子への熱伝達インピーダンスＺＳを予め取得してメモリに格納する。このとき周波数領域ｓにおいて（１）式からメイン素子とセンス素子の温度差ΔＴを算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　特許文献１には更に、（２）式、（３）式に従い、メイン素子とセンス素子の温度差ΔＴをもとにずれを補正したセンス比Ｍｒｅａｌを算出し、（４）式によりセンス電流からメイン電流を推定することが記載されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なおこれらの式において、ΔＴはメイン素子温度ＴＭとセンス素子の温度ＴＳの温度差、Ｍｒｅａｌは温度差ΔＴによるずれを補正したセンス比、Ｍ０はメイン素子温度ＴＭ＝センス素子の温度ＴＳの環境で事前に測定したセンス比、ＩＭ＿Ｅはメイン電流推定値、ＩＳはセンス電流である。
　しかし特許文献１の手法では、事前に取得する損失Ｑの測定に関し、以下の２つの課題がある。１つは損失の測定誤差によるメイン電流推定精度の悪化である。特にスイッチング時に発生するスイッチング損失の測定は電流、電圧プローブの個体差や、電流の変化に伴い発生する磁気ノイズの影響を受けやすく、大きな誤差が含まれる場合がある。損失誤差の影響は（１）式～（４）式のメイン電流に換算する過程で軽減するため、大幅なメイン電流の推定誤差は発生しない（一例ではスイッチング損失測定誤差に対するメイン電流推定誤差は１％以下の見積もり）。しかし車では乗り心地の観点から高精度なトルク制御が求められるため、１％以下の電流誤差も無視できない場合がある。
　２つ目の課題として、損失を取得するための開発工数の増加がある。損失データは温度、電圧、電流、ゲート駆動条件などによって変化するため、予め製品で使用する際に想定される種々の使用条件で広く損失テーブルデータを取得し、メモリに格納する必要があり、評価やマイコンへの実装の工数が増加する。
　また、開発の途中や製品化後にテーブルデータの範囲外に使用条件（例えばゲート駆動条件）を変更する必要が出てきた場合、損失データの追加評価、実装、電流推定精度の検証工程を実施するため更に工数が増加する。したがって開発期間の増加や、使用条件の柔軟な変更が困難になる場合がある。
　以上のことから本発明においては、上記損失データ取得に伴う課題を改善し、センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定することができるパワーデバイスの電流検出装置を提供することを目的とする。
　以上のことから本発明においては「メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスの電流検出回路であって、感温素子の出力に基づいて、センス素子の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部と、パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部と、センス素子温度および基準温度に基づいて、メイン素子の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定部と、センス素子が検出したセンス電流値と、センス素子温度と、メイン素子温度と、に基づいて、メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定部と、を備え、メイン素子温度推定部は、メイン素子の発熱に対するセンス素子の相互熱インピーダンスとメイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、前記メイン素子温度を推定することを特徴とするパワーデバイスの電流検出装置。
」としたものである。
　また本発明は、「メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスと、パワーデバイスのゲートを駆動する制御回路を備える電力変換装置であって、制御回路は、パワーデバイスの電流検出装置により推定したメイン電流推定値に応じて前記パワーデバイスのゲート信号を生成し、前記パワーデバイスのゲートを駆動することを特徴とする電力変換装置。」としたものである。
　本発明によれば、センス電流からパワーデバイスに流れるメイン電流を正確に推定することができる。
　さらに本発明の実施例によれば、損失データ取得のための製品開発工数を削減し、開発期間の短縮や使用条件に合わせた柔軟な設計変更を可能にする。以下、実施例の説明において発明の原理と効果の詳細について述べる。
本発明の実施例１に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 両面冷却方式のパワーデバイスの断面構造例を示す図。 パワー半導体平面例を示す図。 パワーデバイス断面と熱等価回路を示す図。 図３ｂの熱等価回路に熱の流れ方向を追加記載して纏めた図。 メイン電流とセンス素子温度ＴＳの時間関係を示す図。 センス素子温度ＴＳとセンス比Ｍｒｅａｌの関係を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 基準温度点１２０の設定位置、手法の代案例を示す図。 本発明の実施例２に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 本発明の実施例３に係るパワー半導体素子の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示す図。 ハイブリッド方式の自動車のシステム構成例を示す図。 システム中の電力変換装置２０の一回路構成を示す図。
　以下、本発明の実施例について、図面を用いて説明する。
　なお実施例の説明に入る前に、図を用いて、本発明を適用するに好適な電力変換装置の適用事例及び電力変換装置の構成例について説明する。
　本発明に係るパワー半導体の電流検出装置は、一般的な電力変換装置に適用が可能であるが、典型的に近年ではハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能であることから、以下では、その一例としてハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。但し、電力変換装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、これら以外の産業機器に使用される電動機の電力変換装置に使用できるのはもちろんである。
　図１２はハイブリッド方式の自動車のシステム構成例を示しており、内燃機関１０、及びモータジェネレータ１１は自動車の走行用トルクを発生する動力源である。また、モータジェネレータ１１は、電動機として回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータ１１に加えられる機械エネルギである回転力を電力に変換する発電機能を有している。このように、モータジェネレータ１１は、自動車の運転方法により電動機としても発電機としても動作する。
　内燃機関１０の出力は、動力分配機構１２を介してモータジェネレータ１１に伝達され、動力分配機構１２からの回転トルク、或いはモータジェネレータ１１が発生する回転トルクは、トランスミッション１３、及びデファレンシャルギア１４を介して車輪１５に伝達される。
　一方、回生制動の運転時には、車輪から回転トルクがモータジェネレータ１１に伝達され、伝達された回転トルクに基づいてモータジェネレータ１１は交流電力を発生する。発生した交流電力は電力変換装置２０により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ２１を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。
　電力変換装置２０は、インバータ回路２２、平滑コンデンサ２３を備える。インバータ回路２２は平滑コンデンサ２３を介してバッテリ２１と電気的に接続されており、バッテリ２１とインバータ回路２２とで相互に電力の授受が行われる。平滑コンデンサ２３は、インバータ回路２２に供給される直流電力を平滑化する。
　電力変換装置２０のインバータ回路２２の制御回路２４は、通信用のコネクタ２５を介して上位の制御装置から指令を受けたり、上位制御装置に動作状態を表すデータを送信する。制御回路２４は、入力される指令に基づいて、モータジェネレータ１１の制御量を演算し、この演算結果に基づいて制御信号を発生してゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。この制御信号に基づいてゲート駆動回路２６が、インバータ回路２２を制御するための駆動信号を発生する。
　モータジェネレータ１１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路２２はバッテリ２１から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、モータジェネレータ１１に供給する。モータジェネレータ１１とインバータ回路２２からなる駆動機構は、電動／発電ユニットとして動作する。
　図１３は、システム中の電力変換装置２０の一回路構成を示す図である。以下の説明では、ＭＯＳＦＥＴを使用したパワーデバイスの例を説明する。電力変換装置２０は、パワーデバイス３０を構成する制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及びダイオード３２を備えてなる上アーム及び下アームを、交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して備えている。これらの３相の上下アームはインバータ回路２２を構成する。ここで、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、センス素子との関係で「主制御素子」として表記することもある。
　上アームの制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は平滑コンデンサ２３の正極側のコンデンサ端子に、下アームのＭＯＳＦＥ３１のソース端子は平滑コンデンサ２３の負極側のコンデンサ端子にそれぞれ電気的に接続されている。このように制御用ＭＯＳＦＥＴ３１はドレイン端子、ソース端子、ゲート端子を備えている。また、ダイオード３２がドレイン端子とソース端子との間に電気的に並列接続されている。
　ゲート駆動回路２６は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子と、ゲート端子との間に設けられ、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１をオン、オフ制御する。インバータの制御回路２４は、複数のゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。
　下アームのパワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と並列に配置された電流検出用のセンス素子が設けられている。このセンス素子もＭＯＳＦＥＴから構成されており、そのソース端子に流れるセンス電流は電流検出回路３３へ入力される。そして、電流検出回路３３で検出された電流、及びこれとは別に測定された電圧とを基に、回転子速度と磁極位置を演算し、これらを使って回転トルクと回転速度を制御している。
　このように、インバータ回路２２の制御回路２４は上位制御装置から制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路２２の上アーム、及び下アームを構成するバワーデバイス３０を制御する制御信号を発生し、この制御信号をゲート駆動回路２６に供給する。ゲート駆動回路２６は制御信号に基づき各相の上アーム、及び下アームを構成するパワーデバイス３０を駆動するための駆動信号を各相のパワーデバイス３０に供給する。
　パワーデバイス３０の制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート駆動回路２６からの駆動信号に基づき、オン、或いはオフ動作を行い、バッテリ２１から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータ１１に供給される。このような構成の電力変換装置は既に良く知られている。
　なお、インバータの構成例は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴでも良い。半導体材料もＳｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ、酸化ガリウムなど変わっても適用できる。ハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、電力変換装置全般に使用できる。さらに電気自動車の構成例は、ハイブリッドだけでなく内燃機関の無いＥＶにも適用できる。
　本発明は例えば上記のような電力変換装置に適用可能であるが、これに限定されず広く利用可能である。
　図１は、本発明の実施例１に係るパワー半導体の電流検出装置を採用する電力変換装置の全体構成例を示している。この図１において、電力変換装置２０は、パワーデバイス３０と、これを制御する制御回路２４（多くの場合にマイクロコントローラユニットＭＣＵで実現される）により構成され、パワー半導体の電流検出装置５０は、電気回路でハード的に構成された領域と、ＭＣＵ内にソフト的に構成された領域の組み合わせで実現されている。なお、図１では省略されているが、インバータ回路２２が複数のパワーデバイス３０の電気的な接続によって構成されている。例えば図１３に示されるような３相インバータ回路の場合、２個のパワーデバイス３０の直列接続によってインバータ回路の１相が構成され、１相の回路を３相並列接続することによってインバータ回路２２が構成される。
　このうちパワーデバイス３０は、メイン素子４３、センス素子４２、及びセンス素子温度によってボディ抵抗が変化する感温素子４４を有するパワー半導体１３０を主たる要素として構成されている。
　マイクロコントローラユニット（以下ＭＣＵという）２４には、本発明の実施例１に係るパワー半導体の電流検出装置５０の他に、インバータ回路２２の点弧制御装置などが収納されているが、図１では電流検出装置５０以外の構成要素の図示を割愛している。
　電流検出装置５０は、最終的にメイン電流推定値を得るものであり、この推定演算のために、パワー半導体１３０のセンス電流を検知するセンス電流検出回路５１、感温素子４４によりセンス素子温度に相当するボディ抵抗を検知するセンス素子温度検出回路５２、メイン温度算出のための基準温度を基準温度点１２０から得る基準温度取得部５３を備え、ＭＣＵ２４の入力部に接続されている。
　さらに電流検出装置５０はＭＣＵ２４内において、検出したボディ抵抗値（センス素子温度）からボディ抵抗温度特性データＤ１を参照してセンス素子温度ＴＳを推定するセンス素子温度推定器６１と、センス素子温度ＴＳと基準温度取得部５３で取得した基準温度から熱伝達関数データＤ２（ＺｔｈＭ／ＺｔｈＳ）を参照してメイン素子温度ＴＭを推定するメイン素子温度推定器６２と、センス電流、センス素子温度ＴＳ、メイン素子温度ＴＭからオン抵抗温度特性データＤ３、センス比データＤ４を参照してメイン電流推定値を出力するメイン電流推定器６３を含んで構成され、ＭＣＵ２４はメイン電流推定値に基づきゲート信号を生成するゲート信号生成器６７を介して、ゲート信号をゲート駆動回路２６に与えて、パワーデバイス３０と、パワーデバイス３０を含むインバータ回路２２を点弧制御する。
　図２は両面冷却方式のパワーデバイス３０の断面構造の例を示す。パワー半導体１３０である縦型ＭＯＳＦＥＴの両面（ソース電極、ドレイン電極）は、半田または焼結材２１６でそれぞれのリード端子（ソースリード端子２２１、ドレインリード端子２１７）と接続される。
　リード端子２２１、２１７は、それぞれ絶縁シート２１４を挟んでフィン付きのベースプレート２１２に接続され、水冷ジャケット２１１内に挿入される。ベースプレート２１２と水冷ジャケット２１１で形成された水路に冷却液２１３を流すことで、パワー半導体１３０で発生した熱を両面から冷却する構成となっている。
　実施例１では、基準温度として冷却液２１３の温度を取得する。このとき基準温度点１２０の位置は、図２に示した位置に限定されない。パワー半導体１３０と基準温度点１２０の間にパワー半導体以外の熱源からの熱の流入が無ければ（あるいはパワー半導体１３０の温度上昇への影響が無視できるほど小さければ）冷却液２１３のどの位置であっても良い。また１点である必要は無く、一定量域内（例えば水冷ジャケット２１１内）の平均温度であっても良い。
　取得方法は基準温度点１２０に直接水温センサを取り付けても良いし、水冷ジャケット２１１やベースプレート２１２の一部、又は水冷ジャケット２１１外側の水路（例えばラジエータの出入口温度）に取り付けた水温センサ値から間接的に基準温度点１２０の温度を推定しても良い。
　なお、本発明のＭＣＵ２４の範囲は図１の構成に限定されない。例えばセンス素子温度推定器６１やメイン素子温度推定器６２をＭＣＵ２４とは別の回路で構成してもよいし、ゲート駆動回路２６、センス電流検出回路５１、センス素子温度検出回路５２とＭＣＵ２４を１つの集積回路で一体化した構成であってもよい。また、特許文献２に記載されているようにセンス電流検出回路５１とセンス温度検出回路５２が共通の回路で構成され、ゲート信号と同期して検出対象を切り替える方式であってもよい。各ブロックの実装方法として様々な組み合わせが含まれる。
　図１、図２に示した上記の構成においてメイン電流を推定する方法を詳細に説明する。
図１の電力変換装置２０では、パワー半導体１３０がオン状態のときセンス電流をセンス電流検出回路５１で検出し、ＭＣＵ２４に出力する。パワー半導体１３０がオフ状態のとき（すなわちセンス電流が流れていないとき）、センス素子温度検出回路５２がボディ抵抗値を検出し、ＭＣＵ２４に出力する。また、基準温度取得部５３は図２に示す基準温度点１２０の冷却液２１３の温度をＭＣＵ２４に出力する。
　これらのデータを得てＭＣＵ２４内では、センス素子温度推定器６１内のセンス素子温度推定部６４は予めメモリにテーブル形式で格納されたボディ抵抗の温度特性データＤ１を参照し、検出されたボディ抵抗値からセンス素子温度ＴＳを推定する。
　メイン素子温度推定器６２内のメイン素子温度演算部６５は、予めメモリに格納された熱伝達関数データＤ２（ＺｔｈＭ／ＺｔｈＳ）と、センス素子温度推定器６１で求めたセンス素子温度推定値ＴＳと、基準温度取得部５３で取得した基準温度を使用し、後述の演算方法によりメイン素子温度ＴＭを推定する。
　メイン電流推定器６３内のメイン電流演算部６６は、予めメモリに格納されたセンス比テーブルデータＤ４、オン抵抗の温度特性テーブルデータＤ３を参照し、センス電流、センス素子温度ＴＳ、メイン素子温度ＴＭからメイン電流を推定する。
　ゲート信号生成器６７はメイン電流推定値を使用してゲート信号をゲート駆動回路２６に出力し、ゲート駆動回路２６がパワー半導体１３０を駆動することでインバータ回路２２のリアルタイム制御を行う。
　本発明は、図１の構成においてメイン素子温度推定器６２、メイン電流推定器６３の演算方法が新規なものであることから、以下においてはこれらにおける処理について詳細に説明する。
　まずメイン素子温度推定器６２は、検出したセンス素子温度ＴＳと検出した基準温度からメイン素子の平均温度を推定する役割を持つ。メイン素子温度ＴＭの演算方法について詳細に説明する。
　図３ａは、パワー半導体の平面図、図３ｂはパワーデバイス断面と熱等価回路を示しており、図２のパワーデバイスに対応している。
　このうち図３ａのパワー半導体平面図上には、メイン素子ソースパッド１３１、ゲートパッド１３２、ケルビンソースパッド１３３、センス素子ソースパッド１３４が配置されており、この平面領域におけるメイン素子ソースパッド１３１とセンス素子ソースパッド１３４を含むＡ－Ａ断面が図３ｂとして示されている。
　図３ｂのパワーデバイス断面には、図２のパワーデバイス断面のうち、パワー半導体１３０から水冷ジャケット２１１に至る片面の断面構造を示しており、かつパワー半導体１３０から水冷ジャケット２１１に至る伝熱の熱等価回路を説明の容易化のために単純化して示している。
　なおパワー半導体１３０内には、メイン素子領域１４１とセンス素子領域１４２があり、ここでは、基準温度点１２０で計測した冷却液２１３の温度である規準温度ＴＲｅｆと、センス素子温度推定器６１で求めたセンス素子領域１４２におけるセンス素子温度推定値ＴＳから、メイン素子領域１４１内の平均温度であるメイン素子温度ＴＭを推定しようとしている。
　この熱等価回路は、パワー半導体１３０のメイン素子の発熱Ｑが直接メイン素子領域１４１内のメイン素子温度ＴＭに作用し、またこの発熱Ｑが熱インピーダンスＺＳｈを介してセンス素子領域１４２におけるセンス素子温度推定値ＴＳに作用するとともに、他方においてこの発熱Ｑが冷却液２１３における冷却熱にインピーダンスＺｃｏｍ、ＺＭｖ、ＺＳｖを介して作用するときの熱の流れを示している。
　熱等価回路についてさらに詳細に説明する。まずメイン素子の発熱Ｑに対しメイン素子とセンス素子が熱インピーダンスで接続されている。ＺＳｈはメイン素子領域１４１とセンス素子領域１４２間のパワー半導体平面方向の熱インピーダンス、ＺＭｖ、ＺＳｖはそれぞれメイン素子、センス素子の縦方向の熱インピーダンス、Ｚｃｏｍはメイン素子、センス素子から基準温度点１２０までの内、メイン素子、センス素子共通の熱インピーダンスをそれぞれ示している。
　このときメイン素子温度ＴＭ、センス素子温度ＴＳ、基準温度ＴＲｅｆは（５）、（６）式の関係で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図４は、図３ｂの熱等価回路に熱の流れ方向を追加記載して纏めた図である。なおこの図４及び（５）、（６）式において、Ｒはメイン素子の発熱Ｑがセンス素子に流れる比率を表している。このとき（５）、（６）式右辺のＱ以外の項はパワーデバイスの構造で決まる固有の熱インピーダンスＺＭ―Ｒｅｆ、ＺＳ―Ｒｅｆとみなすことができるので、（７）、（８）、（９）、（１０）式に書き換えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　これらの式においてＺＭ―Ｒｅｆはメイン素子自身の発熱による温度上昇を表すことから自己熱インピーダンスと呼称し、ＺＳ―Ｒｅｆはメイン素子の発熱に対するセンス素子の温度上昇を表すことから相互熱インピーダンスと呼称するものとする。
　（９）、（１０）式の定義よりＺＭ―Ｒｅｆ、ＺＳ―Ｒｅｆはメイン素子温度ＴＭ、センス素子温度ＴＳ、基準温度ＴＲｅｆと発熱Ｑの関係を測定することにより、予め取得することができる。なお、特許文献２においては（７）式、（８）式の差をとることでＴＲｅｆの項を除去し、（１）式に示す発熱（∝損失）Ｑと熱インピーダンスの差（ＺＭ―Ｒｅｆ）―（ＺＳ―Ｒｅｆ）からΔＴ＝ＴＭ－ＴＳを算出したため、損失取得に伴う課題が発生していた。
　そこで本発明では（７）式と（８）式の比をとることで発熱Ｑを除去し、（１１）式に示すように熱インピーダンス比（ＺＭ―Ｒｅｆ）／（ＺＳ―Ｒｅｆ）とセンス素子温度ＴＳと基準温度ＴＲｅｆからメイン素子温度ＴＭを推定する。これにより損失取得に伴う誤差の影響無くメイン素子温度を推定することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　なお、両面冷却構造や３次元構造を考慮すると図３、図４に示す熱等価回路図より複雑な回路となるが、メイン素子温度ＴＭ、センス素子温度ＴＳ、基準温度ＴＲｅｆ間にＱ以外の熱源からの熱の流入が無ければ（あるいはメイン素子温度ＴＭ、センス素子温度ＴＳの上昇への影響が無視できるほど小さければ）（７）式～（１０）式の形式で表すことができる。したがって（１１）式を利用した本発明を適用することができる。
　次に、図１のメイン電流推定器６３の演算方法について説明する。メイン電流推定器６３の処理は特許文献１のセンス比の補正処理と類似している。すなわち予め取得したメイン素子温度とセンス素子温度が等しいとき（温度差ΔＴ＝０）のセンス比データＭ０を、動作中の温度差と、予め取得したオン抵抗温度特性データと、（２）（３）式から補正し、補正済みセンス比Ｍｒｅａｌを算出する。センス電流とセンス比Ｍｒｅａｌから（４）式を使用してメイン電流推定値ＩＭ－Ｅを出力する。
　特許文献１と本発明の違いは温度差ΔＴ算出に使用するメイン素子温度を、（１）式ではなく（１１）式から算出している事である。（１１）式の実施にあたり、熱インピーダンスの実装方法は特許文献２に記載の方法と同様に伝達関数を使用する。熱インピーダンス比（ＺＭ―Ｒｅｆ）、（ＺＳ―Ｒｅｆ）は熱抵抗と熱容量の熱回路ネットワークで構成されるため、熱パルスの時間変化Ｑ（ｔ）に対して時間遅れの応答成分（すなわち周波数応答）を持つ。メイン素子温度ＴＭを推定する際も周波数応答を考慮する必要があるため、予め熱パルスの時間変化Ｑ（ｔ）の熱パルス幅に対するＴＭ―ＴＲｅｆ、ＴＭ―ＴＲｅｆの応答を取得し、ｓ領域で周波数応答を表す熱伝達関数ＺＭ―Ｒｅｆ（ｓ）、ＺＳ―Ｒｅｆ（ｓ）に変換しておく。
　このように熱インピーダンス比（ＺＭ―Ｒｅｆ）／（ＺＳ―Ｒｅｆ）を熱伝達関数データＤ２としてメモリに格納しておくことで、このような時間遅れの応答を考慮してメイン電流を推定することができる。伝達関数の演算処理をＭＣＵ１２４で実行する方法は、ディジタルフィルタとして実装する方法がよく知られている。
　次に、センス比Ｍｒｅａｌが基準温度に対して時間遅れの応答成分を持つことにより、ヒステリシス性を示す計算結果の例について説明する。図５ａは、メイン電流とセンス素子温度ＴＳの時間関係を示している。パワーデバイスに流すメイン電流を直流から間欠パルスに変更した時の、センス素子温度ＴＳの時間変化を表している。また図５ｂは、センス素子温度ＴＳとセンス比Ｍｒｅａｌの関係を示す図である。
　これらによれば、図５ａの期間（Ｉ）はパワーデバイスに外部電流源から一定値のメイン電流を流し続け、センス素子温度ＴＳが定常状態に達している状態、期間（ＩＩ）は電流源をＯＮ／ＯＦＦパルスとして与え、通電期間が減るためにセンス素子温度ＴＳが下がっている状態、期間（ＩＩＩ）は再び一定値のメイン電流を流し、センス素子温度が上昇している状態を示している。
　期間（ＩＩ）（ＩＩＩ）のように発熱の変化によりパワー半導体の温度変化があると、メイン素子温度ＴＭとセンス素子温度ＴＳの時間応答が異なるためセンス比Ｍｒｅａｌがずれる。例えばメイン素子温度ＴＭの時間応答がセンス素子より速い場合、図５（ｂ）に示すように温度低下中はメイン素子温度ＴＭの方が速く温度が低下するためオン抵抗が下がり、（２）（３）式によりセンス比Ｍｒｅａｌが増加する。同じ原理で温度上昇中はセンス比Ｍｒｅａｌが減少する。
　このようにセンス素子温度ＴＳの変化に対してセンス比Ｍｒｅａｌがヒステリシス性を示す。同様に基準温度の変化に対してもセンス比Ｍｒｅａｌがヒステリシス性を示す。このような時間遅れの応答を考慮するために熱伝達関数を使用してメイン素子温度ＴＭを推定するのがよい。
　上記の実施例１の構成は損失を使用しないため、損失取得時の測定誤差の影響なく高精度にメイン電流を推定することができる。更に損失データ取得のための製品開発工数を削減し、開発期間の短縮や使用条件に合わせた柔軟な設計変更を可能にする。
　なお、本発明の実現にあたり、いくつかの変更、代案の採用が可能である。まず本実施例では水冷方式を前提として冷却液２１３を冷媒とする例について説明したが、空冷やヒートパイプなどの冷媒として気体を利用する冷却方式であってもよい。
　またパワー半導体１３０の基準温度点１２０の設定位置、手法に関して、図１以外の個所あるいは手法としてもよい。図６は、ベースプレート２１２の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図７は、絶縁シート２１４の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図８は、リード端子１２１の部位の温度をサーミスタや熱電対などの温度センサで測定し、基準温度として使用する例であり、図９は、パワー半導体１３０上の感温ダイオード４５の順方向電圧ＶＦを、基準温度取得部５３であるＶＦ検出回路で測定し、基準温度として使用する例である。
　実施例１では、基準温度は、基準温度取得部５３で得た値をそのまま利用して数式展開して、メイン電流を推定している。これに対し、実施例２では、基準温度の時系列的変化を加味した処理を実施するものである。
　実施例２では、基準温度として１サンプリング周期前のセンス素子温度、メイン素子温度を使用する。１サンプリング周期前のメイン素子温度、発熱、基準温度（例えば冷却液温）をそれぞれＴＭ（ｎ－１）、Ｑ（ｎ－１）、ＴＲｅｆ（ｎ－１）、現在の周期のメイン素子温度、発熱、基準温度をＴＭ（ｎ）、Ｑ（ｎ）、ＴＲｅｆ（ｎ）、メイン素子と基準温度の熱インピーダンスをＺＭ―Ｒｅｆとおくと、（１２）（１３）式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　さらに（１２）（１３）式は、基準温度を一定値ＴＲｅｆに制御できる場合、あるいは基準温度の変化が無視できるほど小さい場合、以下の式（１４）、（１５）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　（１４）式ー（１５）式を演算して、基準温度ＴＲｅｆを除去すると（１６）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　またセンス素子に対しても同様に（１７）式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　次に（１６）式／（１７）式を演算して、発熱Ｑを除去すると、現在の周期のメイン素子温度ＴＭ（ｎ）を（１８）式で算出することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　（１８）式はセンス素子温度の変化量から、熱インピーダンス比（ＺＭ―Ｒｅｆ）／（ＺＳ―Ｒｅｆ）を使用してメイン素子温度ＴＭの変化量を推定する関係式とみなすことができる。また別の見方として、実施例１の（１１）式と類似の形式であることから、１サンプリング周期前のセンス素子温度とメイン素子温度を基準温度ＴＲｅｆ１、ＴＲｅｆ２とし、メイン素子温度を推定する式とみなすことができる。
　（１８）式では初期値が定まらないため、動作開始時は自己発熱によるメイン素子とセンス素子の温度差は無いものとみなし、以下の（１９）式のように処理する。但し、ＴＳ－ｉｎｉｔｉａｌは、動作開始時のセンス素子温度検出値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　なお、熱インピーダンス比（ＺＭ―Ｒｅｆ）／（ＺＳ―Ｒｅｆ）を測定するための基準温度ＴＲｅｆは冷却液温でなくてもよい。実施例１と同様にＴＭ、ＴＳ、ＴＲｅｆ間にパワー半導体の発熱Ｑ以外の熱源からの熱の流入が無いこと（すなわち（１２）（１３）式が成立すること）。また実施例１との違いとして、温度が一定であることを満たしていれば（１８）式が成立し、実施例２の方式を適用することができる。
　図１０は本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成例を示す。実施例１の構成である図１との違いは基準温度取得部５３が１サンプリング周期前のセンス素子温度ＴＳとメイン素子温度ＴＭを取得し、メモリに格納している点である。すなわちセンス素子温度推定器６１とメイン素子温度推定器６２が算出したセンス素子温度ＴＳとメイン素子温度ＴＭをメモリに格納しておき、次のサンプリング周期において（１８）式の演算に使用するようにしたものである。
　本実施例の構成とすることで、実施例１のようなパワーデバイスの基準温度を取得するための基準温度点や検出回路の作成が不要になるという効果を奏することができる。
　実施例３では、基準温度として複数並列接続されたパワー半導体の温度を使用する。
　図１１はパワーデバイス３０内にパワー半導体１３０Ａ、１３０Ｂを２チップ並列接続した場合の、電力変換装置の構成例を示している。パワー半導体１３０Ａのセンス素子４２Ａと感温素子４４Ａは実施例１と同様にセンス電流、センス素子温度の検出に使用される。
　これに対してパワー半導体１３０Ｂのセンス素子４２Ｂと感温素子４４Ｂは、感温素子４４Ｂを基準温度点１２０として取り扱うことで、基準温度の検出に使用される。基準温度取得部５３（センス素子温度検出回路２）がセンス素子のボディ抵抗２を検出し、基準温度信号としてＭＣＵ２４に出力する。ＭＣＵ２４のセンス素子温度推定器において予めメモリに格納されたボディ抵抗の温度特性テーブルデータを参照し、検出されたボディ抵抗２の値から基準温度を推定する。その他の構成の説明は実施例１と同様であるため省略する。
　実施例３のメイン素子温度推定器６２の推定方法について説明する。パワー半導体１３０Ａのメイン素子温度、センス素子温度をそれぞれＴＭ１、ＴＳ１パワー半導体１３０Ｂのメイン素子温度、センス素子温度をＴＭ２、ＴＳ２とおくと、（７）式～（１０）式と同様の考え方で（２０）式～（２３）式の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　ここでＱは並列チップの発熱量の合計を表す。ＺＭ１－Ｓ２、ＺＳ１－Ｓ２はパワーデバイスの構造によって決まる熱インピーダンスで、（２２）（２３）式の関係から予め測定しておくことができる。（２０）式／（２１）式よりＱを除去すると（２４）式の関係が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　したがってＴＳ２を基準温度ＴＲｅｆとみなすことで実施例１の（１１）式と同じ形となり、基準温度からメイン素子温度１（ＴＭ１）を算出することができる。
　また、パワー半導体１３０Ａとパワー半導体１３０Ｂの温度の役割を入れ替えて、センス素子温度１（ＴＳ１）を基準温度とみなし、（２５）式からメイン素子温度２（ＴＭ２）を算出することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　メイン素子温度推定器で出力するメイン素子温度推定値は、ＴＭ１、ＴＭ２のいずれかを演算して出力しても良いし、ＴＭ１、ＴＭ２の平均値を演算して出力しても良い。
　なお、図１１は２チップ並列接続の例で説明したが、本実施例は３チップ以上の複数並列接続した場合でも適用することができる。例えばＮチップ並列接続された内のＮ－１チップを図１１のパワー半導体１３０Ａとみなし、残りの１チップをパワー半導体１３０Ｂとみなしてもよい。
２２：インバータ回路、２４：制御回路、マイクロコントローラユニット、２６：ゲート駆動回路、３０：パワーデバイス、４２：センス素子、４３：メイン素子、４４：感温素子、５０：電流検出装置、５１：電流検出回路、５２：センス素子温度検出回路、５３：基準温度取得部、６１：センス素子温度推定器、６２：メイン素子温度推定器、６３：メイン電流推定器、６７：ゲート信号生成器、１３０：パワー半導体、１２０：基準温度点

Claims (10)

  1. 　メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記感温素子の出力に基づいて、前記センス素子の温度であるセンス素子温度を推定するセンス素子温度推定部と、
    　前記パワーデバイスの基準温度を取得する基準温度取得部と、
    　前記センス素子温度および前記基準温度に基づいて、前記メイン素子の温度であるメイン素子温度を推定するメイン素子温度推定部と、
    　前記センス素子が検出したセンス電流値と、前記センス素子温度と、前記メイン素子温度と、に基づいて、前記メイン素子に流れるメイン電流値を推定するメイン電流推定部と、を備え、
    　前記メイン素子温度推定部は、前記メイン素子の発熱に対する前記センス素子の相互熱インピーダンスと前記メイン素子の自己熱インピーダンスとの比である熱インピーダンス比を用いて、前記メイン素子温度を推定することを特徴とするパワーデバイスの電流検出装置。
  2. 　請求項１に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記メイン素子温度推定部は、前記センス素子温度と前記基準温度との温度差と、前記熱インピーダンス比との積に基づいて、前記メイン素子温度を推定するパワーデバイスの電流検出装置。
  3. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスを冷却する冷媒温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  4. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスに搭載されるサーミスタ温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  5. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスのベースプレート温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  6. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスの絶縁体温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  7. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイスの端子温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  8. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、１サンプリング周期以上前の前記センス素子温度および前記メイン素子温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  9. 　請求項２に記載のパワーデバイスの電流検出装置であって、
    　前記センス素子温度推定部は前記パワーデバイス内に複数並列接続された一部のパワー半導体の感温素子の温度を取得し、
    　前記基準温度取得部は、前記基準温度として、前記パワーデバイス内に複数並列接続された残りの一部のパワー半導体の感温素子の温度を取得するパワーデバイスの電流検出装置。
  10. 　メイン素子と、電流検出用のセンス素子と、温度検出用の感温素子を有するパワー半導体を搭載するパワーデバイスと、前記パワーデバイスのゲートを駆動する制御回路を備える電力変換装置であって、
    　前記制御回路は、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載のパワーデバイスの電流検出装置により推定したメイン電流推定値に応じて前記パワーデバイスのゲート信号を生成し、前記パワーデバイスのゲートを駆動することを特徴とする電力変換装置。
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