JP2021097435A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センス電流観測によるパワーデバイスのメイン電流推定を正確に行うことができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、メイン素子及びセンス素子を有するデバイスを含むインバータ回路３０と、センス素子に流れるセンス電流からメイン素子に流れる電流を仮メイン電流として推定する仮メイン電流推定器４３と、メイン素子に対するゲート駆動信号及び仮メイン電流に基づいて、メイン素子とセンス素子との温度差を推定する温度差推定器４４と、推定した温度差、及びメイン素子のオン抵抗温度特性を用いて仮メイン電流を補正し、補正済みメイン電流として出力するメイン電流補正器４５と、補正済みメイン電流に基づき、ゲート駆動信号を出力するインバータ制御回路２４を備える。【選択図】図６

Description

本発明は、パワーデバイスを備えた電力変換装置に係り、特に高い精度の電流測定を必要とする電力変換装置に関する。

次世代自動車として、内燃機関と電動機を組み合わせて駆動輪を回転するハイブリッド自動車や、電動機だけで駆動輪を回転する電気自動車が注目されている。そして、これらに使用される自動車用モータにおいては、小型で高トルクが出せる、回転子に永久磁石を埋め込んだ同期モータが採用されており、この同期モータのトルクを最大限に引き出すため、ベクトル制御が一般的に使用されている。

このようなベクトル制御は、アクセル、あるいはブレーキ指令により発生するトルク指令と速度から電流指令を演算し、この電流指令に基づきＰＷＭ信号を発生してインバータのパワーデバイスを駆動している。そして、ベクトル制御には、インバータの出力電流を測定するための電流センサが必要である。このため、パワーデバイスを構成するＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのような主制御素子とは別に、電流検出専用のセンス素子を設け、そのセンス素子を流れる電流（センス電流）を検出して主制御素子に流れる主電流を推定している。このような電力変換回路は、例えば特許文献１に開示されている。

上述したセンス素子、及び主制御素子よりなるパワーデバイスは、温度依存性を備えているので、センス電流特性が温度によって変動して正確な電流が測定できないという課題がある。そこで特許文献１においては、パワーデバイスを構成する半導体基板に温度検知ダイオードを形成し、この温度検知ダイオードによって電流特性を補正することが行われている。

特開２００６−２７１０９８号公報

ところで、この温度検知ダイオードなどの感温素子を用いてパワーデバイスの温度測定を行う場合、パワーデバイスのうち感温素子のある場所の温度のみしか測定することができない。パワーデバイスは1mm角を超えるような大面積の半導体チップであることがあり、それ自身が動作時に発熱体となるため、チップ内での温度が均一とならず、チップ中心部とチップ端部では温度に差が生じる。一般には、より熱のこもりやすいチップ中心部の温度が、チップ端部の温度よりも高温となる。このうち、感温素子が配置に適した位置はチップ端部である。理由としては、低オン抵抗および冷却効率の向上を目的として、パワーデバイスはチップの両面がドレインもしくはソース端子となっており、これを電極兼ヒートシンクの金属で挟み込むため、チップ中央部にはボンディングワイヤを接続できるような感温素子用のパッドが配置できないためである。また、感温素子自体はパッドから離れた中心部に配置し、配線によって感温素子とチップ端部のパッドを接続する場合には、配線部分がパワーデバイスとならない非アクティブ領域となってしまい、面積効率が悪くコスト増になってしまう。センス素子についても同様のことがあてはまり、感温素子とともにチップ端部に配置されることが、パワーデバイスとしての低オン抵抗・低熱抵抗・低コストを実現するために必要であるといえる。

つまり、上述した特許文献１を例とする感温素子を用いたチップ温度測定では、測定された温度はチップ端部の温度、すなわちセンス素子の温度のみであり、主制御素子（以降、メイン素子と呼ぶ）の温度は測定できておらず、しかもセンス素子の温度に対して温度差を有していることとなる。ここで、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのパワーデバイスは半導体であるため、オン抵抗が温度依存性を有する。メイン素子とセンス素子は並列に接続されているため、メイン素子とセンス素子間の温度差が変動すると、主電流（以降メイン電流と呼ぶ）とセンス電流の比（センス比）が変動することとなる。つまり、特許文献１のように、メイン素子とセンス素子の温度差を考慮しない場合、メイン電流の推定に誤差が発生することになり、精度が劣化して課題である。

本発明の目的は、センス素子を有するパワーデバイスにおいて、温度差を考慮したメイン電流の推定を行うことによって、センス電流観測によるメイン電流推定を正確に行うことができる電力変換装置を提供することにある。

上記の目的を達成するため、本発明においては、メイン素子及びセンス素子を有するデバイスを含むインバータ回路と、センス素子に流れるセンス電流からメイン素子に流れる電流を仮メイン電流として推定する仮メイン電流推定器と、メイン素子に対するゲート駆動信号及び仮メイン電流に基づいて、メイン素子とセンス素子との温度差を推定する温度差推定器と、推定した温度差、及びメイン素子のオン抵抗温度特性を用いて仮メイン電流を補正し、補正済みメイン電流として出力するメイン電流補正器と、補正済みメイン電流に基づき、ゲート駆動信号を出力するインバータ制御回路と、を備える電力変換装置を提供する。

本発明によれば、センス素子を搭載したデバイスにおいて、チップ端部で検出したチップ温度とセンス電流を用いて、デバイスに流れるメイン電流を正確に推定することができる。

ハイブリッド自動車のシステム構成の一例を示す図である。 図１のシステム中の電力変換装置の一回路構成例を示す図である。 各実施例の電力変換装置に使用されるパワーデバイスの一構成を示す図である。 メイン素子温度とセンス素子温度とセンス比の時間変化例を示す特性図である。 パワーデバイスの一般的なオン抵抗温度特性を示す特性図である。 実施例１の電力変換装置の一構成例を示す図である。 パワーデバイスの熱抵抗のモデル例を示す熱等価回路図である。 実施例１の電力変換装置の温度差演算器の一構成例を示す図である。 実施例２の電力変換装置の一構成例を示す図である。 実施例２の電力変換装置の温度差演算器の一構成例を示す図である。 実施例３の電力変換装置の一構成例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて詳細に説明するが、本発明は以下の実施形態に限定されることなく、本発明の技術的な概念の中で種々の変形例や応用例をもその範囲に含むものである。

先ず、本発明の種々の実施例が適用される電力変換装置について、図面を参照しながら説明する。各実施例に係る電力変換装置は、代表的にはハイブリッド自動車や電気自動車に適用可能であるが、以下では、その一例としてハイブリッド自動車に適用した場合について説明する。但し、各実施例の電力変換装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車に限らず、これら以外の産業機器に使用される電動機の電力変換装置に使用できるのはもちろんである。

図１はハイブリッド方式の自動車のシステム構成例を示しており、内燃機関１０、及びモータジェネレータ１１は自動車の走行用トルクを発生する動力源である。また、モータジェネレータ１１は、電動機として回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータ１１に加えられる機械エネルギである回転力を電力に変換する発電機能を有している。このように、モータジェネレータ１１は、自動車の運転方法により電動機としても発電機としても動作する。

内燃機関１０の出力は、動力分配機構１２を介してモータジェネレータ１１に伝達され、動力分配機構１２からの回転トルク、或いはモータジェネレータ１１が発生する回転トルクは、トランスミッション１３、及びデファレンシャルギア１４を介して車輪１５に伝達される。

一方、回生制動の運転時には、車輪１５から回転トルクがモータジェネレータ１１に伝達され、伝達された回転トルクに基づいてモータジェネレータ１１は交流電力を発生する。発生した交流電力は電力変換装置２０により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ２１を充電し、充電された電力は再び走行エネルギとして使用される。

電力変換装置２０は、インバータ回路２２、平滑コンデンサ２３を備える。インバータ回路２２は平滑コンデンサ２３を介してバッテリ２１と電気的に接続されており、バッテリ２１とインバータ回路２２とで相互に電力の授受が行われる。平滑コンデンサ２３は、インバータ回路２２に供給される直流電力を平滑化する。

電力変換装置２０のインバータ回路２２の制御回路２４は、通信用のコネクタ２５を介して上位の制御装置から指令を受けたり、上位制御装置に動作状態を表すデータを送信する。制御回路２４は、入力される指令に基づいて、モータジェネレータ１１の制御量を演算し、この演算結果に基づいて制御信号を発生してゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。この制御信号に基づいてゲート駆動回路２６が、インバータ回路２２を制御するための駆動信号を発生する。

モータジェネレータ１１を電動機として動作させる場合には、インバータ回路２２はバッテリ２１から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、モータジェネレータ１１に供給する。モータジェネレータ１１とインバータ回路２２からなる駆動機構は、電動/発電ユニットとして動作する。

図２は、システム中の電力変換装置２０の一回路構成を示す図である。以下の説明では、ＭＯＳＦＥＴを使用したパワーデバイスの例を説明する。電力変換装置２０は、パワーデバイス３０を構成する制御用ＭＯＳＦＥＴ３１、及びダイオード３２を備えてなる上アーム及び下アームを、交流電力のＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相に対応して備えている。これらの３相の上下アームはインバータ回路２２を構成する。ここで、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、センス素子との関係で「主制御素子」として表記することもある。

上アームの制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン端子は平滑コンデンサ２３の正極側のコンデンサ端子に、下アームのＭＯＳＦＥ３１のソース端子は平滑コンデンサ２３の負極側のコンデンサ端子にそれぞれ電気的に接続されている。このように制御用ＭＯＳＦＥＴ３１はドレイン端子、ソース端子、ゲート端子を備えている。また、ダイオード３２がドレイン端子とソース端子との間に電気的に並列接続されている。

ゲート駆動回路２６は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１のソース端子と、ゲート端子との間に設けられ、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１をオン、オフ制御する。インバータの制御回路２４は、複数のゲート駆動回路２６へ制御信号を供給する。

下アームのパワーデバイス３０は、制御用ＭＯＳＦＥＴ３１と並列に配置された電流検出用のセンス素子が設けられている。このセンス素子もＭＯＳＦＥＴから構成されており、そのソース端子に流れるセンス電流は電流検出回路３３へ入力される。そして、電流検出回路３３で検出された電流、及びこれとは別に測定された電圧とを基に、回転子速度と磁極位置を演算し、これらを使って回転トルクと回転速度を制御している。

このように、インバータ回路２２の制御回路２４は上位制御装置から制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路２２の上アーム、及び下アームを構成するバワーデバイス３０を制御する制御信号を発生し、この制御信号をゲート駆動回路２６に供給する。ゲート駆動回路２６は制御信号に基づき各相の上アーム、及び下アームを構成するパワーデバイス３０を駆動するための駆動信号を各相のパワーデバイス３０に供給する。

パワーデバイス３０の制御用ＭＯＳＦＥＴ３１は、ゲート駆動回路２６からの駆動信号に基づき、オン、或いはオフ動作を行い、バッテリ２１から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータ１１に供給される。このような構成の電力変換装置は既に良く知られている。

ところで、図３の（ａ）に示すように、パワーデバイス３０は、大面積の半導体チップであり、図３の（ｂ）に示すように、チップ端部に感温素子３７およびセンス素子３９を有する。感温素子３７はパッド３７aおよびパッド３７ｂによってチップ外部と接続され、センス素子３９はパッド３６によってそのソース端子を外部と接続する。また、ゲートはパッド３５によりゲート駆動回路２６と接続される。メイン素子のソース端子はパッド３４であり、メイン素子とセンス素子で共通のドレイン端子はチップ裏面のパッド３８で接続される。

ここで、インバータ回路２２が図４上段のような正弦波電流を出力する場合、パワーデバイス３０がスイッチングされ電流が流れることによってパワーデバイス３０において出力電流に同期して電力損失が発生する。すると、パワーデバイス３０は発熱し、図４中段の実線のようにメイン素子温度Ｔｍは出力電流に同期して変動する。一方、チップ端部にあるセンス素子は冷却性が高く、チップ中心部の熱が遅れて伝わってくるため、図４中段の破線で例示するように、センス素子温度ＴｓはＴｍよりも振幅が小さくなおかつ遅れて変動する。すなわち、メイン素子とセンス素子の温度差ΔＴは、時間と共に変動する。また、インバータ出力電流の周波数および振幅によってΔＴは異なる値を示す。

この温度差ΔＴが電流推定精度に与える影響を説明する。まず、Tを素子温度として、センス素子のオン抵抗をRs(T)、メイン素子のオン抵抗をRm(T)とおく。各素子のオン抵抗は、パワーデバイスがＳｉＣ―ＭＯＳＦＥＴdである場合には一般に図５に示すような温度上昇に従って上昇する特性を有する。センス比Ｍは式（１）のように記述できる。

ＴｓとＴｍの関係は、ΔＴを用いて式（２）の通りである。

ここで、センス電流からメイン電流を推定するために事前に用意するセンス比の情報は、ある固定の温度差ΔＴ０でのセンス比である。たとえば、恒温槽を用いてセンス比の温度特性を事前取得する場合には、センス素子とメイン素子は外部から均一な温度に加熱されるため、ΔＴ０は０である。このときのセンス比をＭ０(T)とすると、式（３）となる。

となる。

一方、デバイスが動作中で発熱しているときのセンス比Mrealは、

であり、実際の温度差ΔTと事前にセンス比を取得した際の温度差ΔT0が異なる値となる限りはＭ０（Ｔ）≠ Mreal(T)となる。このようにΔTとΔＴ０の差によってセンス比は想定よりも変動し、温度差起因の電流推定誤差を引き起こす。

ΔＴによって生じたセンス比のずれは、式（５）のようにＭ０（Ｔ）に対する係数Ｋとして表すことができる。

ここで、Ｋは式（６）で定義される係数である。

式（６）の示す通り、Ｋは、温度がＴｓ＋ΔＴ０のときとＴｓ＋ΔＴのときのメイン素子のオン抵抗の比である。つまり、メイン素子のオン抵抗の温度特性Rm(T)と、センス比事前取得時のメイン素子とセンス素子の温度差ΔＴ０と、実動作時の温度差ΔＴが分かれば、Ｋを知ることができ、すなわち正しいセンス比Ｍrealが得られ、精度良くメイン電流を推定できることになる。

ここで、Rm(T)は事前に特性を取得することで既知とすることができ、ΔＴ０についてもセンス比を事前取得する際にデバイスを定温状態とすることでゼロとすることができる。パワーデバイスの動作状態によって時間変化するΔＴさえリアルタイムに知ることができれば、係数Ｋを導出することができ、リアルタイムに正しいセンス比Ｍｒｅａｌが得られることがわかる。すなわち、予め記憶しているパワーデバイスのオン抵抗温度特性を用いてセンス比の補正を行い、センス電流からメイン電流を正確に推定できる。

実施例１は、上述した係数Ｋの導出とこれによる電流推定値の補正を行う電力変換装置の実施例である。すなわち、メイン素子及びセンス素子を有するデバイスを含むインバータ回路と、センス素子に流れるセンス電流からメイン素子に流れる電流を仮メイン電流として推定する仮メイン電流推定器と、メイン素子に対するゲート駆動信号及び仮メイン電流に基づいて、メイン素子とセンス素子との温度差を推定する温度差推定器と、推定した温度差、及びメイン素子のオン抵抗温度特性を用いて仮メイン電流を補正し、補正済みメイン電流として出力するメイン電流補正器と、補正済みメイン電流に基づき、ゲート駆動信号を出力するインバータ制御回路と、を備える電力変換装置の実施例である。

本実施例の電力変換装置では、図６に示すように、パワーデバイス３０のセンス電流をセンス電流検出器４２で検出する。仮メイン電流推定器４３では、先に説明した温度差起因の誤差を含む仮のメイン電流値Ime’をこのセンス電流Isから取得する。そして、この仮メイン電流とゲート駆動信号を用いて、温度差推定器４４でメイン素子とセンス素子の温度差の推定値ΔTeを演算する。最後に、メイン電流補正器４５によって、推定された温度差ΔTeおよびオン抵抗の温度特性から補正係数を演算し、この補正係数によって温度差起因誤差を補正済みのメイン電流Imeを得て、インバータ制御回路２４に入力してインバータ回路のリアルタイム制御を行う。以下、仮メイン電流推定器４３、温度差推定器４４、メイン電流補正器４５の説明を順次行う。

仮メイン電流推定器４３は、事前に取得したセンス比Ｍ０が格納されたメモリ４３２を有する。仮メイン電流演算器４３１は、センス電流検出器４２によって取得したセンス電流Ｉｓに対して、

の乗算演算を行い、仮メイン電流Ime’を出力する。すなわち、仮メイン電流推定器４３は、予め取得したメイン電流とセンス電流の比であるセンス比と、センス電流Isに基づき仮メイン電流Ime’を推定する。

ここで、センス比はパワーデバイス３０の構造の非均一性によって温度特性を有することがあるので、メモリ４３２に格納するセンス比は温度依存性を持たせたテーブルとしてもよく、その場合には仮メイン電流推定器４３はセンス素子温度検出器４１により取得したセンス素子温度Ｔｓを用いて温度補正をしてもよい。また、同様にセンス比は電流依存性を持つ場合もあるので、センス電流に対する依存性を持たせたセンス比とテーブルとしてもよい。いずれにしても、パワーデバイス３０は感温素子を含み、仮メイン電流推定器４３は、感温素子の出力によりセンス素子温度検出器４１で検出されるセンス素子温度Ｔｓに基づき仮メイン電流の温度補正を行うことができる。

温度差推定器４４は、メイン素子とセンス素子の温度差ΔＴを推定する役割をもち、仮メイン電流Ime’に基づき推定損失Ｅeを演算するチップ損失演算器４４２と、推定損失に基づき推定温度差を演算する温度差演算器４４１を有する。温度差ΔＴは、チップ内部の温度差であり、前述したようにチップ中心部の温度を取得することは容易ではない。そのため、温度差ΔＴはパワーデバイス３０の動作状態をもとに推定することで取得する。具体的には、温度差推定器４４では、パワーデバイス３０で発生する損失を推定し、事前に取得した損失から温度差への熱抵抗を用いてΔＴをリアルタイムに演算する。

まず、パワーデバイス３０の損失推定の構成例について説明する。パワーデバイス３０の損失は、オン抵抗を有するメイン素子にメイン電流が流れることによる導通損失と、電力変換動作におけるＰＷＭスイッチング毎に発生するスイッチング損失とから構成される。１ＰＷＭ周期における損失Ｅlossは、ＰＷＭのduty比をD、ＰＷＭ周波数をＦＰＷＭ、ターンオン損失をEon、ターンオフ損失をＥoffとして、式（８）で表される。

第一項が導通損失を表し、第二項および第三項がスイッチング損失を表す。チップ損失演算器４４２は、式（８）に従って損失の演算を行い、ＰＷＭスイッチング毎に推定損失Ｅeを出力する。導通損失の演算に必要なＰＷＭのduty比および周波数は、インバータ制御回路２４が出力するゲート駆動信号をモニタすることで取得できる。Ｄｕｔｙ比および周波数は必ずしもゲート駆動信号から取得する必要はなく、インバータ制御からデータとして別途取得してもよい。また、メイン電流ＩＭは、すでに取得した仮メイン電流推定値Ｉme’を近似的に用いることができる。メイン素子のオン抵抗Ｒｍは、事前に取得したものをメモリ４４５に格納しておくことで導通損失演算に用いる。スイッチング損失については、一般にメイン電流値に対して比例関係にあるので、事前に取得したＥon+Eoffをメイン電流に対するテーブルとしてメモリ４４４に格納しておく。オン抵抗およびターンオン損失、ターンオフ損失は温度依存性をもつ場合があるので、センス素子温度検出器４１によって検出したセンス素子温度Ｔｓを用いて温度補正をチップ損失演算器４４２によって行ってもよい。その場合、メモリ４４５およびメモリ４４４に、オン抵抗とターンオン損失、ターンオフ損失の温度依存性のデータを格納すればよい。

次に、推定損失Ｅeを用いた温度差ΔＴの推定の構成例を説明する。ΔＴは、推定損失Ｅｅと、事前に取得した熱抵抗を用いて演算、推定する。パワーデバイス３０は、動作時の電流の導通による損失によって自身が発熱体であり、パワーデバイス３０に取り付けられたヒートシンクを介して外部に熱を逃がすという熱構造を有する。

これを熱等価回路で示したのが図７である。図７の左端にあるのが、パワーデバイ３０の損失による熱源である。熱源からの熱流は、チップやヒートシンクの熱抵抗θ０〜θＮおよび熱容量Ｃ０〜ＣＮを介して温度Ｔ０の周辺へと放熱されていく。本熱等価回路において、熱源の熱流の時間波形ｑ（ｔ）は、式（９）と表される。

熱源からメイン素子への熱伝達インピーダンスをＺｍ、熱源からセンス素子への熱伝達インピーダンスをＺｓ、とすると、周波数領域ｓでのメイン素子の温度Ｔｍ（ｓ）およびセンス素子の温度Ｔｓ（ｓ）は、式（１０）、（１１）と表される。

ここで、Ｑ（ｓ）は周波数領域でのｑ（ｔ）である。温度差ΔＴは、

となる。すなわち、温度差ΔＴの時間波形は、損失q(t)に対して(Zm-Zs)なる熱インピーダンスのフィルタをかけた結果であることがわかる。温度差推定器４４では、ＰＷＭスイッチング毎に出力される推定損失Ｅeを離散時間フィルタである温度差演算器４４１に通すことで温度差の推定値ΔＴeを得る。

ここで、リアルタイムに補正済みメイン電流Ｉmeを得るためにはリアルタイムなΔＴeが必要であるため、温度差演算器を構成するデジタルフィルタは、低遅延である必要がある。デジタルフィルタをＦＩＲフィルタによる構成とする場合、タップ数の半分以上の遅延が発生してしまうので望ましくない。望ましくは、図８に示すような、低遅延を実現できるＩＩＲフィルタによる構成である。メモリ４４３には、熱インピーダンス(Zm-Zs)を実現するＩＩＲフィルタのタップ係数Ａｎ、Ｂｎ（ｎ＝１，２，３,…）を格納し、温度差推定器４４１で用いる。

最後に、メイン電流補正器４５の構成例について説明する。メイン電流補正器４５は、推定温度差に基づき補正係数を演算する補正係数演算器４５１を有し、演算した補正係数を仮メイン電流に乗じて補正済みメイン電流とする。仮メイン電流推定器４３が出力する仮メイン電流Ime’は、既にセンス電流Isに対して温度差ΔＴ＝０のときのセンス比Ｍ０を乗じた値であるため、Ime’に対して補正係数Ｋを乗じることで、Ｉｓに対して温度差を加味したセンス比Ｍrealを乗じたメイン電流推定値Ｉｍｅを得られることとなる。ここで、補正係数Ｋは式（６）に従って演算してもよいし、その１次近似である式（１３）に従って計算してもよい。

メイン電流補正器４５の補正係数演算器４５１は、ΔＴとして温度差推定器４４の出力である推定温度差ΔＴeを用いる。式（１３）に従って補正係数Ｋを演算する構成の場合、メモリ４５３には事前に取得したメイン素子のオン抵抗の温度係数を格納しておき、補正係数演算器４５１でΔＴeと乗算することにより補正係数Ｋを得る。すなわち、予め記憶しているパワーデバイスのオン抵抗温度特性を用いてセンス比の補正を行い、センス電流からメイン電流を正確に推定できる。すなわち、予め記憶しているパワーデバイスのオン抵抗温度特性を用いてセンス比の補正を行い、センス電流からメイン電流を正確に推定できる。メイン電流補正器４５において演算して得た補正係数Ｋを仮メイン電流に乗算することにより得た補正済みメイン電流をインバータ制御回路２４に出力する。

このように、本実施例の電力変換装置によれば、温度差を考慮したメイン電流の推定を行うことによって、センス電流観測によるパワーデバイスの電流推定を正確に行うことができる。

なお、より正確に式(６)の演算を行う構成とする場合には、メモリ４５３には事前に取得した各温度でのメイン素子のオン抵抗を格納しておけばよい。しかしながら、その場合、補正係数演算器４５１に除算器が必要となるため、ハードウェア規模および演算速度が十分でない場合には式（１３）に従った構成とすることが望ましい。

実施例２は、実施例１よりも高速にメイン電流の補正処理を行う演算器を備えた電力変換装置の実施例である。すなわち、温度差推定器は、次のスイッチングで予定されるメイン電流値とそのパルス幅などのデバイスに対して予定された駆動条件に基づいてメイン素子とセンス素子との温度差を推定する電力変換装置の実施例である。

メイン電流の推定結果はインバータ回路のリアルタイム制御に用いるため、センス電流からメイン電流を推定する演算は低遅延で行う必要がある。本発明のように、高精度化を求めて補正演算を多く行う場合には、演算器の動作速度によっては、ややもすると演算が間に合わない可能性がある。補正演算は基本的にはメモリアクセスを伴う積和演算であり、そのうち最も時間を要する演算器の一つが温度差推定器４４の温度差演算器４４１である。温度差演算器４４１においては、図８に例示するようなＩＩＲフィルタのように多数の積和演算が必要となるからである。

図９に、温度差推定の低遅延化をはかるため、未然にチップ損失を予測しておき、事前に温度差を算出しておける本実施例の電力変換装置の一構成を示す。本実施例では、インバータ制御回路２４が、予定された駆動条件、すなわち次のＰＷＭ１周期のスイッチングで予定されるメイン電流値とそのパルス幅を温度差推定器４４に伝達する。インバータ制御回路２４においては、次のスイッチングの目標電流値および予定パルス幅が、ゲートを駆動する前において予定された駆動条件として既知であるため、これらの情報を用いることで温度差推定器４４において未然に次のスイッチングの損失値を予測することができる。図９に示す温度差推定器４４は、この予測のためにチップ損失予測演算器４４６を有しており、予定された駆動条件である次のスイッチングで予定されるメイン電流値とそのパルス幅が入力されることを除き、その構成はチップ損失演算器４４２と同様のものである。チップ損失予測器４４６で予測された次のスイッチングにおける損失値Ｅｐは、既に生じたスイッチングにおける推定損失値Ｅｅと共に温度差予測演算器４４１ｂへ出力される。

図１０に温度差予測演算器４４１ｂの構成例を示す。温度差予測演算器４４１ｂにおいては、予測損失Ｅｐを用いることにより、次スイッチングにおける推定温度差ΔＴｅの予測値ΔＴｅｐを演算している。構成としては、実施例１における図８の温度差演算器４４１を内部に有しており、そこから引き出した内部状態信号と予測損失Ｅｐを使って演算を行う第二の温度差演算器４４１１を有している。ここで、タップ係数Ｃｎ（ｎ＝１，２，３、…）は式（１４）の定義に従うものである。

本実施例の電力変換回路の構成により、スイッチング以前に温度差を予測値として得ることが可能となり、センス電流検出後は仮メイン電流推定器４３とメイン電流補正器４５のみの遅延で補正済みメイン電流Ｉｍｅが得られるようになり、低遅延な電流センシングが実現でき、高速にメイン電流の補正処理を行う演算器を備えた電力変換装置を提供することができる。

実施例３は、実施例１の電力変換装置よりも高精度にメイン電流の補正処理を行う演算器を備えた電力変換装置の実施例である。すなわち、補正済みメイン電流から温度差を推定する第二の温度差推定器と、第二の温度差推定器が推定した第二推定温度差に基づき第二補正係数を演算し、第二補正係数を補正済みメイン電流に乗じる第二のメイン電流補正器とを備える電力変換装置の実施例である。

実施例１では、温度差推定器４４においてチップ損失を演算するために誤差を含む仮メイン電流Ｉｍｅ’を用いていた。チップ損失における導通損は電流の二乗に比例するため、仮メイン電流Ｉｍｅ’と実際のメイン電流Ｉｍとの誤差が与えるチップ損失への誤差の影響は大きい。チップ損失の誤差は推定温度差ΔＴｅへの誤差となり、最終的なメイン電流推定値Ｉｍｅへの誤差となってしまう。逆に言えば、温度差推定器で用いるメイン電流値は高精度であるほどＩｍｅも高精度となるので、温度差推定およびメイン電流補正を繰り返し行うことで、高精度なメイン電流を得られることになる。

図１１は、これを２回繰り返し実施した場合の本実施例の一構成を示している。同図では、第二温度差推定器４４ｂと第二メイン電流補正器４５ｂが、メイン電流補正器４５の出力する補正済みメイン電流である第二仮メイン電流Ｉｍｅ’’を入力として動作している。Ｉｍｅ’’はＩｍｅ’よりも温度差の影響が除去されている分だけ高精度であるため、第二温度差推定器４４ｂの出力する第二推定温度差ΔTe’は元の推定温度差ΔTeよりも高精度であり、第二メイン電流補正器４５ｂが出力する補正済みメイン電流Ｉｍｅは、第二仮メイン電流Ｉｍｅ’’よりも高精度となる。

なお図１１では、同じ構成である温度差推定器４４と第二温度差推定器４４ｂと、同じ構成であるメイン電流補正器４５と第二メイン電流補正器４５ｂとを直列配置したが、必ずしも本構成とする必要はない。シーケンサを別途用意することで、同一の温度差推定器およびメイン電流補正器を繰り返しで使いまわすことによりメモリ規模、演算器規模を削減することもできる。また、繰り返し回数は２回に限定するものではなく、３回以上行ってもよい。

上述した各実施例では、電動モータを制御する電力変換装置について説明したが、これ以外の電力変換装置にも本発明は適用できる。例えば、電磁駆動機構に備えられた電磁コイルに流れる電流を制御するＭＯＳＦＥＴからなる電力変換装置において、ＭＯＳＦＥＴに流れる過電流を検出してＭＯＳＦＥＴを保護する過電流検出装置にも適用できる。ここで、電磁駆動機構としては、例えば自動車に備えられている無段変速機(ＣＶＴ)の制御油量を調整する電磁流量制御弁があり、また、内燃機関の燃焼室に燃料を直接噴射する直噴式燃料噴射弁等がある。

尚、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、一実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

１０ 内燃機関（ＥＧＮ）
１１ モータジェネレータ（ＭＧ）
１２ 動力分配機構（ＴＳＭ）
１３ トランスミッション（ＴＭ）
１４ デファレンシャルギア（ＤＥＦ）
１５ 車輪（ＷＨ）
２０ 電力変換装置
２１ バッテリ（ＢＡＴ）
２２ インバータ回路
２３ 平滑コンデンサ
２４ （インバータ）制御回路
２５ コネクタ
２６ ゲート駆動回路
３０ パワーデバイス
３１ 制御用ＭＯＳＦＥＴ
３２ ダイオード
３３ 電流検出回路
３４、３５、３６、３８ パッド
３７ 感温素子
３９ センス素子
４１ センス素子温度検出器
４２ センス電流検出器
４３ 仮メイン電流推定器
４３１ 仮メイン電流演算器
４４ 温度差推定器
４４１ 温度差演算器
４４２ チップ損失演算器
４４６ チップ損失予測演算器
４５ メイン電流補正器
４５１ 補正係数演算器

Claims (10)

1. 電力変換装置であって、
   メイン素子及びセンス素子を有するデバイスを含むインバータ回路と、
   前記センス素子に流れるセンス電流から前記メイン素子に流れるメイン電流を仮メイン電流として推定する仮メイン電流推定器と、
   前記メイン素子に対するゲート駆動信号及び前記仮メイン電流に基づいて、前記メイン素子と前記センス素子との推定温度差を出力する温度差推定器と、
   前記推定温度差、及び前記メイン素子のオン抵抗温度特性を用いて前記仮メイン電流を補正し、補正済みメイン電流として出力するメイン電流補正器と、
   前記補正済みメイン電流に基づき、前記ゲート駆動信号を出力するインバータ制御回路と、を備える、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記仮メイン電流推定器は、予め取得した前記メイン電流と前記センス電流の比であるセンス比と、前記センス電流に基づき前記仮メイン電流を推定する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記デバイスは感温素子を含み、
   前記仮メイン電流推定器は、前記感温素子の出力から検出されるセンス素子温度に基づき前記仮メイン電流の温度補正を行う、
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２に記載の電力変換装置であって、
   前記温度差推定器は、前記仮メイン電流に基づき推定損失を演算するチップ損失演算器と、前記推定損失に基づき前記推定温度差を演算する温度差演算器を有する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
   前記メイン電流補正器は、前記推定温度差に基づき補正係数を演算する補正係数演算器を有する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記メイン電流補正器は、前記補正係数を前記仮メイン電流に乗じて前記補正済みメイン電流とする、
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記メイン電流補正器は、前記センス素子の温度における前記メイン素子のオン抵抗温度係数、前記推定温度差を乗じて前記補正係数を得る、
   ことを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記温度差推定器は、前記デバイスに対して予定された駆動条件に基づいて前記メイン素子と前記センス素子との温度差を推定する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置であって、
   前記予定された駆動条件とは、次のスイッチングで予定されるメイン電流値とそのパルス幅である、
   ことを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
    前記補正済みメイン電流から温度差を推定する第二の温度差推定器と、前記第二の温度差推定器の推定した第二推定温度差に基づき第二補正係数を演算し、前記第二補正係数を前記補正済みメイン電流に乗じる第二のメイン電流補正器とを備える、
    ことを特徴とする電力変換装置。

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